功率轉換裝置以及浪涌電壓抑制方法

專利名稱：功率轉換裝置以及浪涌電壓抑制方法
技術領域：
本發明涉及功率轉換裝置以及浪涌電壓抑制方法。
背景技術：
在強制斷開電流時，會對伺服電路或逆變器電路等中的開關元件施加急劇上升的電壓。因此，由于斷開時的電力損耗大，而且該損耗在局部集中，所以有可能導致開關元件自身損壞。特別是，在至開關元件的DC(Direct Current :直流)供電的配線較長的情況下，由于配線的感抗增加，因此，斷開時的浪涌電壓變大。通常，使用緩沖電容器等的緩沖電路，相對于該浪涌電壓，對開關元件進行保護。緩沖電容器與開關元件并聯連接。并且，在開關元件斷開時，來自開關元件的電流對緩沖電 容器充電，從而抑制上述的浪涌電壓。另外，也存在利用與該緩沖電容器串聯連接電阻，抑制電壓的震蕩的情況。另外，作為無需使用緩沖電容器，就可以相對于浪涌電壓對元件進行保護的現有技術，例如，在下述專利文獻I中，公開了ー種技術，即，在流過超過額定值的過電流(浪涌電流)的情況下，通過使柵極電壓上升，防止由過電流導致的元件損壞。另外，在下述專利文獻2中，公開了ー種技術，即，通過將在緩沖電路中使用的ニ極管設置為寬帶隙型(SiC)，使ニ極管以常溫動作時的20 30倍的電流密度動作，從而使導通電阻増大，取代緩沖電路的電阻。專利文獻I :日本特開2009-55200號公報專利文獻2 國際公開第2006 — 003936號

發明內容
然而，根據上述現有的使用緩沖電容器而抑制浪涌電壓的技術，在大容量逆變器的情況下，需要將各晶體管與緩沖電容器進行連接，另外，也需要將緩沖電容器大容量化。因此，存在電路大型化、復雜化的問題。特別是如果試圖對應逆變器輸出短路時的短路電流，則緩沖電容器的大型化變得顯著。另外，根據上述專利文獻I中記載的技術，通過使柵極電壓上升，防止由過電流導致的元件損壞。因此，存在不能降低斷開時(柵極電壓下降吋)的浪涌電壓的問題。另外，上述專利文獻2中記載的技術，是利用ニ極管取代緩沖電路的電阻的技木。因此，存在下述問題，即，沒有給出防止緩沖電容器的大容量化的對策。本發明是鑒于上述情況而提出的，其目的是得到使用小型且簡單化的電路，可以抑制浪涌電壓的功率轉換裝置以及浪涌電壓抑制方法。為了解決上述課題并達到目的，本發明的特征在于，具有電壓驅動型的開關元件，其使用寬帶隙半導體；以及驅動電路，其在所述寬帶隙開關元件斷開時，將用于驅動所述寬帶隙開關元件的電壓，基于電壓軌跡(profile)進行控制，該電壓軌跡是以使所述寬帶隙開關元件在非線性區域中動作的方式確定出的。
發明的效果本發明所涉及的功率轉換裝置以及浪涌電壓抑制方法，實現使用小型且簡單化的電路，可以抑制浪涌電壓的效果。


圖I是表示實施方式I的功率轉換裝置的結構例的圖。圖2是表不實施方式I的浪涌電壓抑制方法的ー個例子的時序圖。圖3是表示開關元件的漏扱-源極間電壓與漏極電流的關系的一個例子的圖。圖4是表示實施方式2的功率轉換裝置的結構例的圖。圖5是表不實施方式2的浪涌電壓抑制方法的ー個例子的時序圖。圖6是表示實施方式3的功率轉換裝置的結構例的圖。圖7是表不實施方式3的浪涌電壓抑制方法的ー個例子的時序圖。圖8是表示實施方式4的功率轉換裝置的結構例的圖。圖9是表示實施方式4的浪涌電壓抑制方法的ー個例子的時序圖。
