逆變器裝置以及使用該逆變器裝置的電氣設備的制作方法

專利名稱：逆變器裝置以及使用該逆變器裝置的電氣設備的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種由多個開關元件構成并進行馬達等負載的驅動的逆變器裝置以及使用該逆變器裝置的電氣設備，特別涉及一種用于風扇馬達的驅動裝置的吸塵器。
背景技術：
逆變器裝置將來自電源的輸入電力轉換為期望的輸出頻率的交流電，用于驅動馬達等。并且，逆變器裝置一般由具有多個串聯電路的開關電路構成，該串聯電路中按照電源電壓的施加方向將上游側和下游側的兩個開關元件串聯連接。此外，在后文中，將構成上游側的開關電路稱為“上臂開關電路”、構成下游側的開關電路稱為“下臂開關電路”。并且，使用電壓驅動型的IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor :絕緣柵極雙極型晶體管)、M0SFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor :金屬-氧化層-半導體-場效晶體管)等作為開關元件。 以往，在一般的逆變器裝置中，上臂開關電路和下臂開關電路的全部的開關元件由相同的元件構成。另一方面，公開了上臂開關電路中使用IGBT而下臂開關電路中使用MO SFET的逆變器裝置(例如，參照專利文獻I)。其利用了如下特性IGBT導通(ON)時的兩端間電壓為固定值所引起的高電壓、高電流輸出時的損耗小的特性、由MO SFET的導通、截止速度快所引起的高頻開關特性以及低電壓、低電流輸出時的損耗小的特性。由此，能夠提高逆變器裝
置的效率。但是，上述逆變器裝置中，以不同的種類(IGBT和M0SFET)的電壓驅動型的開關元件構成上臂開關電路和下臂開關電路，因此，考慮不同的開關元件的導通損耗和開關損耗兩者來使逆變器裝置的效率最大化是很困難的。另外，公開了一種具備逆變器電路的動力產生裝置，該逆變器電路具有自舉電路，該自舉電路中使用蓄積在電容器中的電荷作為上臂開關電路和下臂開關電路的開關元件的驅動電源(例如，參照專利文獻2)。此時，使用電壓驅動型的相同的元件(IGBT)作為上臂開關電路和下臂開關電路的開關元件。并且，為了防止自舉電路的電容器的電壓下降，以規定值以下的占空比的PWM信號驅動上臂開關電路。由此，簡化電路結構，能夠實現小型、輕量化且廉價的逆變器電路。但是，在上述逆變器電路中，難以利用上臂開關電路和下臂開關電路的電壓驅動型的開關元件來實現導通損耗、開關損耗等電路損耗的降低、高速驅動。因此，當在上臂開關電路和下臂開關電路中使用電路損耗小且能夠進行高速驅動的電流驅動型的開關元件時，需要大的驅動電力。因此，需要自舉電路以外的新的驅動電源、或需要由大容量的電容器來構成自舉電路。其結果，無法實現高效率的、小型、輕量化的且廉價的逆變器電路。專利文獻I:日本特開2007-129848號公報專利文獻2:日本特開平11-252970號公報

發明內容
發明要解決的問題本發明是一種逆變器裝置，具備上臂開關電路、下臂開關電路以及驅動它們的控制部，該逆變器裝置還具備上臂開關電路的電壓驅動型的開關元件、下臂開關電路的電流驅動型的開關元件、向各開關元件施加驅動電壓的自舉電路。由此，能夠降低電路成本并且能夠通過最佳地控制開關元件的驅動來實現低電路損耗且高效率的逆變器裝置。另外，本發明的電氣設備具有將上述逆變器裝置用于馬達的驅動裝置的結構。由此，能夠實現廉價且驅動效率優良的電氣設備。



