專利名稱：電動機驅動電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種電動機驅動電路。
背景技術：
作為現有技術，關于下述專利文獻I中所示的電源電路，公開了下述電路結構，即，在具有共模扼流圈、線旁路電容器(所謂的“Y電容器”)的濾波器中，在與2個Y電容器所應連接的機殼接地之間分別插入電感元件，且將該電感元件之間的連接端與機殼接地連接。根據該電源電路，由于能夠構成借助Y電容器和電感的共振頻率而具有衰減頻率的濾波器，因此能夠減少不需要的電磁波。專利文獻1:日本特開2008 - 182784號公報
發明內容
然而，在對電動機進行PWM驅動的電動機驅動電路的情況下，由于載波頻率的高次諧波噪聲成分具有帶寬，因此存在如下課題，即，有時由Y電容器和電感元件構成的頻帶截止濾波器的帶寬窄，無法充分地將噪聲去除。本發明就是鑒于上述情況而提出的，其目的在于提供一種電動機驅動電路，其可充分地抑制具有帶寬的高次諧波噪聲成分而不增大電路規模。為了解決上述課題并實現目的，本發明的電動機驅動電路，其對交流電動機進行PWM驅動，該電動機驅動電路的特征在于，具有:整流電路，其對來自交流電源的電力進行整流；直流中間電路，其將所述整流電路的輸出平滑化并進行保持；逆變器電路，其基于由所述直流中間電路保持的直流電力，對向所述交流電動機施加的電壓進行PWM控制；以及濾波器電路，其插入至所述交流電源和所述整流電路之間，所述濾波器電路具有:噪聲濾波器，其減少無論是否進行所述PWM控制均可能產生的高次諧波噪聲；以及頻帶截止濾波器，其減少由于所述PWM控制而可能產生的具有帶寬的高次諧波噪聲。發明的效果根據本發明，具有不增大電路規模，即可充分地抑制具有帶寬的高次諧波噪聲成分的效果。
圖1是表示實施方式I所涉及的電動機驅動電路的一個結構例的圖。圖2是說明在進行PWM控制時，在電動機驅動電路的內部可能產生的高次諧波噪聲的圖。圖3是表示LCR串聯電路的插入損耗特性的一個例子的圖。圖4是說明噪聲濾波器和頻帶截止濾波器之間的功能分配的圖。圖5是表示實施方式I所涉及的電動機驅動電路的另一個結構例的圖。圖6是表示實施方式2所涉及的電動機驅動電路的一個結構例的圖。
圖7是表示第I模擬所涉及的濾波器電路部的電路常數的一個例子的圖。圖8是表示第I模擬所涉及的第I濾波器電路中的插入損耗特性的圖。圖9是表示第I模擬所涉及的第2濾波器電路中的插入損耗特性的圖。圖10是表示第I模擬所涉及的濾波器電路部整體中的插入損耗特性的圖。圖11是表示第2模擬所涉及的第2濾波器電路中的電路常數的一個例子的圖。圖12是表示第2模擬所涉及的第2濾波器電路中的插入損耗特性的圖。圖13是表示第2模擬所涉及的濾波器電路部整體中的綜合插入損耗特性的圖。圖14是表示第3模擬所涉及的2個第2濾波器電路中的插入損耗特性(插入損耗最大時的頻率差:0%)的圖。圖15是表示第3模擬所涉及的2個第2濾波器電路中的插入損耗特性(插入損耗最大時的頻率差:2.5%)的圖。圖16是表示第3模擬所涉及的2個第2濾波器電路中的插入損耗特性(插入損耗最大時的頻率差:5%)的圖。