具體實施例方式下面，基于附圖，對本發明所涉及的功率轉換裝置以及浪涌電壓抑制方法的實施方式進行詳細說明。此外，本發明并不限定于該實施方式。實施方式I圖I是表示本發明所涉及的功率轉換裝置的實施方式I的結構例的圖。本實施方式的功率轉換裝置，是具有平滑電容器3和逆變器電路的逆變器裝置。該逆變器電路由控制裝置I控制，將從直流電源2輸入的直流轉換為三相交流后，向電動機等負載20供給。此夕卜，直流電源2例如可以由對エ業交流電源等交流電源進行整流的轉換器電路等構成。平滑電容器3是使直流電源2的電壓平滑化的電容器。對于該平滑電容器3，例如可以采用電解電容器。逆變器電路由6個電壓驅動型的開關元件、和用于驅動該開關元件的驅動電路5-1 5-6構成。這些開關元件是使用寬帶隙半導體的開關元件，在本實施方式中，作為一個例子而使用SiC (碳化娃)MOSFET (Metal Oxide Semiconductor FieldEffect Transistor)。此外，并不限定于SiC MOSFET，也可以使用GaN (氮化鎵)M0SFET、金剛石MOSFET等其他的寬帶隙半導體。此外，當前，作為開關元件通常使用的Si (硅)半導體的動作溫度最大是150°C，但寬帶隙半導體的動作溫度的最大值高于Si半導體。因此，如本實施方式所示，使用寬帶隙半導體的開關元件的動作溫度的最大值大于或等于150°C，本實施方式的開關元件與現有的開關元件相比，可以動作的上限溫度提高，適宜在高溫環境下動作。詳細地說，各開關元件具有ニ極管4-i (i=l、2、…6)和晶體管(SiC MOSFET )
6-i。驅動電路5-i基于來自控制裝置I的指示，對晶體管6-i的柵極電位進行控制，對其本身所連接的開關元件的接通/斷開進行切換。在各開關元件斷開時(從接通狀態轉換至斷開狀態為止的時間)，浪涌電壓施加在開關元件上。因此，由于斷開時的電力損耗大，而且其在局部集中，因此，有可能導致開關元件本身損壞。在使用Si半導體的開關元件的現有逆變器電路中，通常利用緩沖電容器抑制該浪涌電壓。特別地，在母線等直流電源電路較長吋，浪涌電壓變大，要求緩沖電容器的大容量化。在本實施方式中，為了電路的小型化、簡單化，因此不使用大容量的緩沖電容器，而是通過對斷開時的柵極電壓進行控制，使開關元件在非線性區域而抑制浪涌電壓。圖2是表示本實施方式的浪涌電壓抑制方法的ー個例子的時序圖。在圖2的上段示出指令信號，該指令信號是從控制裝置I對驅動電路5-i發送的，用于使開關元件保持接通或斷開的狀態。控制裝置I通過分別對驅動電路5-1 5-6發送上述的指令信號，對各開關元件的接通或斷開進行控制。在圖2的中段示出開關元件的柵極電壓Vg。驅動電路5-i基于來自控制裝置I的指令信號，如圖2所示，對晶體管6-i的柵極電壓Vg進行控制。此外，在此，示出將接通狀態的柵極電壓設為5V的例子。利用Vg=5V的柵極電壓，形成反轉層，源扱-漏極之間導通并流過漏極電流Id,開關元件成為接通狀態。在接通狀態下，漏極電壓Vd保持為OV狀態。該接通狀態的柵極電壓不需要一定設為5V，只要對應于所使用的晶體管，設定為2. 5V或3V等的適當的值即可，可以設為任何值。另外，在圖2的下段示出漏極電壓Vd。
