專利名稱：電力變換裝置以及功率調節器的制作方法
技術領域：
本發明涉及對直流電力進行斬波而變換為交流電力的斬波式的電力變換裝置以及利用其的功率調節器。特別地，本發明涉及適合將在太陽能電池或燃料電池等直流電源發電的直流電力變換為與系統聯系的交流電力的電力變換裝置以及利用其的功率調節器。
背景技術：
近年來，從地球環境保護的觀點出發，活躍地進行著對環境的影響少的太陽能電池、燃料電池等的發電系統的開發。在該發電系統中，有以下的發電系統將來自太陽能電池等的進行發電的直流電源的直流電力，通過功率調節器變換為聯系到系統的商用頻率的交流電力，并將變換后的交流電力提供給連接到商用電力系統的家庭內負載，另一方面，當這樣的電源產生的電力大于家庭內負載的功耗的情況下，將剩余電力逆流至系統側。用于這樣的發電系統的功率調節器一般包括將在太陽能電池等發電的直流電力變換為交流電力的逆變器以及用于系統聯系的保護裝置。此外，該功率調節器有通過絕緣變壓器將直流部和交流部電絕緣的絕緣型、以及不使用絕緣變壓器的非絕緣型。比較這兩個類型，后者的非絕緣型比前者在電力變換效率更優越，因此更常用(例如，參照專利文獻 1)。現有技術文獻專利文獻專利文獻1 (日本)特開2002-10496號公報圖18表示具有非絕緣型的功率調節器的太陽光發電系統的結構例。該功率調節器36與商用電源2聯系運轉。功率調節器36包含用于平滑來自太陽能電池板1的發電輸出的平滑電容器33、 PWM控制的逆變器34、由扼流圈(reactor)和電容器構成的濾波器35、以及未圖示的控制電路。在該功率調節器36中，通過平滑電容器33平滑來自太陽能電池板1的發電輸出。逆變器34由開關元件37 40構成，所述開關元件37 40由反向并聯了二極管的4 個MOSFET等構成。此外，在功率調節器36中，通過使逆變器34內的開關元件37 40以 18kHz前后的高頻率導通/截止的轉換控制，從而將由平滑電容器33平滑后的太陽能電池板1的發電輸出變換輸出為與商用電力系統同步的交流電力。此外，功率調節器36將這樣變換后的交流電力經由濾波器35提供給未圖示的負載，或者逆流至系統側。該功率調節器36所具有的PWM控制的逆變器34需要通過以上述的18kHz前后的高頻率使開關元件37 40轉換動作，從而將來自太陽能電池板1的例如800V左右的高直流電力變換為交流電力。因此，在包括以往的功率調節器36的電力變換裝置中，在功率調節器36內電力變換時產生較大的開關損失，存在電力的變換效率低的課題。
發明內容
本發明鑒于上述課題而完成，其目的在于提供一種提高了從直流電力至交流電力的變換效率的電力變換裝置以及利用其的功率調節器。(1)本發明的電力變換裝置包括第1部件，以第1頻率將直流電壓進行斬波，從而生成由電壓電平相對于第1基準電位向正側變化的多個方波電壓構成的第1方波電壓串；第2部件，將所述第1方波電壓串的電位作為第2基準電位，以比所述第1頻率高的第2頻率將所述第1部件的輸出進行斬波，從而生成由電壓電平比所述正側的第1方波電壓串低的電壓且相對于所述第2基準電位向負側變化的多個方波電壓構成的第2方波電壓串，將所述第1、第2方波電壓串相加從而形成其相對于所述第1基準電位向其正負兩側交替地正弦波狀地變化的第3方波電壓串；第3部件，將所述第3方波電壓串以第3頻率進行斬波從而進行充放電輸出，所述第3頻率由基于與正弦波電壓之間的差分的正負的定時來決定；以及第4部件，以比所述第3頻率高的PWM頻率對所述第3部件的充放電輸出進行PWM 控制，使得校正所述第3方波電壓串和所述正弦波電壓之間的差分，并由所述第3方波電壓串和所述PWM輸出，得到相對于所述第1基準電位向正負兩側連續變化的正弦波電壓，所述第1部件包含第1開關電路，所述第1開關電路串聯連接第1、第2開關元件而成，所述第1開關電路與連接在直流電源的正負兩極間的第1電容器并聯連接，所述第2部件包含第2電容器和第2開關電路的并聯連接電路，所述并聯連接電路的并聯連接的一側與所述第1、第2開關元件的串聯連接部連接，所述第2開關電路將第 3、第4開關元件串聯連接而成，所述第3部件包含第3開關電路和第3電容器的并聯連接電路，所述第3開關電路將第5、第6開關元件串聯連接而成，所述第5、第6開關元件的串聯連接部與所述第3、第 4開關元件的串聯連接部連接，所述第4部件包含對第3部件的所述并聯連接電路并聯連接的第4開關電路，所述第4開關電路將第7、第8開關元件串聯連接而成，所述電力變換裝置包括各測量電路，分別測量所述第1電容器、所述第2電容器、以及所述第3電容器的各兩端電壓；控制部件，基于所述各測量電路的測量值，控制各所述第1 第8開關元件；以及增益校準部件，校準所述各測量電路的增益。根據本發明的電力變換裝置，在第1部件，生成第1頻率的向正側變化的第1方波電壓串。在第2部件，生成比第1頻率高的第2頻率的、向負側變化的第2方波電壓串，且通過將第1、第2方波電壓串相加而生成如正弦波那樣交替地向正負兩側變化的第3方波電壓串。在第3部件，以第3頻率進行充放電，所述第3頻率由基于第3方波電壓串和正弦波電壓之間的差分的正負的定時來決定。由此，第1 第3部件的斬波的頻率即第1 第3頻率可遠低于在正弦波的正或負的半周期內生成多個方波電壓串的以往的PWM控制的逆變器的開關頻率。