圖I是表示本發明的實施方式I所涉及的逆變器裝置的結構的結構圖。圖2是說明本發明的實施方式I所涉及的逆變器裝置的相對于載波頻率的電路損耗的示意圖。圖3是說明在本發明的實施方式I所涉及的逆變器裝置中只對下臂開關電路進行PWM驅動時的驅動方法的圖。圖4是說明在本發明的實施方式I所涉及的逆變器裝置中只對上臂開關電路進行PWM驅動時的驅動方法的圖。圖5是說明本發明的實施方式I所涉及的逆變器裝置對PWM驅動進行切換的輸出頻率的圖。圖6是說明本發明的實施方式2所涉及的逆變器裝置的驅動方法的圖。圖7是說明本發明的實施方式2的其它例子所涉及的逆變器裝置的驅動方法的圖。圖8是說明切換本發明的實施方式2所涉及的逆變器裝置的驅動方法的輸出頻率的圖。圖9是表示本發明的實施方式3所涉及的吸塵器的概要的剖視立體圖。
具體實施例方式以下，參照

本發明的實施方式。此外，本發明并未被本實施方式所限定。(實施方式I)圖I是表示本發明的實施方式I所涉及的逆變器裝置的結構的結構圖。如圖I所示，關于從交流電源I輸入的交流電力，構成為通過整流電路4、平滑電容器5暫時向逆變器裝置2提供直流化的電源電壓，通過控制部28施加從逆變器裝置2輸出的三相(U相、V相、W相)信號來驅動馬達3。這里，逆變器裝置2包括由開關元件22、23、24構成的上臂開關電路、由開關元件25、26、27構成的下臂開關電路、由自舉電路構成的驅動電路21以及控制它們的控制部28。并且，上臂開關電路和下臂開關電路的對應的各組開關元件(22、25)、(23、26)、(24、27)分別串聯連接，構成三相的串聯電路。此外，在圖I中只圖示驅動開關元件22、25的自舉電路，省略了驅動開關元件23、26以及驅動開關元件24、27的自舉電路。此時，上臂開關電路的開關元件22、23、24使用例如IGBT半導體器件等電壓驅動型的開關元件，各開關元件并聯連接有續流二極管22a、23a、24a。另外，下臂開關電路的開關元件25、26、27使用能夠進行比上臂開關電路的開關元件22、23、24高速的開關動作且高效率的例如電流驅動型的氮化鎵(GaN)半導體器件。此外，電壓驅動型的開關元件通過切換施加在柵極端子的電壓來進行通流的切換，電流驅動型的開關元件通過切換施加在柵極端子的電流來進行通流的切換。并且，從各串聯電路中的上臂開關電路和下臂開關電路的三個連接點Cl、C2、C3連接到作為負載的馬達3，來以規定輸出頻率向馬達3提供三相的交流電力。另外，控制部28控制各開關元件TT 使得逆變器裝置2輸出使馬達3以期望的轉數進行旋轉的例如三相的交流電力。此時，一般使用脈寬調制(Pulse WidthModulation，以下稱為“PWM”)驅動作為開關元件的控制方法，PWM驅動中根據以載波頻率產生的驅動脈沖時間寬度來控制輸出電壓。
由此，在上臂開關電路和下臂開關電路中使用電壓驅動型和電流驅動型的不同特性的開關元件，并考慮以下說明的開關元件的特性來以最優的驅動方法進行驅動，由此能夠以廉價的結構實現具有高效率的逆變器裝置。另外，驅動電路21由自舉電路構成，該自舉電路具備上臂驅動電路32、下臂驅動電路33、驅動電源29、低電壓側連接到上臂開關電路與下臂開關電路的連接點Cl的電容器31、以及使驅動電源29與電容器31之間連接的二極管30。并且，驅動電路21驅動構成各相的上臂開關電路和下臂開關電路的各組開關元件。此時，上臂驅動電路32驅動上臂開關電路的開關元件22、23、24，下臂驅動電路33驅動下臂開關電路的開關元件25、26、27。