具體實施例方式下面，參照附圖，對本發明的實施方式所涉及的電動機驅動電路進行說明。此外，本發明并不限定于以下所示的實施方式。實施方式I圖1是表示實施方式I所涉及的電動機驅動電路的一個結構例的圖。如圖1所示，實施方式I所涉及的電動機驅動電路具有濾波器電路2、整流電路3、直流中間電路4及逆變器電路5而構成。在該電動機驅動電路中，通過整流電路3對來自交流電源(在圖1中，將三相交流電源I作為例示)的電力進行整流，通過直流中間電路4進行平滑化。平滑化后的直流電力通過逆變器電路5變換為具有期望電壓及期望頻率的交流電力，向與逆變器電路5的輸出端(交流輸出端)連接的交流電動機6 (在圖1中，將三相感應電動機(頂)作為例示)供給，對交流電動機6進行PWM驅動。濾波器電路2具有與三相交流電源I連接的噪聲濾波器21及配置在噪聲濾波器21的后段的頻帶截止濾波器22而構成。在噪聲濾波器21中設置有:第I電路部24，其是將跨線電容器(Across the LineCondenser)(所謂的“X電容器”)連接在各相之間而形成的；第2電路部25，其是將共模扼流圈插入至各相中而形成的；以及第3電路部26，其是將一端與各相連接的3個Y電容器的各個另一端與機架接地(FG)連接而形成的。頻帶截止濾波器22構成為具有:3個Y電容器(在單相交流電源的情況下為2個Y電容器)，它們的一端與將三相交流電源I和整流電路3連接的各相電源線連接，各個另一端之間相互連接；以及串聯連接電路，其由插入至該3個Y電容器的連接端和機架接地(FG)之間的電阻元件及電感元件而構成。此外，在圖1中示出了電阻元件及電感元件的串聯連接電路與機架接地連接的結構，但也可以向與機架接地相同電位的端子連接。另外，在圖1中，將頻帶截止濾波器22配置在噪聲濾波器21的第3電路部26的后段，但也可以配置在第3電路部26的前段。
整流電路3是通過將二極管元件31以全橋型連接而構成的。配置在整流電路3的后段的直流中間電路4具有平滑電容器32而構成。配置在直流中間電路4的后段的逆變器電路5是將3個(三相電動機的情況下)橋臂電路并聯連接而構成的，該橋臂電路(支路)是將由晶體管元件和二極管元件反并聯連接而成的開關元件33串聯連接而構成的。接下來，參照圖1至圖4，說明實施方式I所涉及的電動機驅動電路的主旨。在此，圖2是說明在進行PWM控制時，可能在電動機驅動電路的內部產生的高次諧波噪聲的圖，圖3是表示LCR串聯電路的插入損耗特性的一個例子的圖，圖4是說明噪聲濾波器21和頻帶截止濾波器22之間的功能分配的圖。首先，作為基本的一點，如果將占空比50%的脈沖波形以傅立葉級數展開，則除了基波成分之外，僅出現3階、5階、7階.. 這樣的奇數階的高次諧波噪聲成分(基波的奇數倍的成分)，而不出現偶數階的高次諧波噪聲成分。另外，在以不變更脈沖周期而僅變更占空比的比率的方式形成的重復波形的情況下，高次諧波噪聲成分增大的階數發生變化，但噪聲峰值的出現間隔沒有改變。在此，不進行PWM控制的情況是與在重復周期內占空比恒定的波形相對應的，進行PWM控制的情況是與在重復周期內占空比發生變化的波形相對應的。在對開關元件 進行通斷控制的情況下，例如，如果是電源電路這樣不進行PWM控制的電路，則高次諧波噪聲成分的出現方式對應于各階數而呈周期性，以載波頻率為基波的高次諧波噪聲成分是無需考慮帶寬的陡峭的波形。另一方面，在如本實施方式的電動機驅動電路這樣是進行PWM控制的電路的情況下，PWM控制本身是周期性進行的，但在PWM控制的周期內占空比變更，因此，高次諧波噪聲成分的出現方式仍然是周期性的，但以載波頻率為基波的高次諧波噪聲成分呈現為具有帶寬的波形。