其結果，在本發明中，能夠降低開關次數，且作為開關元件能夠選擇即使開關損失有所增大，導通損失也較少的元件。 此夕卜，在第4部件中，PWM控制第3方波電壓串與正弦波電壓之間的差分的電壓，因此與通過以往的PWM控制的逆變器進行轉換的電壓相比，能夠以較低的電壓進行轉換。根據這一點，在本發明中能夠降低開關損失。根據以上，在本發明中，與以往的逆變器相比，能夠提高電力變換效率。而且，通過各測量電路來測量第1 第3部件的第1 第3電容器的兩端電壓，并基于其測量值，控制部件導通/截止控制各第1 第8開關元件，但在本發明中，由增益校準部件來校準用于測量第1 第3電容器的兩端電壓的各測量電路的增益，因此不會產生由于構成各測量電路的元件的偏差等而相對于相同的電壓測量值不同的誤差，由此，能夠防止通過控制部件來切換各第1 第8開關元件的導通/截止的瞬間，由于所述誤差而在輸出電壓上產生尖峰狀的噪聲的情況。(2)在本發明的電力變換裝置之一實施方式中，也可以是所述控制部件將所述第 4部件的輸出短路，并控制各所述第1 第8開關元件，使得所述第1電容器、所述第2電容器以及第3電容器內的兩個電容器的兩端上被施加相同的電壓，所述增益校準部件基于與所述被施加了相同電壓的兩個電容器分別對應的兩個測量電路的測量值，校準增益。根據該實施方式，通過控制部件進行控制使得兩個電容器上被施加相同的電壓， 增益校準部件能夠校準與兩個電容器對應的兩個測量電路的增益，能夠自動地進行增益的校準。(3)在上述(2)的實施方式中，也可以是所述控制部件進行控制，使得以所述第1 電容器、所述第2電容器以及第3電容器內的一個電容器作為基準，對包含該基準的電容器的兩個電容器中的每一個，對它們的兩端被施加相同的電壓，所述增益校準部件以與所述被施加了相同的電壓的所述基準的電容器對應的測量電路的測量值作為基準，校準其他兩個測量電路的增益。根據該實施方式，對一個電容器例如第1電容器和第2電容器施加相同的電壓，以與第1電容器對應的測量電路的測量值作為基準，校準與第2電容器對應的測量電路的增益，進一步對第1電容器和第3電容器施加相同的電壓，以與第1電容器對應的測量電路的測量值作為基準，能夠校準與第3電容器對應的測量電路的增益。(4)本發明的功率調節器將來自直流電源的直流電力變換為與商用電源系統聯系的交流電力，包括第1部件，以作為系統頻率的第1頻率將來自所述直流電源的直流電壓進行斬波， 從而生成由電壓電平相對于第1基準電位向正側變化的多個方波電壓構成的第1方波電壓串；第2部件，將所述第1方波電壓串的電位作為第2基準電位，以比所述第1頻率高規定倍數的第2頻率將所述第1部件的輸出進行斬波，從而生成由電壓電平比所述正側的第1方波電壓串低的電壓且相對于所述第2基準電位向負側變化的多個方波電壓構成的第 2方波電壓串，將所述第1、第2方波電壓串相加從而形成其相對于所述第1基準電位向其正負兩側交替地正弦波狀地變化的第3方波電壓串；
第3部件，將所述第3方波電壓串以第3頻率進行斬波從而進行充放電輸出，所述第3頻率由基于與正弦波電壓之間的差分的正負的定時來決定；以及第4部件，以比所述第3頻率高的PWM頻率對所述第3部件的充放電輸出進行PWM 控制，使得校正所述第3方波電壓串和所述正弦波電壓之間的差分，并由所述第3方波電壓串和所述PWM輸出，得到相對于所述第1基準電位向正負兩側連續變化的正弦波電壓，并將該正弦波電壓向負荷側輸出，所述第1部件包含第1開關電路，所述第1開關電路串聯連接第1、第2開關元件而成，所述第1開關電路與連接在直流電源的正負兩極間的第1電容器并聯連接，所述第2部件包含第2電容器和第2開關電路的并聯連接電路，所述并聯連接電路的并聯連接的一側與所述第1、第2開關元件的串聯連接部連接，所述第2開關電路將第 3、第4開關元件串聯連接而成，所述第3部件包含第3開關電路和第3電容器的并聯連接電路，所述第3開關電路將第5、第6開關元件串聯連接而成，所述第5、第6開關元件的串聯連接部與所述第3、第 4開關元件的串聯連接部連接，所述第4部件包含對第3部件的所述并聯連接電路并聯連接的第4開關電路，所述第4開關電路將第7、第8開關元件串聯連接而成，所述功率調節器包括各測量電路，分別測量所述第1電容器、所述第2電容器、以及所述第3電容器的各兩端電壓；控制部件，基于所述各測量電路的測量值，控制各所述第1 第8開關元件；以及增益校準部件，校準所述各測量電路的增益。根據本發明的功率調節器，通過第1 第3部件，生成向正負兩側交替地正弦波那樣變化的第3方波電壓串，并基于第3方波電壓串與正弦波電壓之間的差分的正負，進行充放電。由此，第1 第3部件的斬波的頻率即開關元件的轉換頻率可遠低于在正弦波的正或負的半周期內生成多個方波電壓串的以往的PWM控制的變換器的轉換頻率。其結果，在本發明中，能夠降低開關損失，并作為開關元件能夠選擇導通損失少的元件。此外，在第4部件中，將向正負兩側交替地變化的方波電壓串與正弦波電壓之間的差分電壓進行PWM控制。由此，與通過以往的PWM控制的逆變器來進行轉換的電壓相比，成為通過低電壓進行的轉換，能夠降低開關損失。根據以上，在本發明中，與以往的功率調節器相比，能夠提高電力變換效率。而且，通過各測量電路來測量第1 第3部件的第1 第3電容器的兩端電壓，并基于其測量值，控制部件導通/截止控制各第1 第8開關元件，但在本發明中，由增益校準部件來校準用于測量第1 第3電容器的兩端電壓的各測量電路的增益，因此不會產生由于構成各測量電路的元件的偏差等而相對于相同的電壓測量值不同的誤差，由此，能夠防止通過控制部件來切換各第1 第8開關元件的導通/截止的瞬間，由于所述誤差而在輸出電壓上產生尖峰狀的噪聲的情況。