另外，從驅動電源29經由下臂驅動電路33向下臂開關電路的開關元件提供以控制部28的載波頻率調制所得到的驅動電壓。并且，從電容器31經由上臂驅動電路32向上臂開關電路的開關元件提供以控制部28的載波頻率調制所得到的驅動電壓。以下說明對經由上臂驅動電路32向上臂開關電路的開關元件提供驅動電壓的電容器31進行充電的方法。首先，當下臂開關電路的開關元件導通(ON)時，上臂開關電路的開關元件與下臂開關電路的開關元件的連接點Cl、C2、C3的電位連接在由平滑電容器5進行直流化的電源電壓的低電位側5a、即輸入到逆變器裝置2的直流電力的低電位側5a而成為等電位。由此，從驅動電源29經由二極管30對電容器31進行充電。并且，利用充入電容器31中的電荷經由上臂驅動電路驅動上臂開關電路的開關元件。由此，能夠通過一個驅動電源29來驅動上臂開關電路和下臂開關電路這兩者。因此，能夠實現小型且低成本的驅動電路。但是，通常，關于由自舉電路構成的驅動電路21，通過充入電容器31中的電荷提供驅動上臂驅動電路32的驅動電壓，因此只有非常少的電力用于驅動。因此，如果將能夠以非常少的電力進行驅動的電壓驅動型的開關元件用于上臂開關電路，則能夠以充入電容器31中的電荷來進行驅動。另一方面，當在上臂開關電路中使用需要很多電力的電流驅動型的開關元件時，驅動需要非常大容量的電容器，驅動電路的成本上升以及驅動電路大型化。
因此，本實施方式的逆變器裝置在上臂開關電路中使用例如IGB T半導體器件等電壓驅動型的開關元件22、23、24來實現以具有小型且少容量的電容器31的自舉電路驅動開關元件。另一方面，在下臂開關電路中使用例如GaN半導體器件等電流驅動型的開關元件25、26、27。此時，下臂開關電路能夠直接由驅動電源29進行驅動，因此即使由自舉電路構成驅動電路21也能夠容易地驅動電流驅動型的開關元件25、26、27。以下說明本發明的實施方式的逆變器裝置的最優的驅動方法。首先，使用

逆變器裝置的相對于載波頻率的電路損耗。這里，電路損耗包含開關元件的導通損耗和開關損耗。圖2是說明本發明的實施方式I所涉及的逆變器裝置的相對于載波頻率的電路損耗的示意圖。此外，一般在以PWM方式來驅動開關元件的情況下，由開關元件產生的電路損耗隨著PWM的載波頻率變高而增加。另一方面，在不進行PWM驅動的情況下，開關元件的電路 損耗相對于載波頻率不發生變化。另外，通常用于上臂開關電路的電壓驅動型的開關元件的電路損耗為比用于下臂開關電路的電流驅動型的開關元件的電路損耗大的值。同樣地，PWM驅動時的相對于載波頻率的電路損耗的增加比例是下臂開關電路的開關元件小。另外，不進行PWM驅動時的電路損耗也是下臂開關電路的開關元件小。這是由于與用于上臂開關電路的開關元件22、23、24的IGBT半導體器件相比，用于下臂開關電路的開關元件25、26、27的氮化鎵(GaN)半導體器件的導通(ON)損耗小，能夠進行聞速的開關動作且效率也聞。接著，使用

實施方式I所涉及的逆變器裝置的驅動方法。圖3是說明在本發明的實施方式I所涉及的逆變器裝置中只對下臂開關電路進行PWM驅動時的驅動方法的圖。圖4是說明在本發明的實施方式I所涉及的逆變器裝置中只對上臂開關電路進行PWM驅動時的驅動方法的圖。S卩，如圖3所示，針對馬達的轉子的相位角度每120度切換施加在三相(U相、V相、W相)的電壓，并且改變進行PWM驅動的下臂開關電路的開關元件的通流率(占空比)，由此調整輸出電壓。