圖2所示的波形示出的是上述具有帶寬的基波噪聲成分及高次諧波噪聲成分。在基波噪聲成分Kl的基礎上，2階高次諧波噪聲成分K2、3階高次諧波噪聲成分Κ3、4階高次諧波噪聲成分Κ4、5階高次諧波噪聲成分Κ5，均成為具有如雙向箭頭所示的帶寬的波形。因此，在圖1所示的噪聲濾波器21中存在下述情況，即，僅利用如第3電路部26所示的不具有帶寬的濾波器，無法將具有帶寬的噪聲成分充分去除。圖3 (b)是表不圖3 (a)所不的LCR串聯電路的插入損耗特性的Iv例子的圖，由虛線表示不具有R成分(電阻成分)的LC串聯電路的插入損耗，由實線表示具有R成分的LCR串聯電路的插入損耗。如圖所示，通過使串聯插入至LC串聯電路的電阻值是可變的，從而能夠使表示共振敏銳度的指標即Q值(Quality Factor)變化(使Q值變小)，可將陡峭的特性變更為具有帶寬的特性。此外，插入損耗特性中的帶寬Wl對應于噪聲電壓的帶寬(參照圖2)進行確定即可。另外，在提高電動機的運轉效率的情況下，或對電動機進行高精度的控制的情況下，有效的方法是提高載波頻率。然而，在將載波頻率設定得較高的情況下，噪聲電平升高，必須對噪聲濾波器進行強化，并且，有時在傳導噪聲的限制對象頻率中包含的150kHz附近處包含載波頻率的低階高次諧波噪聲成分，圖4示出了該例子。圖4所示的波形示出了載波頻率為36kHz的情況下的大于或等于5階的高次諧波噪聲波形，橫軸的原點位置表示限制對象頻率的下限值即150kHz。在載波頻率為36kHz的情況下，5階高次諧波噪聲相當于180(=36X5)kHz，6階高次諧波噪聲相當于216 (=36 X 6)kHz。即，在提高了載波頻率的情況下，在載波頻率較低的情況下沒有出現的低階高次諧波的噪聲成分會包含在限制對象頻率內。另一方面，在本實施方式的電動機驅動電路中，通過使用頻帶截止濾波器22，從而能夠減少在180kHz附近出現的5階高次諧波噪聲成分K5。此外，由于在216kHz附近出現的6階高次諧波噪聲成分K6和更高階的高次諧波噪聲成分(單點劃線LI所示的噪聲成分)與5階高次諧波噪聲成分K5相比噪聲電平較小，因此，可通過噪聲濾波器21來降低。在此，在沒有使用如頻帶截止濾波器22這樣的具有帶寬的頻帶截止濾波器的情況下，例如在噪聲濾波器21中，需要以多級地連接第2電路部25及第3電路部26，或增大第2電路部25的電感或第3電路部26中的電容值的方式等進行應對，有可能使濾波器電路整體的體積增大。另一方面，在本實施方式的電動機驅動電路中，由于能夠使用頻帶截止濾波器22來減少低階高次諧波噪聲成分，因此，即使在載波頻率較高的情況下，也能夠抑制濾波器電路整體的體積增大和成本增加。此外，如果考慮將載波頻率例如設定為如52kHz所示的更高頻率的情況，則3階高次諧波噪聲相當于156 (=52X3) kHz，4階高次諧波噪聲相當于208 (=52X4) kHz，5階高次諧波噪聲相當于260 (=52X5)kHz。在此情況下，有可能會使4階高次諧波噪聲成分或5階高次諧波噪聲成分中的某一者的電平較大，僅通過噪聲濾波器21無法降低至規定電平。在上述情況下，如圖5所示，可以多級地連接頻帶截止濾波器22。例如可以構成為使用頻帶截止濾波器22a降低3階高次諧波噪聲成分，使用頻帶截止濾波器22b降低4階高次諧波噪聲成分或5階高次諧波噪聲成分中的較高一方的噪聲成分。