根據本發明，通過斬波直流電壓，生成向正負兩側交替地正弦波那樣變化的方波電壓串。由此，用于生成該方波電壓串的斬波的頻率即開關元件的轉換頻率可遠低于在正弦波的正或負的半周期內生成多個方波電壓串的以往的PWM控制的變換器的轉換頻率。其結果，在本發明中，能夠大幅降低開關損失，且作為開關元件能夠選擇導通損失少的元件。此外，在本發明中，將向正負兩側交替地變化的方波電壓串與正弦波電壓之間的差分電壓進行PWM控制，因此與通過以往的PWM控制的變換器進行轉換的電壓相比，成為通過更低電壓進行轉換。根據這一點，在本發明中，能夠降低開關損失。根據以上，在本發明中，與以往例子相比，能夠顯著地提高電力變換效率。此外，校準用于測量第1 第3部件的第1 第3電容器的兩端電壓的各測量電路的增益，因此不會由于構成各測量電路的元件的偏差等而在測量值上產生誤差，由此，能夠防止在基于各測量電路的測量值而控制各第1 第8開關元件的導通/截止的控制部件切換導通/截止的瞬間，由于誤差而在輸出電壓上產生尖峰狀的噪聲的情況。
圖1是本發明的實施方式的太陽光發電系統的結構圖。圖2(A) 圖2(D)是用于圖1的功率調節器的動作說明的圖。圖3(A)與圖3(B)是用于說明圖1的第1斬波電路的動作原理的圖。圖4(A) 圖4(D)是用于說明圖1的第2斬波電路的動作原理的圖。圖5是用于說明圖1的第3斬波電路的動作原理的圖。圖6(A)與圖6(B)是表示圖5的各部的電壓波形的圖。圖7(A) 圖7(C)是表示輸入電壓為800V的情況下的各部的電壓的圖。圖8(A) 圖8(C)是表示輸入電壓為520V的情況下的各部的電壓的圖。圖9(A) 圖9(F)是表示圖1的各部的波形的圖。圖10是單相3線的情況下的結構圖。圖11是三相3線的情況下的結構圖。圖12是三相4線的情況下的結構圖。圖13是表示本實施方式和以往方式的特性的圖。圖14是圖13的以往方式的結構圖。圖15是本發明的其他實施方式的結構圖。圖16是用于說明本發明的增益校準的步驟的與圖1對應的圖。圖17是用于說明本發明的增益校準的步驟的與圖1對應的圖。圖18是以往例子的結構圖。標號說明1太陽能電池板2商用電源3功率調節器5第1斬波電路6第2斬波電路7第3斬波電路9控制電路10 17第1 第8開關元件
具體實施例方式以下，根據附圖詳細說明本發明的實施方式。圖1是本發明的一個實施方式的太陽光發電系統的結構圖，表示單相2線的情況下的結構。該實施方式的太陽光發電系統包括太陽能電池板1、以及用于將來自太陽能電池板1的直流電力變換為交流電力，并與商用電源2聯系運轉的功率調節器3。太陽能電池板1構成為，將多個太陽能電池模塊串聯、并聯連接，從而得到所需的發電電力。該實施方式的太陽能電池板1由非晶硅制的薄膜太陽能電池構成。本實施方式的功率調節器3是不具有絕緣變壓器的非絕緣型(無變壓器)的功率調節器。該功率調節器3包括作為平滑電容器的第1電容器4、第1 第3斬波電路5 7、噪聲濾波器8、用于控制各部的控制電路9，該控制電路9包括控制部9a，輸出用于控制第1 第3斬波電路5 7的柵信號，并如后述那樣校準測量電路的增益；以及測量部％， 測量各部的電壓以及輸出電流。第1 第3斬波電路5 7以及控制電路9構成對太陽能電池板1級聯的斬波變換器。太陽能電池板1的負極側被接地。圖中所示的(a)點是地，該地的電壓為零。(b) 點是太陽能電池板1的正極側。太陽能電池板1的正負兩極間并聯連接了第1電容器4。第1斬波電路5并聯連接了第1電容器。第1斬波電路5包括串聯連接的2個第1、第2開關元件10、11。在第1、第2開關元件10、11中，分別反相并聯連接了二極管。第1斬波電路5通過這2個第1第2開關元件10、11構成第1斬波電路。在第1斬波電路5中，第1、第2開關元件10、11通過來自控制電路9的柵信號，以與系統頻率例如50Hz相同的第1頻率被交替地導通/截止控制。這些第1、第2開關元件10、11與第2、第3斬波電路6、7的開關元件12 17相同，例如由N溝道MOSFET構成。 另外，開關元件并不限定于M0SFET，也可以是IGBT、三極管等其他的開關元件。第2斬波電路6包含第2電容器18和第2開關電路，所述第2開關電路將反相并聯連接了二極管的2個第3、第4開關元件12、13并聯連接而成。第2電容器18和第2開關電路互相并聯連接。第3、第4開關元件12、13通過來自控制電路9的柵信號，以第1頻率的2倍的頻率的第2頻率f2例如IOOHz被交替地開/關控制。在該第2斬波電路6中，第2電容器18與第2開關電路的并聯連接一端側連接到第1趙波電路5中第1、第2開關元件10、11的串聯連接部。其連接點在圖中表示為(c)。 圖中(c) (d)相當于第2電容器18的兩個電容器電極側。第3斬波電路7包含第3開關電路、第3電容器19、以及第4開關電路，所述第3 開關電路將反相并聯連接了二極管的兩個第5、第6開關元件14、15串聯連接而成，所述第 4開關電路將反相并聯連接了二極管的兩個第7、第8開關元件16、17串聯連接而成。在第3斬波電路7中，這些第3開關電路、第3電容器19以及第4開關電路互相并聯連接。這些電路的并聯連接一端側和另一端側在圖中分別由(f)、(g)來表示。第3電容器19的兩個電容器電極側相當于該(f)、(g)。