另一方面，如圖4所示，針對馬達的轉子的相位角度每120度切換施加在三相(U相、V相、W相)的電壓，并且改變進行PWM驅動的上臂開關電路的開關元件的通流率(占空比)，由此調整輸出電壓。由此，圖3或者圖4所示的哪種驅動方法都能夠從逆變器裝置輸出期望的輸出頻率的電力來驅動成為負載的馬達。此時，圖3以及圖4的驅動方法中的電路損耗如圖2所示那樣為各電路損耗之和。具體地說，在只對圖3所示的下臂開關電路進行PWM驅動的情況下，為進行PWM驅動時的下臂開關電路的開關元件的電路損耗與不進行PWM驅動時的上臂開關電路的開關元件的電路損耗之和。同樣地，在只對圖4所示的上臂開關電路進行PWM驅動的情況下，為進行PWM驅動時的上臂開關電路的開關元件的電路損耗與不進行PWM驅動時的下臂開關電路的開關兀件的電路損耗之和。并且，如圖2所示，在載波頻率比規定載波頻率fl大(高)的情況下，只對下臂開關電路進行PWM驅動的話電路損耗少。相反地，在載波頻率比規定載波頻率Π小(低)的情況下，只對上臂開關電路進行PWM驅動的話電路損耗變少。即，本發明的逆變器裝置通過在上臂開關電路和下臂開關電路中使用不同的特性(電壓驅動型和電流驅動型)的開關元件并利用規定載波頻率π來切換PWM驅動，能夠配合各開關元件的特性以低的電路損耗來最佳地進行驅動。由此，能夠實現廉價結構的且電路損耗少的、效率高的逆變器裝置。以下說明利用規定載波頻率驅動開關元件并對上臂開關電路和下臂開關電路的PWM驅動進行切換來降低逆變器裝置的電路損耗所得到的輸出頻率。圖5是說明本發明的實施方式I所涉及的逆變器裝置對PWM驅動進行切換的輸出頻率的圖。此外，圖5作為一個例子而示出載波頻率比規定載波頻率fl大(高)的情況。圖5示出在逆變器裝置所輸出的交流的輸出頻率為規定輸出頻率Si以下的情況下只對圖4所示的上臂開關電路進行PWM驅動。另一方面，示出在輸出頻率超過規定輸出頻率Si的情況下只對下臂開關電路進行PWM驅動。由此，能夠實現能夠以少的電路損耗進行驅動的逆變器裝置。這里，規定輸出頻率Si是使自舉電路的電容器的電壓與經由上臂驅 動電路驅動上臂開關電路的開關元件的驅動電壓相等的輸出頻率。以下說明在輸出頻率為規定輸出頻率Si時在上臂開關電路或者下臂開關電路中切換PWM驅動的理由。構成本實施方式的逆變器裝置的驅動電路21的自舉電路在下臂開關電路導通(ON)的期間內對電容器31進行充電并使用充電電荷以規定載波頻率來驅動上臂開關電路的開關元件。因此，當下臂開關電路的開關元件的導通(ON)時間相對于上臂開關電路的開關元件的導通(ON)時間短時，電容器31的充電沒有充分進行。其結果，當電容器31的電壓比上臂開關電路的開關元件的驅動電壓低時無法驅動開關元件。特別是，在只對下臂開關電路進行PWM驅動的情況下，當使上臂開關電路的開關元件連續導通(ON)的時間長時，作為使上臂開關電路的開關元件導通(ON)的驅動電壓的電容器31的電壓下降。S卩，在逆變器裝置的輸出頻率為規定輸出頻率Si以下的情況下，如圖3所示，當只對下臂開關電路進行PWM驅動時上臂開關電路的開關元件連續導通(ON)，因此電容器31的電壓下降。因此，為了防止電容器31的電壓下降，在輸出頻率為規定輸出頻率Si以下的情況下，如圖4所示，只對上臂開關電路進行PWM驅動。由此，能夠穩定地驅動上臂開關電路的開關元件。另一方面，在逆變器裝置的輸出頻率超過規定輸出頻率Si的情況下，圖5中假定載波頻率比規定載波頻率fl大(高)的情況，因此只要只對下臂開關電路進行PWM驅動即可。由此，能夠實現電路損耗少的逆變器裝置。