如上述說明所示，根據實施方式I的電動機驅動電路，在插入至交流電源和整流電路之間的濾波器電路中，濾波器電路所具有的噪聲濾波器減少無論是否進行PWM控制均可能產生的高次諧波噪聲，濾波器電路所具有的頻帶截止濾波器減少由于PWM控制而可能產生的具有帶寬的高次諧波噪聲，因此，對噪聲濾波器進行強化的程度變小，能夠抑制濾波器電路整體的成本和與安裝相伴的體積增加。另外，根據實施方式I的電動機驅動電路，由于能夠將載波頻率設定得較高，因此，可實現減少電動機的損耗和對電動機進行高精度控制。實施方式2圖6是表示實施方式2所涉及的電動機驅動電路的一個結構例的圖。在圖6的電動機驅動電路中，圖示出了可能存在于用于收容逆變器電路5的框體和用于冷卻逆變器電路5的開關元件的散熱片之間的雜散電容、可能產生在散熱片和機架接地(FG)之間的寄生電感及寄生電阻。這些雜散電容、寄生電感及寄生電阻是可能存在于頻帶截止濾波器22和逆變器電路5之間的噪聲路徑上的雜散成分(寄生成分)。在它們的值具有相對于頻帶截止濾波器22中的電容器、電感元件及電阻元件的值而無法忽略程度的大小的情況下，可能沿圖示的箭頭的路徑流過共模電流。在存在上述的共模電流流過的路徑的情況下，由于共振電流的大小與理論值不同，因此，共振頻率也可能相對于理論值產生偏差。因此，在實施方式2的電動機驅動電路中，考慮上述的雜散電容、寄生電感及寄生電阻的值而確定頻帶截止濾波器22或22a、22b中的電容器、電感元件及電阻元件的值。此外，在能夠通過模擬等以一定程度的準確度推定出這些雜散電容、寄生電感及寄生電阻的值的情況下，使用上述推定出的值確定電容器、電感元件及電阻元件的值即可。另一方面，在難以推定出雜散電容、寄生電感及寄生電阻的值的情況下，將頻帶截止濾波器22 (22a、22b)中的電阻元件、以及電容器、電感元件中的至少一者作為可變要素進行調節即可。如上述說明所示，根據實施方式2的電動機驅動電路，考慮在頻帶截止濾波器和逆變器電路之間的噪聲路徑上可能存在的雜散電容、寄生電感及寄生電阻而確定頻帶截止濾波器的電感、電容值及電阻值，因此，可使頻帶截止濾波器的濾波器特性與期望頻率相匹配，實現截止特性的提高。(第I模擬結果)接下來，參照圖7至圖10，說明實施方式1、2的電動機驅動電路所涉及的第I模擬結果。此外，圖8至圖10所示的插入損耗特性是將雜散電容、寄生電感及寄生電阻考慮在內而得到的。首先，第I模擬所涉及的濾波器電路部的電路常數如圖7所示。在此情況下，噪聲濾波器21的插入損耗特性如圖8所示，是在200kHz至30MHz的頻帶中能夠賦予大于或等于40dB的插入損耗的特性。另外，在圖7所示的電路常數的情況下，頻帶截止濾波器22的插入損耗特性如圖9所示，是能夠相對于180kHz的高次諧波噪聲成分賦予大于或等于40dB的插入損耗的特性。此外，將圖8所示的特性和圖9所示的特性合并而得到圖10。S卩，圖10是表示將噪聲濾波器21及頻帶截止濾波器22合并而成的濾波器電路部整體的插入損耗特性(綜合插入損耗特性)的圖。僅依靠圖8所示的濾波器特性，低階高次諧波噪聲成分的降低能力不足，但通過增加圖9所示的頻帶截止濾波器22的插入損耗特性，而可得到期望的濾波器特性。此外，關于圖10所示的綜合插入損耗特性，雖然根據圖示的波形不易看出，但在180kHz附近的峰值波形和IOMHz附近的峰值波形中，180kHz附近的峰值波形的寬度更寬。