第5、第6開關元件14、15通過來自控制電路9的柵信號，以第1頻率的3倍的頻率即第3頻率f3例如150Hz被交替地開/關控制。第7、第8開關元件16、17通過來自控制電路9的柵信號，以高頻率f4例如18kHz 被PWM控制。第3斬波電路7的第5、第6開關元件14、15的串聯連接部連接到第2斬波電路6 的第3、第4開關元件12、13的串聯連接部。其連接點在圖中以(e)來表示。此外，第3斬波電路7的第7、第8開關元件16、17的串聯連接部連接到由扼流圈 20和第4電容器21構成的噪聲濾波器8。其連接點在圖中以(h)來表示。該噪聲濾波器8上連接有未圖示的負載以及商用電源2。控制電路9經由測量部9b的未圖示的差動放大電路等來測量系統電壓Vs以及系統電流Is，且與以往一樣地計算與商用電源2的系統頻率同步的正弦波狀的目標電壓的指令值Ψ，并經由測量部9b的測量電路來測量第1 第3電容器4、18、19的兩端的電壓Vdl、 Vd2、Vd3，從而生成用于控制各斬波電路5 7的柵信號。所述電壓Vdl是以作為地的(a)點電壓為基準在(b)點表現的太陽能電池板1的
直流輸出電壓。電壓Vd2是以第2斬波電路6的第2電容器18的一個電容器電極點(d)作為基準的在另一個電容器電極點(c)上的充電電壓。電壓Vd3是以第3斬波電路7的第3電容器19的一個電容器電極點(f)作為基準的在另一個電容器電極點(g)上的充電電壓。圖2是用于說明該實施方式的各斬波電路5 7的動作的概略的圖，圖2㈧表示圖1的主要部分的結構圖，圖2(B) ⑶分別表示圖2(A)中的電壓VI、V2、V3，圖2(B)、 (C)中以細實線來表示與上述的系統同步的正弦波狀的目標電壓的指令值V*的波形。所述電壓Vl是以作為地的(a)點的電位為第1基準電位的第1斬波電路5的第 1、第2開關元件10、11的串聯連接部即(c)點的電壓。電壓V2是以所述(c)點的電位作為第2基準電位的第2斬波電路6的第3、第4 開關元件12、13的串聯連接部即(e)點的電壓。電壓V3是以第3斬波電路7的第5、第6開關元件14、15的串聯連接部的(e)點作為基準的第7、第8開關元件16、17的串聯連接部即(g)點的電壓。在第1斬波電路5中，在與商用電源2的系統頻率相同的50Hz的情況下，以與系統頻率相同的50Hz的第1頻率交替地開/關控制第1、第2開關元件10、11。由此，如圖2(B)所示，第1、第2開關元件10、11的串聯連接部即(c)點的電壓Vl 成為由向正側上升的多個方波電壓構成的第1方波電壓串。該電壓Vl的方波的電壓電平成為太陽能電池板1的直流輸出電壓Vdl。在第2斬波電路6中，以第1頻率的2倍的頻率即IOOHz的第2頻率f2交替地開/關控制第3、第4開關元件12、13。由此，如圖2(C)所示，第3、第4開關元件12、13的串聯連接部即(e)點的電壓V2成為由以第1、第2開關元件10、11的串聯連接部的(c)點為基準向負側下降的多個方波電壓構成的第2方波電壓串。該電壓V2的方波的電壓電平被控制使得成為直流輸出電壓Vdl的1/2。在以作為地的(a)點為基準的情況下，即以第1基準電位為基準的情況下，如后述的圖4(D)所示，該第2斬波電路6的第3、第4開關元件12、13的串聯連接部即(e)點的電壓V2成為將(a)-(c)點間的電壓Vl和(c)-(e)點間電壓V2合計后的與正負交替變化的正弦波狀對應的階梯狀波形的電壓V1+V2。該階梯狀的電壓V1+V2與在圖4(D)以細實線表示的上述的正弦波狀的目標電壓的指令值V*同步地正負交替變化。在第3斬波電路7中，以第1頻率的3倍的頻率即150Hz的第3頻率f3交替地開/關控制第5、第6開關元件14、15，此外，以18kHz的頻率f4PWM控制第7、第8開關元件 16,17,以便補償該階梯狀波形的電壓V1+V2與正弦波狀的目標電壓的指令值V*的差電壓。由此，圖2(A)的第3斬波電路7的第7、第8開關元件16、17的串聯連接部即(h) 點的電壓V3在以作為第5、第6開關元件14、15的串聯連接部(e)點作為基準以PWM的平均值表示時，如圖2(D)所示，成為對應于階梯狀波形的電壓Vl+V2(圖4(D))與正弦波狀的目標電壓的指令值壙之間的差電壓的電壓。從而，作為第3斬波電路6的第7、第8開關元件16、17的串聯連接部即(h)點的電壓V3在以作為地的(a)點的第1基準電壓為基準的情況下，成為與商用電源2同步的與目標電壓的指令值壙對應的正弦波狀的電壓。以下，進一步詳細說明第1 第3斬波電路5 7的動作原理。圖3是用于說明第1斬波電路5的動作原理的圖，圖3 (A)表示太陽能電池板1、第 1電容器4以及第1斬波電路5，圖3 (B)表示(a)-(c)間電壓VI。尤其是在圖3(B)中，以細實線來表示正弦波狀的目標電壓的指令值壙。在太陽能電池板1的正極側(b)點呈現以作為地的(a)點的電位作為第1基準電位的被第1電容器4平滑后的太陽能電池板1的直流輸出電壓Vdl。在第1斬波電路5中，通過以50Hz的第1頻率被交替地開/關控制的第1、第 2開關元件10、11，直流輸出電壓Vdl被斬波。在第1開關元件10為導通且第2開關元件11為截止時，(b)點電壓即第1電容器 4的充電電壓Vdl表現在第1斬波電路5的第1、第2開關元件10、11的串聯連接部即(c)