如圖2的上段所示，在時刻tl，指令信號從接通(ON)向斷開(OFF)變化。與其相伴，如圖2的中段所示，驅動電路5-i從時刻tl開始使柵極電壓Vg階段性地下降。圖3是表示開關元件的漏極-源極間電壓(漏極電壓Vd)與漏極電流(Id)的關系的一個例子的圖。利用4條曲線針對柵極電壓Vg=Vgl、Vg2、Vg3、Vg4示出Vd與Id的關系。另外，線性區域Al (曲線LI的左側區域)是相對于漏扱-源極間電壓(漏極電壓Vd)，漏極電流(Id)大致線性變化的線性區域(非飽和區域)。非線性區域A2 (由曲線LI、曲線L2和Vgl的曲線所包圍的區域)是相對于漏極電壓Vd，漏極電流Id非線性變化的非線性區域(飽和區域)。另外，截止區域A3 (Vgl的曲線的下側)是漏極電流Id不流動的截止區域。在現有的通常的功率轉換裝置中，在指令信號從接通成為斷開的情況下，使柵極電壓Vg從5V —次性變化為0V。通過柵極電壓成為0V，漏極電流減少，另外，施加漏極電壓而成為源極ー漏極之間不導通的斷開狀態。并且，其后的OV期間，在截止區域Al中動作，因此，直到再次施加Vg=5V為止，持續斷開狀態。在現有的通常的功率轉換裝置中，在接通狀態下漏極電壓為0，在現有的通常的功率轉換裝置中，在斷開時利用線性區域Al和截止區域A3。另ー方面，如果柵極電壓成為0V，則開關元件成為斷開狀態，但由于在電路內部累積的能量，在開關元件中產生浪涌電壓，漏極電壓急劇上升。在本實施方式中，為了抑制上述浪涌電壓，如果指令信號從接通向斷開變化，則驅動電路5-i使柵極電壓Vg逐漸地下降，使得開關元件在非線性區域A2內的浪涌抑制時使用區域A4中動作。在圖2的例子中，使柵極電壓Vg以3個階段(例如，3. 3V、1. 7V、0V)下降。即，首先，使柵極電壓Vg從5V下降至OV 5V之間的電壓，與其相伴，漏極電壓上升，其結果，直到成為浪涌抑制時使用區域A4的狀態為止，維持該柵極電壓，然后，進ー步同樣地在浪涌抑制時使用區域A4內，反復使柵極電壓下降，最終使柵極電壓Vg成為0V。非線性區域A2可以根據開關元件的規格等事先掌握。對于開關元件在非線性區域A2動作時的柵極電壓的軌跡(使柵極電壓以何種速度下降即可？)，例如，通過試驗或解析等求得即可。具體地說，例如，事先準備多條柵極電壓的軌跡，在這些軌跡之中，從使柵極電壓下降最快的軌跡開始，按順序(下降速度的順序)，通過解析或試驗研究在使用該軌跡的情況下開關元件是否在非線性區域A2中動作，采用在非線性區域A2中動作的下降速度最快的軌跡。此外，在使柵極電壓下降時，優選在與開關元件的載波頻率相同程度的時間(例如10 μ S 400 μ S左右)內，從5V下降至OV。此外，浪涌抑制時使用區域Α4是ー個例子，為了ー邊抑制浪涌電壓ー邊斷開而使用的區域，只要在非線性區域Α2內，并不限定于浪涌抑制時使用區域Α4，也可以使用任意區域。此外，晶體管6-1 6-6只要如上述是寬帶隙半導體即可，但由于單極型相比于雙極型在非線性區域中的控制更加容易，因此，使用單極型可以使電路更加簡單化。如上所述，在本實施方式中，通過使開關元件在非線性區域Α2中動作，對在斷開時產生的浪涌電壓，通過利用開關元件自身的損耗來抑制。如果開關元件的損耗增加，則開關元件成為高溫狀態，但在本實施方式中，由于使用的是寬帶隙半導體，其動作溫度的最大值大于或等于150°C，可以動作的溫度范圍較寬，因此，可以適用上述抑制方法。另外，在逆變器電路的輸出短路吋，產生過大的浪涌電壓。如果為了對應該過大的 浪涌電壓而設置緩沖電容器，則需要大容量的緩沖電容器。與其相対，在本實施方式中，通過在輸出短路時進行本實施方式的浪涌電壓抑制動作，可以利用小型且簡單化的電路，抑制輸出短路時的浪涌電壓。如上所述，在本實施方式中，開關元件使用寬帶隙元件，驅動電路5-i在斷開時使柵極電壓變化，使得開關元件在非線性區域A2內動作。因此，利用小型且簡單化的電路，可以抑制浪涌電壓。實施方式2圖4是表示本發明所涉及的功率轉換裝置的實施方式2的結構例的圖。本實施方式的功率轉換裝置，在實施方式I的功率轉換裝置中，除了追加有替代緩沖電容器而用作緩沖電路的開關元件即緩沖元件8、和驅動緩沖元件8的驅動電路9，設置Si半導體晶體管