180kHz附近的峰值波形是通過在圖7中的頻帶截止濾波器22中將電阻值設定為0.2Ω而得到的，成為適合具有帶寬的高次諧波噪聲成分的濾波器特性。(第2模擬結果)接下來，參照圖11至圖13，說明實施方式1、2的電動機驅動電路所涉及的第2模擬結果。此外，圖12、圖13所示的插入損耗特性與第I模擬結果同樣地，是將雜散電容、寄生電感及寄生電阻考慮在內而得到的。第2模擬所涉及的第2濾波器電路的電路常數如圖11所示。在此情況下，頻帶截止濾波器22a、22b的插入損耗特性如圖12所示，是能夠相對于180kHz (5階)及252kHz (7階)的各高次諧波噪聲成分賦予大于或等于40dB的插入損耗的特性。另外，將圖8所示的特性和圖12所示的特性合并而得到圖13，表示將噪聲濾波器21及頻帶截止濾波器22合并而成的濾波器電路部整體的綜合插入損耗特性。僅依靠圖8所示的濾波器特性，低階高次諧波噪聲成分的降低能力不足，但通過增加圖13所示的頻帶截止濾波器22a、22b的插入損耗特性，而可得到期望的濾波器特性。實施方式3接下來，對實施方式3所涉及的電動機驅動電路進行說明。實施方式3所涉及的電動機驅動電路的結構與圖5所示的結構相同或等同。實施方式I是將成為兩級結構的頻帶截止濾波器22a、22b作為用于降低不同的低階高次諧波噪聲成分的頻帶截止濾波器起作用的實施方式，但實施方式3是通過2個頻帶截止濾波器22a、22b減少I個低階高次諧波噪聲成分的實施方式。(第3模擬結果)使用實施方式3所涉及的第3模擬結果，對實施方式3所涉及的動作進行說明。首先，關于第3模擬所涉及的電路常數，頻帶截止濾波器22a的電路常數如圖11所示。另一方面，在頻帶截止濾波器22b的電路常數中，電容值及電阻值是與頻帶截止濾波器22a相同的值，但電感是可變的。從圖14至圖16所示的模擬結果來看，圖14是插入損耗最大時的頻率差為0%的情況，即，將具有相同電路常數的頻帶截止濾波器形成為兩級結構的情況。另外，圖15是插入損耗最大時的頻率差為2.5%的情況。由于頻率差為2.5%，因此，在一方的頻帶截止濾波器中的截止頻率的中心值和另一方的頻帶截止濾波器中的截止頻率的中心值之間設有4.5(=180X2.5/100)kHz的差。如上所述，實施方式3的濾波器結構是使用將截止頻率的中心值以規定量進行了偏移的兩級頻帶截止濾波器實現的參差濾波器(staggered filter)的結構。圖16是插入損耗最大時的頻率差為5%的情況，在一方的頻帶截止濾波器中的截止頻率的中心值和另一方的頻帶截止濾波器中的截止頻率的中心值之間設有9(=180X5/100) kHz的差。在圖16的情況下，在180kHz和189kHz之間產生6dB左右的凹陷，但該程度的凹陷落在容許范圍內。此外，在圖15及圖16中示出了使錯開的頻率向截止頻率較高側移動的模擬結果，但也可以向截止頻率較低側移動。例如如果是插入損耗最大時的頻率差為2.5%的情況，則兩級的頻帶截止濾波器中的截止頻率的中心值為175.5kHz和 180kHz ο如上述說明所示，根據實施方式3的電動機驅動電路，通過使用將截止頻率的中心值以規定量進行了偏移的兩級頻帶截止濾波器形成的參差濾波器，實現具有帶寬的濾波器特性，因此，能夠變更為具有帶寬的特性而不降低頻帶截止濾波器的Q值即不變更頻帶截止濾波器的陡峭的特性。