點ο在第1開關元件10為截止且第2開關元件11為導通時，(a)點的地線電壓表現在第1斬波電路5的第1、第2開關元件10、11的串聯連接部即(c)點。從而，如上所述，第1、第2開關元件10、11的串聯連接部即(c)點的電壓Vl如圖 3(B)所示那樣成為由以地電位作為第1基準電壓向正側上升的多個方波電波構成的第1 方波電壓串。該電壓Vl是以(a)點作為基準的第1、第2開關元件10、11的串聯連接部即 (c)點的電壓，方波的電壓電平成為太陽能電池板1的直流輸出電壓Vdl例如800V。在該第1斬波電路5中，由于生成相位與系統的電壓相同的方波電壓串，因此能夠輸出有效電壓。圖4是用于說明第2斬波電路6的動作原理的圖，圖4㈧表示第1斬波電路5以及第2斬波電路6，圖4(B)表示電壓VI，圖4(C)表示電壓V2，圖4(D)表示電壓V1+V2，圖
114(B) (D)以細實線來一并表示正弦波狀的目標電壓的指令值V*。在第2斬波電路6中，通過以IOOHz的第2頻率f2被交替地開/關控制的第3、第 4開關12、13，圖4(B)所示的(c)點的電壓Vl被斬波。在第3開關元件12為導通且第4開關元件13為截止時，第3、第4開關元件12、 13的串聯連接部即(e)點與第1斬波電路5的第1、第2開關元件10、11的串聯連接部即 (c)點是相同電壓，在第3開關元件12為截止且第4開關元件13為導通時，第3、第4開關元件12、13的串聯連接部即(e)點的電位變得比(c)點的電位低。從而，如上所述，第3、第 4開關元件12、13的串聯連接部即(e)點的電壓V2成為由以第1、第2開關元件10、11的串聯連接部即(c)點的電位作為第2基準電位，如圖4(C)所示那樣向負側下降的多個方波電壓構成的第2方波電壓串。另外，在第1斬波電路5的第1開關元件10為導通且第2開關元件11為截止時， 通過截止第2斬波電路5的第3開關元件12且導通第4開關元件13，從而第2電容器18 被充電。此外，在第1斬波電路5的第1開關元件10為截止且第2開關元件11為導通時， 通過截止第2斬波電路6的第3開關元件12且導通第4開關元件13，第2電容器18的充電電荷經由這些被導通的開關元件11而被放電。這樣第2電容器18如圖4(C)所示那樣交替地重復經過電期間Tl的充電和經過放電時間T2的放電，生成以(c)點的第2基準電位作為基準向負側下降的方波。該方波的電壓電平Vd2是太陽能電池板1的直流輸出電壓 Vdl 的 1/2 (Vd2 = -Vdl/2)例如為 400V。所述電壓V2是以第1、第2開關元件10、11的串聯連接部即(c)點作為基準的第 3、第4開關元件12、13的串聯連接部即(e)點的電壓。從而，在第2斬波電壓6中，以作為地的(a)點的電位作為第1基準電位，在(e)點表現將圖4(B)的(a)-(c)點間電壓Vl和圖4(C)的(c)-(e)點間電壓V2合計后的、圖4(D)所示的與正弦波狀的目標電壓的指令值 V*的變化對應的交替地正負變化的階梯狀波形的電壓V1+V2。在該第2斬波電路6中，由于生成向負側下降的方波電壓串，因此能夠去除偶數階的高次諧波，此外由于以相等的電力重復充電和放電，因此原理性的有效電力成為0。此外，通過后述的圖9(C)的系統電流Is流向第2電容器18，從而進行充放電。在圖9(C)的系統電流Is為正時，在圖4(C)的Tl的期間第2電容器18以正弦波電流被充電。 因此，在實際的動作中在Tl期間V2緩慢減少。同樣，在圖9(C)的系統電流Is為負時，在圖4(C)的T2的期間第2電容器18以正弦波電流被放電。因此，在實際的動作中在T2期間V2緩慢增加。圖5是用于說明第3斬波電路7的動作原理的圖，圖6㈧是表示所述階梯狀波形的電壓V1+V2的圖，圖6(B)是以第5、第6開關元件14、15的串聯連接部即(e)點作為基準，將第7、第8開關元件16、17的串聯連接部即(h)點的電壓V3以PWM的平均值來表示的圖，在圖6(A)中，以細實線一并表示了正弦波狀的目標電壓的指令值V*。第5、第6開關元件14、15在基于圖6 (A)所示的(e)點的階梯狀波形的電壓V1+V2 和正弦波狀的目標電壓的指令值壙之間的差電壓的正負的定時，被開/關控制。其結果， 上述電壓V1+V2在該開/關控制的定時對第3電容器19充放電。換言之，在電壓V1+V2 >正弦波狀的目標電壓的指令值壙的關系式成立時，差電壓為正，第5開關元件14被控制為導通，且第6開關元件15被控制為截止，其結果，電壓V1+V2對第3電容器19充電。另一方面，在電壓V1+V2<E弦波狀的目標電壓的指令值V*的關系式成立時，差電壓為負，第5開關元件14被控制為截止，第6開關元件15被控制為導通，其結果，對第3 電容器19充電的電壓被放電。上述差電壓的大小關系的周期是第3頻率f3即150Hz，其結果，第5、第6開關元件14、15以該第3周期f3被交替地開/關控制。而且，在第3斬波電路7中，通過用于校正電壓V1+V2和正弦波狀的目標電壓的指令值壙之間的差電壓的占空比，以比第1頻率f\高幾百倍的頻率即18kHz的第4頻率f4， PWM控制第7、第8開關元件16、17。從而，在作為第7、第8開關元件16、17的串聯連接部即(h)點，如圖6(B)所示那樣，表現與階梯狀波形的電壓V+V2和正弦波狀的目標電壓的指令值壙之間的差電壓對應的電壓V3。該電壓V3表示PWM的平均值，該電壓V3是以第5、第 6開關元件14、15的串聯連接部即(e)點作為基準的第7、第8開關元件16、17的串聯連接部即(h)點的電壓。