7-i而替代晶體管6-i (i=l、2…6)以外，與實施方式I的功率轉換裝置相同。對具有與實施方式I相同功能的構成要素，標注與實施方式I相同的標號并省略說明。在本實施方式中，在通常的逆變器電路中，在連接緩沖電容器的位置，設置緩沖元件8，該緩沖元件8是使用寬帶隙半導體的開關元件。此外，在本實施方式中，將緩沖元件8設為SiC M0SFET，但并不限定于此，也可以使用其他的寬帶隙半導體。另外，在本實施方式中，作為 Si 半導體開關兀件 7_i,使用 Si IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)。作為Si半導體開關元件7-i，并不限定于Si IGBT，也可以使用其他的Si半導體。此外，在本實施方式中，將緩沖元件8與晶體管6-i并聯連接，但也可以將緩沖元件8與晶體管6-i串聯連接。圖5是表示本實施方式的浪涌電壓抑制方法的ー個例子的時序圖。圖5的第I段表示與圖2的上段相同的指令信號。圖5的第2段表示利用驅動電路5-i對Si半導體晶體管7-i施加的柵極電壓Vg。圖5的第3段表示由驅動電路9對緩沖元件8施加的柵極電壓Vcg。圖5的第4段表不Si半導體晶體管7-i的漏極-源極間電壓(漏極電壓)Vd。在時刻tl之前，利用指令信號指示為接通狀態的期間中，驅動電路5-i將Vg=5V的柵極電壓施加在Si半導體晶體管7-i上。另ー方面，驅動電路9在來自控制裝置I的指令信號為接通狀態的期間，將緩沖元件8的柵極電壓Vdg設為0V。如果在時刻tl指令信號從接通向斷開轉換，則驅動電路5-i與現有的通常功率轉換裝置同樣地，將Si半導體晶體管7-i的柵極電壓Vg設為0V。如果在時刻tl指令信號從接通向斷開轉換，則驅動電路9通過將緩沖元件8的柵極電壓Vcg控制為，使緩沖元件8在非線性區域中動作，利用緩沖元件8自身的損耗，抑制在Si半導體晶體管7-1 7-6中產生的浪涌電壓。具體地說，例如，如圖5所示，將柵極電壓Vdg逐漸地増加至規定的值，然后在規定的期間內保持該電壓，然后逐漸地減少至0V。此吋，優選柵極電壓Vcg的接通時間(Vcg不是OV的時間)落在與開關元件的載波頻率相同程度的時間(例如10μ s 400μ s左右)內。除了以上所述以外的本實施方式的動作與實施方式I相同。如上所述，在本實施方式中，使用緩沖元件8來替代緩沖電容器，在Si半導體晶體管7-1 7-6斷開時，以規定的軌跡施加柵極電壓Vcg，使得緩沖元件8在非線性區域內動作，利用緩沖元件8自身的損耗，對在Si半導體晶體管7-1 7-6中產生的浪涌電壓進行抑制。如果緩沖元件8的損耗增加，則緩沖元件8成為高溫，在本實施方式中，由于作為緩沖元件8而使用寬帶隙半導體，其動作溫度的最大值大于或等于150°C，可以動作的溫度范圍較寬，因此，可以對應高溫的環境。因此，可以使用小型且簡單化的電路抑制浪涌電壓。 實施方式3圖6是表示本發明所涉及的功率轉換裝置的實施方式3的結構例的圖。