實施方式4在實施方式4中，對電動機驅動電路的逆變器電路5中具有的開關元件進行說明。作為在電動機驅動電路中使用的開關元件，通常具有下述結構，即，將以硅(Si)為材料的半導體晶體管元件(IGBT、M0SFET等)和同樣以硅為材料的半導體二極管元件反并聯連接。在上述實施方式I至3中說明的技術，能夠用于具有該普通的開關元件的逆變器部及轉換器部中。另一方面，上述實施方式I至3的技術并不限定于以硅為材料而形成的開關元件。該技術當然可以用于具有取代硅而以近年來受關注的碳化硅(SiC)為材料的開關元件的逆變器電路5中。在此，碳化硅具有能夠在高溫下使用的特征，因此，如果作為在逆變器電路5中所具有的開關元件而使用以碳化硅為材料的開關元件，則能夠使開關元件模塊的容許動作溫度提高至高溫側，因此，能夠提高載波頻率，增加通斷速度。然而，在進行PWM控制的電動機驅動電路中，存在上述的低階高次諧波噪聲的問題和具有帶寬的高次諧波噪聲的問題，因此，難以在不采取消除上述問題的手段的狀態下單純地進行提高載波頻率的控制。如上所述，根據實施方式I至3所涉及的技術，在進行PWM控制的電動機驅動電路中，能夠解決在提高載波頻率時連帶產生的低階高次諧波噪聲及具有帶寬的高次諧波噪聲的問題。因此，即使使用以碳化硅為材料的開關元件增大通斷速度，也能夠在解決高次諧波噪聲的問題的同時，提高電動機的運轉效率。此外，碳化硅(SiC)與硅(Si)相比具有帶隙較大的特性，是被稱為寬帶隙半導體的半導體的一個例子。除了該碳化硅以外，例如使用氮化鎵類材料或金剛石而形成的半導體也屬于寬帶隙半導體，它們的特性在很多方面與碳化硅相類似。因此，使用碳化硅以外的其他寬帶隙半導體的結構也符合本發明的主旨。另外，由上述的寬帶隙半導體形成的晶體管元件和二極管元件的耐電壓性較高、容許電流密度也較高，因此，可實現晶體管元件和二極管元件的小型化，通過使用上述小型化的晶體管元件或二極管元件，而能夠實現組裝有上述元件的半導體模塊的小型化。另外，由寬帶隙半導體形成的晶體管元件和二極管元件的耐熱性也較高，因此可實現散熱器的小型化，可使開關元件模塊更加小型化。并且，由寬帶隙半導體形成的晶體管元件和二極管元件的電力損耗較低，因此可實現開關元件和二極管元件的高效化，進而實現開關元件模塊的高效化。此外，以上實施方式I至4所示的結構是本發明的結構的一個例子，也可以與其他的公知技術進行組合，在不脫離本發明的主旨的范圍內，當然可以將一部分省略等，進行變更而構成。工業實用性如上所述，本實施方式所涉及的電動機驅動電路作為不增大電路規模即可充分地抑制具有帶寬的高次諧波噪聲的發明是有用的。標號的說明I三相交流電源2濾波器電路3整流電路4直流中間電路5逆變器電路6交流電動機21噪聲濾波器22、22a、22b頻帶截止濾波器
24第I電路部(噪聲濾波器)25第2電路部(噪聲濾波器)26第3電路部(噪聲濾波器)31 二極管元件32平滑電容器33開關元件
權利要求
1.一種電動機驅動電路，其對交流電動機進行PWM驅動， 所述電動機驅動電路的特征在于，具有: 整流電路，其對來自交流電源的電力進行整流； 直流中間電路，其將所述整流電路的輸出平滑化并進行保持； 逆變器電路，其基于由所述直流中間電路保持的直流電力，對向所述交流電動機施加的電壓進行PWM控制；以及 濾波器電路，其插入至所述交流電源和所述整流電路之間， 所述濾波器電路具有: 噪聲濾波器，其減少無論是否進行所述PWM控制均可能產生的高次諧波噪聲；以及 頻帶截止濾波器，其減少由于所述PWM控制而可能產生的具有帶寬的高次諧波噪聲。