從而，在第3斬波電路7中，以作為地的(a)點的第1基準電位作為基準，在第7、 第8開關元件16、17的串聯連接部的(h)點表現將圖6(A)所示的(a)-(e)點間電壓V1+V2 和圖6(B)所示的(e)-(h)點間電壓V3合計后的、與圖6(A)的細實線表示的電力系統頻率的變化同相的正弦波狀的目標電壓的指令值壙。在該第3斬波電路7中，以系統頻率的3倍的頻率進行斬波，并消除正弦波電壓的差分，因此能夠抑制第3階以上的高次諧波。接著，進一步詳細地說明圖1的控制電路9的各斬波電路5 7的斬波控制。控制電路9通過對于第1斬波電路5的第1、第2開關元件10、11的柵信號，控制上述的圖3(B)的向正側上升的多個方波電壓的脈沖寬度。即，將第1斬波電路5的輸出電壓的基波分量控制為與系統電源的基波電壓一致， 進行控制使得方波電壓的脈沖寬度S例如成為通過下式計算的值。δ = sin—1 \_{^2nV) l{2Vd\)\這里，V是系統電源的電壓Vs的有效值。若僅對該脈沖寬度δ調整Δ δ 則能夠增減基波電壓，通過對所測量的上述的電壓Vd3和其目標值Vd3*的誤差乘以系數而計算該Δ δ1()控制電路9根據對第2斬波電路6的第3、第4開關元件12、13的柵信號，進行控制使得上述的圖4(C)所示的電壓Vd2成為第1斬波電路5的電壓Vdl的1/2。S卩，在第2斬波電路6的第3、第4開關元件12、13根據柵信號被開/關控制時，如上所述那樣第2電容器18重復充電和放電，并生成圖4(C)所示的向負側下降的多個方波電壓串，但充電期間Tl即與充電對應的方波的脈沖寬度與從第1斬波電路5輸出的方波的脈沖寬度相同，放電期間T2即與放電對應的方波的脈沖寬度是將與充電對應的方波的脈沖寬度微調整了 Δ δ2的值。該Δ δ2通過對所測量的電壓Vd2和作為目標的電壓Vd2*的誤差乘以系數值而計算。將該作為目標的電壓設為所測量的電壓Vdl的1/2。控制電路9根據太陽能電池板1的發電輸出的變動，如上所述那樣控制方波電壓的脈沖寬度。
圖7和圖8中表示在來自太陽能電池板1的輸入電壓Vdl變動時的正側以及負側的方波電壓V1、V2的仿真波形。圖7表示輸入電壓Vdl為800V的情況，圖8表示輸入電壓 Vdl為520V的情況下。圖7(A)、圖8(A)表示正弦波狀的目標電壓的指令值V*。圖7 (B)、圖8 (B)表示第 1斬波電路5的正側的電壓VI。圖7(C)、圖8(C)表示第2斬波電路6的負側的電壓V2。可知，在輸入電壓Vdl變低時，進行控制使得圖8(B)所示的正側的方波以及圖 8(C)所示的負側的方波兩者的脈沖寬度都變得比圖7寬。此外，控制電路9在基于上述的圖6 (A)所示的階梯波狀的電壓V1+V2和正弦波狀的目標電壓的指令值壙之間的差電壓的正負的定時，將第3斬波電路7的第5、第6開關元件14、15交替地開/關控制，且以用于校正所述差電壓的占空比，高頻地PWM控制第7、第8 開關元件16、17，如上所述那樣生成目標電壓的指令值V*的正弦波電壓。圖9是表示圖1的各部的仿真波形的圖，都以地為基準。圖9㈧是系統電壓Vs，圖9(B)是第3斬波電路7的輸出電壓V，圖9 (C)是系統電流Is，圖9 (D)是電壓Vl和V2 (虛線)，圖9 (E)是電壓V3，圖9 (F)是電壓Vd2和Vd3 (虛線)。在該實施方式中，如上所述，第1斬波電路5的第1、第2開關元件10、11例如以 50Hz的第1頻率轉換800V的電壓，第2斬波電路的第3、第4開關元件12、13例如以 IOOHz的第2頻率f2轉換400V的電壓，第3斬波電路7的第5、第6開關元件14、15例如以 150Hz的第3頻率f3轉換260V的電壓。S卩，這些開關元件10 15以遠低于以往的功率調節器的PWM控制的逆變器的PWM頻率的頻率進行轉換。此外，第3斬波電路7的第7、第8開關元件16、17以18kHz的高頻率PWM控制階梯波狀的電壓V1+V2與正弦波狀的目標電壓的指令值V*之間的差電壓即260V左右的電壓。 即，在第7、第8開關元件16、17中，與以往的功率調節器的PWM控制的變換器相比，轉換較低的電壓。這樣，在第1 第3斬波電路5 7的第1 6開關元件10 15中，與以往的PWM 控制相比，以遠低于其的頻率進行轉換，因此能夠減少開關損失，且能夠選擇導通損失低的開關元件和便宜的開關元件，另一方面，在第3斬波電路7的第7、第8開關元件16、17中， 轉換與以往的PWM控制相比較低的電壓，因此能夠減少開關損失。由此，與以往例子的功率調節器相比，能夠提高功率調節器3的電力變換效率。另外，方波電壓生成部件包含第1斬波電路5、第2斬波電路6、第3斬波電路7的第5、第6開關元件14、15和第3電容器19、以及用于控制這些的控制電路9，正弦波電壓生成部件包含第3斬波電路7的第7、第8開關元件16、17以及用于控制這些的控制電路9。在本實施方式中，太陽能電池板1如上所述那樣由非晶硅制的薄膜太陽能電池構成。在該非晶硅制的太陽能電池中，在其負極側電位比地電位低時，可知引起隨時間劣化，為了應對其，需要將該負極側設為地線電位。但是，在上述的圖18所示的非絕緣型的功率調節器36中，在直流側和交流側，由于基準電位的電平不同，因此不能將作為功率調節器36的輸入側即太陽能電池的負極側設為地電位。相對于此，在本發明中，由于直流側和交流側的基準電位的電平相同，因此能夠將太陽能電池的負極側設為地電位。