如上所述，通過逆變器裝置利用規定輸出頻率Si對上臂開關電路或者下臂開關電路進行PWM驅動的切換，能夠在輸出頻率的全域中以電路損耗少的狀態來驅動逆變器裝置。(實施方式2)以下根據附圖詳細地說明本發明的實施方式2所涉及的逆變器裝置。此外，實施方式2所涉及的逆變器裝置的結構與實施方式I的逆變器裝置相同。同樣地，控制部28控制逆變器裝置2使得輸出使馬達3以期望的轉數進行旋轉的交流電力。此時，開關元件22 27通過調整正弦波電壓的驅動脈沖時間寬度而輸出的脈寬調制(PWM)來控制。
圖6是說明本發明的實施方式2所涉及的逆變器裝置的驅動方法的圖。如圖6所示，是如下的驅動方法使從逆變器裝置輸出的三相(U相、V相、W相)輸出電壓的最小電壓在規定期間內只將一相接于直流低電位側而對其它兩相進行PWM驅動。以下使用圖6具體地說明逆變器裝置的驅動方法。S卩，如圖6所示，例如U相輸出電壓在相位角210度 330度的120度的期間接于直流低電位側的最小電壓，V相輸出電壓在相位角O度 90度和相位角330度 360度的期間接于直流低電位側的最小電壓，W相輸出電壓在相位角90度 210度的期間接于直流低電位側的最小電壓。并且，例如在U相輸出電壓接于最小電壓的期間內，對其它兩相(V相、W相)進行PWM驅動使得三相的相間成為正弦波。以下將上述驅動方法稱為“下接兩相調制”。此外，直流低電位側的最小電壓意味著由圖I所示的平滑電容器5進行直流化的電源電壓(平滑電容器的端子電壓)的低電位側5a的電位。此時，上臂開關電路的開關元件22、23、24的驅動脈沖如圖6中的U相上驅動、V相 上驅動、W相上驅動那樣輸出。另一方面，下臂開關電路的開關元件25、26、27的驅動脈沖如圖6中的U相下驅動、V相下驅動、W相下驅動那樣輸出。由此，從逆變器裝置2輸出期望的輸出頻率的電力來驅動成為負載的馬達3。并且，在以圖6所示的PWM來驅動逆變器裝置的情況下，所輸出的三相輸出電壓為偏向直流低電位側的低電位的電壓。因此，下臂開關電路的開關元件25、26、27的導通(ON)時間為比上臂開關電路的開關元件22、23、24的導通(ON)時間大的值。此時，在本實施方式的逆變器裝置中，下臂開關電路的電流驅動型的開關元件的導通(ON)損耗比上臂開關電路的電壓驅動型的開關元件的導通(ON)損耗小。因此，通過縮短導通(ON)損耗大的上臂開關電路的導通(ON)時間，能夠降低電路損耗。其結果，根據上述PWM驅動方法，能夠實現降低了電路損耗的逆變器裝置。以下說明本發明的實施方式2的逆變器裝置的其它的例子。本實施方式的其它例子所涉及的逆變器裝置涉及一種在上臂開關電路的電壓驅動型的開關元件比下臂開關電路的電流驅動型的開關元件導通(ON)損耗低的情況下的驅動方法的逆變器裝置。圖7是說明本發明的實施方式2的其它例子所涉及的逆變器裝置的驅動方法的圖。如圖7所不,使從逆變器裝置輸出的三相(U相、V相、W相)輸出電壓的最大電壓在規定期間內只將一相接于直流高電位側并且對其它兩相進行PWM驅動。以下使用圖7具體地說明逆變器裝置的驅動方法。S卩，如圖7所示，例如，U相輸出電壓在相位角30度 150度的120度的期間接于直流高電位側的最大電壓，V相輸出電壓在相位角150度 270度的期間接于直流高電位側的最大電壓，W相輸出電壓在相位角O度 30度的期間和相位角270度 360度的期間接于直流高電位側的最大電壓。并且，例如，在U相輸出電壓接于最大電壓的期間內對其它兩相(V相、W相)進行PWM驅動使得三相的相間成為正弦波。以下將上述驅動方法稱為“上接兩相調制”。