本實施方式的功率轉換裝置是電源再生轉換器裝置，是將電動機(在圖6中簡稱為M) 13產生的感應反電動勢(再生能量)，經由對電動機13進行可變速控制的逆變器裝置12，向三相交流電源10進行再生的裝置。此外，在本實施方式中，作為三相負載的ー個例子，示出使用電動機13的例子，但也可以使用其他的三相負載替代電動機13。在逆變器裝置12內的未圖示的母線之間，連接有平滑電容器，該平滑電容器累積在電動機的減速動作時產生的感應電動勢。本實施方式的功率轉換裝置(電源再生轉換器)通過控制裝置14進行控制，由6個開關元件、分別驅動開關元件的驅動電路5-1 5-6、以及緩沖電容器11構成。對具有與實施方式I相同功能的構成要素，標注與實施方式I相同的標號并省略說明。開關元件由再生晶體管15-i (i=l、2、"·6)、和ニ極管4-i構成。作為再生晶體管15-i，與實施方式I的晶體管6-i相同，使用寬帶隙半導體，在本實施方式中，使用SiMOSFET0此外，再生晶體管15-i并不限定于Si M0SFET，只要是使用了寬帶隙半導體的開關元件，使用任何元件均可。再生晶體管15-i與ニ極管4-i反并聯連接。對于緩沖電容器11，例如可以采用薄膜電容器，但并不限定于此。緩沖電容器11與再生晶體管15-1 15-6并聯連接。上橋臂側的再生晶體管15-1 15-3和下橋臂側的再生晶體管15-4 15-6的各串聯連接端是再生輸出端，分別與交流電源端子連接。電流檢測器16-1 16-3分別配置在開關電路的上述3個再生輸出端與三相交流電源10的端子之間的連接線上，對各相電流的大小和方向進行檢測。控制部14在再生動作時，基于由未圖示的相位檢測器檢測出的三相交流電源10的各相(R相、S相、T相)的相位關系，確定再生晶體管15-1 15-6的接通/斷開動作定時。控制部14將所確定的再生晶體管15-1 15-6的接通/斷開動作定時，向驅動電路5-1 5-6作為指示進行再生動作控制的指令信號輸出。驅動電路5-i基于指令信號，生成使再生晶體管15-i在指定的定時下動作的柵極信號后，施加至再生晶體管15-i的柵極端子。在本實施方式中，再生晶體管15-i與實施方式I的晶體管6-i同樣，利用自身的損耗，抑制浪涌電壓。圖7是表不本實施方式的浪涌電壓抑制方法的ー個例子的時序圖。圖7的上段表示控制裝置14輸出的指令信號，圖7的中段表示驅動電路5-i對再生晶體管15-i施加的柵極電壓Vg，圖7的下段表示再生晶體管15-i的漏極電壓Vd。驅動電路5-i與實施方式I同樣，在指令信號為接通的狀態下，將柵極電壓Vg設為5V，如果指令信號向斷開轉換，則使柵極電壓Vg逐漸地下降。此時，使柵極電壓Vg下降的軌跡與實施方式I相同，以再生晶體管15-i在非線性區域2內變化的方式使柵極電壓Vg下降。此外，接通狀態的柵極電壓Vg并不限定于與實施方式I相同的5V。另外，與實施方式I同樣，此外，在使柵極電壓下降時，優選在與開關元件的載波頻率相同程度的時間(例如10μ s 400μ s左右)內，從5V下降至0V。除了以上所述以外，本實施方式的動作與實施方式I相同。如上所述，在本實施方式中，在作為電源再生轉換器而起作用的功率轉換裝置中， 再生晶體管15-i使用寬帶隙元件，驅動電路5-i在斷開時，以再生晶體管15-i在非線性區域內動作的方式使柵極電壓變化。因此，可以使用小型且簡單化的電路抑制浪涌電壓。