在上述的實施方式中，應用于單相2線的情況而進行說明，但作為本發明的其他實施方式，也可以如圖10所示那樣應用于單相3線、如圖11所示那樣應用于三相3線、或者如圖12所示那樣應用于三相4線。圖13是比較圖15所示的三相4線的情況下的本實施方式與圖14所示的以往方式的特性而表示的圖，橫軸表示輸出電力(W)，縱軸表示效率(％ )。在圖13中，實線表示本實施方式的特性，粗實線表示作為開關元件而使用了 SJ(超結)M0SFET的情況下的特性，細實線表示作為開關元件而使用IGBT的情況下的特性，虛線表示以往方式的特性。另外，該圖13表示系統線間電壓400V、輸入電壓570V的情況。此外，如圖14所示，以往方式是包含升壓電路32、平滑電容器41以及PWM控制的變換器42的非絕緣型的功率調節器，其中所述升壓電路32包含扼流圈28、二極管29、IGBT30以及開關31。如該圖13所示，在本實施方式中，與以往方式相比，可知能夠提高效率。而且，在本實施方式中，如下進行處理使得在輸出電壓中不產生尖峰狀噪聲等。如上所述，正弦波狀的目標電壓的指令值f通過參照所測量的電壓Vdl、Vd2、Vd3 而計算。這里，電壓Vdl、Vd2、Vd3是在控制電路9的測量部9b中利用對應的各測量電路來進行測量的，但由于構成各測量電路的部件的偏差等，有時雖然是相同的電壓但其測量值不同，尤其是在溫度低的地方或高的地方，測量值的差異變大。這樣，若在用于分別測量Vdl、Vd2、Vd3的各測量電路中產生誤差，則如上所述那樣在正弦波狀的目標電壓的指令值f產生誤差，在開關元件的導通/截止的切換瞬間，生成偏離了相應于誤差的電壓而產生尖峰狀的噪聲。因此，在本實施方式中，自動校準各測量電路的增益，使得各測量電路對相同測量電壓的各測量電路的測量值一致。在本實施方式中，以電壓Vdl的測量電路為基準，校準電壓Vd2、Vd3的測量電路的
增 ο圖16是以電壓Vdl的測量電路作為基準，校準電壓Vd2的測量電路的情況下的結構圖，對與上述的圖1對應的部分附加了相同的參照標號。在本實施方式中，在開始運轉之前，以打開未圖示的聯系繼電器而與系統分離的狀態，關閉輸出短路繼電器50，從而控制各開關元件10 17的開/關使得第1電容器4的兩端的電壓Vdl和第2電容器18的兩端的電壓Vd2成為相同的電壓。具體地說，導通第1開關元件10、第4開關元件13、第6開關元件15以及第8開關元件18，另一方面，截止第2開關元件11、第3開關元件12、第5開關元件14以及第7開關元件16，并控制轉換使得第1電容器4的兩端的電壓Vdl和第2電容器18的兩端的電壓 Vd2成為相同的電壓，并測量各電壓Vdl、Vd2。由此，通過以下式子來計算用于進行校正使得電壓Vd2的測量電路的測量值與電壓Vdl的測量電路的測量值一致的校正系數。校正系數=電壓Vdl的測量值+電壓Vd2的測量值在求出了該校正系數后的通常的運轉時，通過對由測量電路測量的電壓Vd2的測量值(校正前測量值)乘以所述系數，從而能夠得到校正了電壓Vd2的測量值的校正后的測量值。及，通過以下式子來計算電壓Vd2的校正后的測量值。電壓Vd2的校正后的測量值=校正系數X電壓Vd2的校正前的測量值這樣能夠使得電壓Vdl的測量電壓和電壓Vd2的測量電路對于相同的電壓的測量
值一致。圖17是以電壓Vdl的測量電路作為基準，校準電壓Vd3的測量電路的情況下的結構圖，對于與上述的圖1對應的部分附加了相同的參照標號。與電壓Vd2的測量電路的校準的情況相同，以打開聯系繼電器而與系統分離的狀態，關閉輸出短路繼電器50，從而控制各開關元件10 17的導通/截止使得第1電容器4 的兩端的電壓Vdl和第3電容器19的兩端的電壓Vd3成為相同的電壓。具體地說，導通第1開關元件10、第3開關元件15、第5開關元件14以及第8開關元件17，另一方面，截止第2開關元件11、第4開關元件13、第6開關元件15以及第7開關元件16，并控制轉換使得第1電容器4的兩端的電壓Vdl和第3電容器19的兩端的電壓 Vd3成為相同的電壓，并分別測量各電壓Vdl、Vd3。由此，通過以下式子來計算用于進行校正使得電壓Vd3的測量電路的測量值與電壓Vdl的測量電路的測量值一致的校正系數。校正系數=電壓Vdl的測量值+電壓Vd3的測量值在求出了該校正系數后的通常的運轉時，通過對由測量電路測量的電壓Vd3的測量值(校正前測量值)乘以所述系數，能夠得到校正了電壓Vd3的測量值的校正后的測量值。及，電壓Vd3的校正后的測量值通過以下式子來計算。電壓Vd3的校正后的測定值=校正系數X電壓Vd3的校正前的測量值這樣能夠使電壓Vdl的測量電路和電壓Vd3的測量電路對于相同電壓的測量值一致。如上，能夠使得電壓Vdl、Vd2、Vd3的各測量電路對于相同電壓的測量值一致，由此，能夠抑制測量值的誤差引起的交流電壓的尖峰噪聲。本發明作為電力變換裝置有用。
權利要求