此外，直流高電位側的最大電壓意味著由圖I所示的平滑電容器5進行直流化的電源電壓(平滑電容器的端子電壓)的高電位側5b的電位。此時，上臂開關電路的開關元件22、23、24的驅動脈沖如圖7中的U相上驅動、V相上驅動、W相上驅動那樣輸出。另一方面，下臂開關電路的開關元件25、26、27的驅動脈沖如圖7中的U相下驅動、V相下驅動、W相下驅動那樣輸出。由此，從逆變器裝置2輸出期望的輸出頻率的電力來驅動成為負載的馬達3。并且，在以圖7所示的PWM驅動逆變器裝置的情況下，所輸出的三相輸出電壓為偏向直流高電位側的高電位的電壓。因此，下臂開關電路的開關元件25、26、27的導通(ON)時間為比上臂開關電路的開關元件22、23、24的導通(ON)時間小的值。此時，在本實施方式的其它例子的逆變器裝置中，下臂開關電路的電流驅動型的開關元件的導通(ON)損耗比上臂開關電路的電壓驅動型的開關元件的導通(ON)損耗大。因此，通過縮短導通(ON)損耗大的下臂開關電路的導通(ON)時間，能夠降低電路損耗。其結果，根據上述PWM驅動方法，能夠實現降低了電路損耗的逆變器裝置。
以下說明切換本發明的實施方式2的逆變器裝置的驅動方法的輸出頻率。圖8是說明切換本發明的實施方式2所涉及的逆變器裝置的驅動方法的輸出頻率的圖。在這種情況下，以上臂開關電路的電壓驅動型的開關元件比下臂開關電路的電流驅動型的開關元件導通(ON)損耗低的情況為例進行說明。如圖8所示，在逆變器裝置所輸出的交流頻率為規定輸出頻率s2以下的情況下，通過使圖6所示的三相的輸出電壓的最小電壓接于直流低電位側的上述下接兩相調制對逆變器裝置進行PWM驅動。另一方面，在逆變器裝置所輸出的交流頻率超過規定輸出頻率s2的情況下，通過使圖7所示的三相的輸出電壓的最大電壓接于直流高電位側的上述上接兩相調制對逆變器裝置進行PWM驅動。由此，能夠實現能夠在輸出頻率的全域中以少的電路損耗進行驅動的逆變器裝置。這里，規定輸出頻率s2是使自舉電路的電容器的電壓與通過上臂驅動電路驅動上臂開關電路的開關元件的驅動電壓相等的輸出頻率。以下說明以規定輸出頻率s2來切換逆變器裝置的驅動方法的理由。作為本實施方式的逆變器裝置的驅動電路21的自舉電路在下臂開關電路導通(ON)的期間對電容器31進行充電，并使用充電電荷以規定載波頻率來驅動上臂開關電路的開關元件。因此，當下臂開關電路的開關元件的導通(ON)時間相對于上臂開關電路的開關元件的導通(ON)時間短時電容器31的充電沒有充分進行。其結果，當電容器31的電壓比上臂開關電路的開關元件的驅動電壓低時無法驅動開關元件。特別是，當進行在使三相中的一相的輸出電壓接于作為最大電壓的直流高電位側的期間對其它兩相進行PWM驅動的上接兩相調制的情況下，當上臂開關電路的開關元件連續導通(ON)的時間長時，作為使上臂開關電路的開關元件導通(ON)的驅動電壓的電容器31的電壓下降。S卩，在逆變器裝置的輸出頻率為規定輸出頻率s2以下的情況下，上臂開關電路的開關元件連續導通(ON)，因此電容器31的電壓下降。因此，為了防止電容器31的電壓下降，而在輸出頻率為規定輸出頻率s2以下的情況下，進行在使三相中的一相的輸出電壓接于作為最小電壓的直流低電位側的期間對其它兩相進行PWM驅動的下接兩相調制。由此，能夠穩定地驅動上臂開關電路的開關元件。另一方面，在交流頻率超過輸出頻率s2的情況下，只要使用上接兩相調制驅動逆變器裝置即可。由此，能夠實現電路損耗少的逆變器裝置。