實施方式4圖8是表示本發明所涉及的功率轉換裝置的實施方式4的結構例的圖。本實施方式的功率轉換裝置，在實施方式3的功率轉換裝置中，除了追加有替代緩沖電容器而配置的開關元件即緩沖元件18、和驅動電路19，設置再生晶體管17-1 17-6替代再生晶體管15-1 15-6以外,與實施方式3的功率轉換裝置相同。對具有與實施方式3相同功能的構成要素，標注與實施方式3相同的標號并省略說明。在本實施方式中，在現有的通常的電源再生轉換器中連接緩沖電容器的位置，配置緩沖元件18，該緩沖元件18是使用寬帶隙半導體的開關元件。在本實施方式中，將緩沖元件18設為SiC M0SFET，但并不限定于此，可以使用任意寬帶隙半導體。另外，在本實施方式中，作為再生晶體管17-1 17-6，使用Si IGBT0作為再生晶體管17_1 17_6，并不限定于Si IGBT，也可以使用其他的Si半導體。在本實施方式中，緩沖元件18與實施方式2的緩沖元件8同樣，利用自身的損耗，抑制針對再生晶體管17-1 17-6的浪涌電壓。圖9是表示本實施方式的浪涌電壓抑制方法的ー個例子的時序圖。圖9的第I段表示控制裝置14輸出的指令信號。圖9的第2段表示利用驅動電路5-i對再生晶體管17-i施加的柵極電壓Vg。圖9的第3段表示由驅動電路19對緩沖元件18施加的柵極電壓Vcg。圖9的第4段表示再生晶體管17-i的漏極-源極間電壓(漏極電壓)Vd。在本實施方式中，與實施方式2同樣，在時刻tl之前，通過指令信號指示為接通狀態的期間中，驅動電路5-i將Vg=5V的柵極電壓施加在再生晶體管17-i上。另ー方面，驅動電路19在來自控制裝置14的指令信號為接通狀態的期間，使緩沖元件18的柵極電壓Vdg為0V。如果在時刻tl指令信號從接通向斷開轉換，則驅動電路5-i與現有的通常的功率轉換裝置同樣地，使再生晶體管17-i的柵極電壓Vg成為0V。如果在時刻tl指令信號從接通向斷開轉換，則驅動電路19通過將緩沖元件18的柵極電壓Vcg控制為使緩沖元件18在非線性區域中動作，利用緩沖元件18自身的損耗，抑制在再生晶體管17-1 17-6中產生的浪涌電壓。具體地說，例如，如圖9所示，使柵極電壓Vdg逐漸地増加至規定的值，然后在規定的期間內保持該電壓，然后逐漸減少至0V。此吋，優選柵極電壓Vcg的接通時間(Vcg不是OV的時間)落在與再生晶體管17-1 17-6的載波頻率相同程度的時間(例如10μ s 400μ s左右)內。除了以上所述以外，本實施方式的動作與實施方式3相同。如上所述，在本實施方式中，在作為電源再生轉換器而起作用的功率轉換裝置中，使用緩沖元件18替代緩沖電容器，在再生晶體管17-1 17-6斷開時，以規定的軌跡施加柵極電壓Vcg，使得緩沖元件18在非線性區域內動作，利用緩沖元件18自身的損耗，對在再生晶體管17-1 17-6中產生的浪涌電壓進行抑制。因此，可以使用小型且簡單化的電路抑制浪涌電壓。エ業實用性如上所述，本發明所涉及的功率轉換裝置以及浪涌電壓抑制方法，適用于將直流轉換為三相交流的功率轉換裝置、或將在電動機等中由逆變器電路或三相負載產生的感應反電動勢向三相交流電源進行再生的功率轉換裝置，特別是適用于實現電路的小型、簡單化的功率轉換裝置。 標號的說明I、14控制裝置2直流電源3平滑電容器4-1 4-6 ニ極管5-1 5_6、9、19 驅動電路6-1 6-6 晶體管7-1 7-6 Si半導體晶體管8、18緩沖元件10三相交流電源11緩沖電容器12逆變器裝置13 電動機(M)15-1 15-6、17-1 17-6 再生晶體管16-1 16-3電流檢測器20 負載