1.一種電力變換裝置，其特征在于，包括第1部件，以第1頻率將直流電壓進行斬波，從而生成由電壓電平相對于第1基準電位向正側變化的多個方波電壓構成的第1方波電壓串；第2部件，將所述第1方波電壓串的電位作為第2基準電位，以比所述第1頻率高的第 2頻率將所述第1部件的輸出進行斬波，從而生成由電壓電平比所述正側的第1方波電壓串低的電壓且相對于所述第2基準電位向負側變化的多個方波電壓構成的第2方波電壓串， 將所述第1、第2方波電壓串相加從而形成其相對于所述第1基準電位向其正負兩側交替地正弦波狀地變化的第3方波電壓串；第3部件，將所述第3方波電壓串以第3頻率進行斬波從而進行充放電輸出，所述第3 頻率由基于與正弦波電壓之間的差分的正負的定時來決定；以及第4部件，以比所述第3頻率高的PWM頻率對所述第3部件的充放電輸出進行PWM控制，使得校正所述第3方波電壓串和所述正弦波電壓之間的差分，并由所述第3方波電壓串和所述PWM輸出，得到相對于所述第1基準電位向正負兩側連續變化的正弦波電壓，所述第1部件包含第1開關電路，所述第1開關電路串聯連接第1、第2開關元件而成， 所述第1開關電路與連接在直流電源的正負兩極間的第1電容器并聯連接，所述第2部件包含第2電容器和第2開關電路的并聯連接電路，所述并聯連接電路的并聯連接的一側與所述第1、第2開關元件的串聯連接部連接，所述第2開關電路將第3、第 4開關元件串聯連接而成，所述第3部件包含第3開關電路和第3電容器的并聯連接電路，所述第3開關電路將第5、第6開關元件串聯連接而成，所述第5、第6開關元件的串聯連接部與所述第3、第4開關元件的串聯連接部連接，所述第4部件包含對第3部件的所述并聯連接電路并聯連接的第4開關電路，所述第 4開關電路將第7、第8開關元件串聯連接而成， 所述電力變換裝置包括各測量電路，分別測量所述第1電容器、所述第2電容器、以及所述第3電容器的各兩端電壓；控制部件，基于所述各測量電路的測量值，控制各所述第1 第8開關元件；以及增益校準部件，校準所述各測量電路的增益。
2.如權利要求1所述的電力變換裝置，其中，所述控制部件將所述第4部件的輸出短路，并控制各所述第1 第8開關元件，使得所述第1電容器、所述第2電容器以及第3電容器內的兩個電容器的兩端上被施加相同的電壓，所述增益校準部件基于與所述被施加了相同電壓的兩個電容器分別對應的兩個測量電路的測量值，校準增益。
3.如權利要求2所述的電力變換裝置，其中，所述控制部件進行控制，使得以所述第1電容器、所述第2電容器以及第3電容器內的一個電容器作為基準，對包含該基準的電容器的兩個電容器中的每一個，它們的兩端被施加相同的電壓，所述增益校準部件以與所述被施加了相同的電壓的所述基準的電容器對應的測量電路的測量值作為基準，校準其他兩個測量電路的增益。
4. 一種功率調節器，將來自直流電源的直流電力變換為與商用電源系統聯系的交流電力，其特征在于，包括第1部件，以作為系統頻率的第1頻率將來自所述直流電源的直流電壓進行斬波，從而生成由電壓電平相對于第1基準電位向正側變化的多個方波電壓構成的第1方波電壓串； 第2部件，將所述第1方波電壓串的電位作為第2基準電位，以比所述第1頻率高規定倍數的第2頻率將所述第1部件的輸出進行斬波，從而生成由電壓電平比所述正側的第1 方波電壓串低的電壓且相對于所述第2基準電位向負側變化的多個方波電壓構成的第2方波電壓串，將所述第1、第2方波電壓串相加從而形成其相對于所述第1基準電位向其正負兩側交替地正弦波狀地變化的第3方波電壓串；第3部件，將所述第3方波電壓串以第3頻率進行斬波從而進行充放電輸出，所述第3 頻率由基于與正弦波電壓之間的差分的正負的定時來決定；以及第4部件，以比所述第3頻率高的PWM頻率對所述第3部件的充放電輸出進行PWM控制，使得校正所述第3方波電壓串和所述正弦波電壓之間的差分，并由所述第3方波電壓串和所述PWM輸出，得到相對于所述第1基準電位向正負兩側連續變化的正弦波電壓，并將該正弦波電壓向負載側輸出，所述第1部件包含第1開關電路，所述第1開關電路串聯連接第1、第2開關元件而成， 所述第1開關電路與連接在直流電源的正負兩極間的第1電容器并聯連接，所述第2部件包含第2電容器和第2開關電路的并聯連接電路，所述并聯連接電路的并聯連接的一側與所述第1、第2開關元件的串聯連接部連接，所述第2開關電路將第3、第 4開關元件串聯連接而成，所述第3部件包含第3開關電路和第3電容器的并聯連接電路，所述第3開關電路將第5、第6開關元件串聯連接而成，所述第5、第6開關元件的串聯連接部與所述第3、第4開關元件的串聯連接部連接，所述第4部件包含對第3部件的所述并聯連接電路并聯連接的第4開關電路，所述第 4開關電路將第7、第8開關元件串聯連接而成， 所述功率調節器包括各測量電路，分別測量所述第1電容器、所述第2電容器、以及所述第3電容器的各兩端電壓；控制部件，基于所述各測量電路的測量值，控制各所述第1 第8開關元件；以及增益校準部件，校準所述各測量電路的增益。
全文摘要
提供一種提高從直流電力至交流電力的變換效率的電力變換裝置以及利用其的功率調節器。在第1斬波電路中，對來自太陽能電池板的直流電壓以系統頻率進行斬波而生成電壓電平向正側變化的第1方波電壓串，并在第2斬波電路中，以系統頻率的2倍的頻率進行斬波而生成電壓電平向負側變化的第2方波電壓串，并將所述兩個方波電壓串相加，從而形成向正負兩側交替地正弦波那樣變化的第3方波電壓串，在第3斬波電路中，將第3方波電壓串以由基于與正弦波電壓之間的差分的正負的定時來決定的頻率進行斬波，從而進行充放電，并將該充放電輸出以PWM頻率進行PWM控制以使校正所述差分，從而生成向正負兩側連續變化的正弦波電壓。以外，抑制輸出電壓的尖峰噪聲。
文檔編號H02M7/48GK102195500SQ20111004613
公開日2011年9月21日 申請日期2011年2月25日 優先權日2010年3月10日
發明者今村和由, 宮本美緒, 馬渕雅夫, 高橋耕平 申請人:歐姆龍株式會社