2.一種電動機驅動電路，其對交流電動機進行PWM驅動， 所述電動機驅動電路的特征在于，具有: 整流電路，其對來自交流電源的電力進行整流； 直流中間電路，其將所述整流電路的輸出平滑化并進行保持； 逆變器電路，其基于由所述直流中間電路保持的直流電力，對向所述交流電動機施加的電壓進行PWM控制； 噪聲濾波器，其插入至 所述交流電源和所述整流電路之間；以及 頻帶截止濾波器，其配置在所述噪聲濾波器的后段， 所述頻帶截止濾波器構成為具有: 多個電容器，它們的一端與將所述交流電源和所述整流電路連接的各相電源線連接，各另一端之間相互連接；以及 串聯連接電路，其由插入至所述多個電容器的連接端和機架接地或與機架接地相同電位的端子之間的電阻元件及電感元件而構成。
3.根據權利要求2所述的電動機驅動電路，其特征在于， 考慮可能存在于所述頻帶截止濾波器和所述逆變器電路之間的噪聲路徑上的雜散電容、寄生電感及寄生電阻，確定所述頻帶截止濾波器的電感、電容值及電阻值。
4.根據權利要求1或2所述的電動機驅動電路，其特征在于， 所述頻帶截止濾波器是將截止頻率不同的多個頻帶截止濾波器多級連接而構成的。
5.根據權利要求4所述的電動機驅動電路，其特征在于， 對于所述多個頻帶截止濾波器中的至少2個頻帶截止濾波器，其中一個頻帶截止濾波器的處理對象和另一個頻帶截止濾波器的處理對象，是以載波頻率為基波的高次諧波噪聲成分中的不同的高次諧波噪聲成分。
6.根據權利要求4所述的電動機驅動電路，其特征在于， 對于所述多個頻帶截止濾波器中的至少2個頻帶截止濾波器，其中一個頻帶截止濾波器的截止頻率的中心值和另一個頻帶截止濾波器的截止頻率的中心值之間的頻率差，設定在所述其中一個或另一個頻帶截止濾波器的截止頻率的±5%以內。
7.根據權利要求1或2所述的電動機驅動電路，其特征在于， 在所述逆變器電路中所具有的開關元件由寬帶隙半導體形成。
8.根據權利要求7所述的電動機驅動電路，其特征在于，所 述寬帶隙半導體是使用碳化硅、氮化鎵類材料或金剛石而形成的半導體。
全文摘要
一種電動機驅動電路，其對交流電動機(6)進行PWM驅動，該電動機驅動電路具有整流電路(3)，其對來自三相交流電源(1)的電力進行整流；直流中間電路(4)，其將整流電路(3)的輸出平滑化并進行保持；逆變器電路(5)，其基于由直流中間電路(4)保持的直流電力，對向交流電動機(6)施加的電壓進行PWM控制；噪聲濾波器(21)，其插入至三相交流電源(1)和整流電路(3)之間；以及頻帶截止濾波器(22)，其配置在噪聲濾波器(21)的后段。另外，頻帶截止濾波器(22)具有多個電容器，它們的一端與將三相交流電源(1)和整流電路(3)連接的各相電源線連接，各另一端之間相互連接；以及串聯連接電路，其由插入至多個電容器的連接端和機架接地(FG)之間的電阻元件及電感元件構成。
文檔編號H02M1/12GK103222171SQ201080070249
公開日2013年7月24日 申請日期2010年11月24日 優先權日2010年11月24日
發明者神田光彥, 畑井彰 申請人:三菱電機株式會社