權利要求
1.ー種功率轉換裝置，其特征在于，具有電壓驅動型的寬帶隙開關元件，其使用寬帶隙半導體；以及驅動電路，其在所述寬帶隙開關元件斷開時，將用于驅動所述寬帶隙開關元件的電壓，基于電壓軌跡進行控制，該電壓軌跡是以使所述寬帶隙開關元件在非線性區域中動作的方式確定出的。
2.根據權利要求I所述的功率轉換裝置，其特征在干，所述功率轉換裝置是將由直流電源供給的直流電カ轉換為交流電カ的逆變器裝置，所述寬帶隙開關元件為通過自身的接通/斷開動作，將直流電カ轉換為交流電カ的開關元件。
3.根據權利要求I所述的功率轉換裝置，其特征在干，所述功率轉換裝置是將由負載供給的再生能量向交流電源進行再生的再生轉換器裝置，所述寬帶隙開關元件為通過自身的接通/斷開動作，將再生能量向交流電源進行再生的開關元件。
4.根據權利要求I所述的功率轉換裝置，其特征在干，所述功率轉換裝置是將由直流電源供給的直流電カ轉換為交流電カ的逆變器裝置，所述寬帶隙開關元件以將直流電カ轉換為交流電カ的開關元件作為保護對象開關元件，作為相對于過電流來保護所述保護對象開關元件的緩沖電路起作用。
5.根據權利要求I所述的功率轉換裝置，其特征在干，所述功率轉換裝置是將由負載供給的再生能量向交流電源進行再生的再生轉換器裝置，所述寬帶隙開關元件以將再生能量向交流電源進行再生的開關元件作為保護對象開關元件，作為相對于過電流來保護所述保護對象開關元件的緩沖電路起作用。
6.根據權利要求4或5所述的功率轉換裝置，其特征在干，作為緩沖電路起作用的所述寬帶隙開關元件，與所述保護對象開關元件并聯連接。
7.根據權利要求I至6中任一項所述的功率轉換裝置，其特征在干，所述寬帶隙開關元件為單極型。
8.根據權利要求I至7中任一項所述的功率轉換裝置，其特征在干，作為所述斷開時，包含由輸出短路導致的斷開時。
9.根據權利要求I至8中任一項所述的功率轉換裝置，其特征在干，所述寬帶隙半導體采用碳化硅。
10.ー種浪涌電壓抑制方法，其是功率轉換裝置中的浪涌電壓抑制方法，該浪涌電壓抑制方法的特征在于，包含軌跡確定步驟，在該步驟中，將在開關元件斷開時用于驅動所述寬帶隙開關元件的電壓軌跡確定為，在基于所述電壓軌跡驅動時，使所述寬帶隙開關元件在非線性區域中動作；以及驅動步驟，在該步驟中，在所述寬帶隙開關元件斷開時，基于所述電壓軌跡，對用于驅動所述寬帶隙開關元件的電壓進行控制，所述寬帶隙開關元件為使用寬帶隙半導體的電壓驅動型的開關元件。
全文摘要
一種功率轉換裝置，其將由直流電源(2)供給的直流電力轉換為交流電力，該功率轉換裝置具有6個開關元件，其由使用寬帶隙半導體的電壓驅動型的晶體管(6-i)(i=1、2、…、6)和二極管(4-i)構成；以及驅動電路(5-i)，其在開關元件斷開時，將用于驅動晶體管(6-i)的電壓，基于規定的電壓軌跡進行控制，該規定的電壓軌跡是以使晶體管(6-i)在非線性區域中動作的方式確定出的。
文檔編號H02M7/48GK102835014SQ201080066009
公開日2012年12月19日 申請日期2010年3月31日 優先權日2010年3月31日
發明者中村和哉, 寺田啟, 高橋和孝, 神保茂雄 申請人:三菱電機株式會社