如上文中說明那樣，通過將逆變器裝置以規定輸出頻率s2來切換下接兩相調制和上接兩相調制，能夠在輸出頻率的全域中以電路損耗少的狀態來驅動逆變器裝置。如上所述，根據實施方式I和實施方式2的逆變器裝置，通過在上臂開關電路中使用電壓驅動型的開關元件并在下臂開關電路中使用與電壓驅動型的開關元件不同種類的開關元件，由自舉電路構成驅動電路,能夠實現驅動電路的簡化和低成本。另外,通過以規定輸出頻率切換開關元件的驅動方法來最佳地進行驅動控制，能夠實現穩定驅動并且降低電路損耗、提高了效率的逆變器裝置。(實施方式3)以下，作為本發明的實施方式3所涉及的電氣設備，以吸塵器為例根據附圖進行說明。
圖9是表示本發明的實施方式3所涉及的吸塵器的概要的剖視立體圖。S卩，本實施方式內置實施方式I或者實施方式2中說明的逆變器裝置，來作為吸塵器的風扇用的馬達的驅動裝置而使用。具體地說，如圖9所示，吸塵器通過逆變器裝置將從電源插座92輸入的交流電源以規定的輸出頻率進行輸出，來驅動吸塵器主體90的內部的例如逆變器風扇馬達等風扇用的馬達91。由此，使風扇以規定的轉數進行旋轉來作為吸入灰塵等的吸塵器而發揮功能。S卩，根據實施方式，能夠通過安裝低成本、高效率的逆變器裝置來以廉價的結構實現具有聞效率和聞可罪性并且聞吸入效率的吸塵器。此外，在上述實施方式3中，作為電氣設備，以吸塵器中使用了逆變器裝置為例進行了說明，但是不限于此。例如，也可以用于洗衣機、空調、冰箱、動力裝置的馬達的驅動裝置，能夠獲得相同的效果。此外，在上述各實施方式中，以使用氮化鎵(GaN)作為電流驅動型的開關元件并使用IGBT作為電壓驅動型的開關元件的例子進行了說明，但是不限于此。例如，如果是相同的特性，則也可以使用MOSFET元件作為電壓驅動型的開關元件并使用雙極性晶體管元件等半導體元件作為電流驅動型的開關元件。由此，能夠擴大開關元件的選擇的范圍，實現與所要求的性能相應的逆變器裝置。產業上的可利用件本發明能夠廣泛利用于要求高效率、高可靠性的逆變器裝置、使用該逆變器裝置的吸塵器等電氣設備的用途。附圖標記說明I :交流電源；2 :逆變器裝置；3 :馬達；4 :整流電路；5 :平滑電容器；5a :低電位側；5b :高電位側；21 :驅動電路;22、23、24、25、26、27 :開關元件;22a、23a、24a :續流二極管；28 :控制部；29 :驅動電源；30 :二極管；31 :電容器；32 :上臂驅動電路；33 :下臂驅動電路；90 :吸塵器主體；91 :馬達；92 :電源插座；C1、C2、C3 :連接點。
權利要求
1.一種逆變器裝置，具備上臂開關電路和下臂開關電路以及驅動該上臂開關電路和該下臂開關電路的控制部，該逆變器裝置的特征在于，具有 多個電壓驅動型的開關元件，其構成上述上臂開關電路； 多個電流驅動型的開關元件，其構成上述下臂開關電路；以及 自舉電路，其向上述上臂開關電路和上述下臂開關電路的上述開關元件施加驅動電壓。
2.根據權利要求I所述的逆變器裝置，其特征在干， 上述自舉電路具有 驅動電源，其通過下臂驅動電路向上述下臂開關電路施加上述驅動電壓； 電容器，其通過上臂驅動電路向上述上臂開關電路施加上述驅動電壓，該電容器的低電壓側連接于上述上臂開關電路的上述開關元件與上述下臂開關電路的上述開關元件的連接點；以及 ニ極管，其使上述驅動電源與上述電容器之間連接。
3.根據權利要求I所述的逆變器裝置，其特征在干， 在載波頻率為規定載波頻率以上的情況下，以脈寬調制即PWM方式驅動構成上述下臂開關電路的上述開關元件和構成上述上臂開關電路的上述開關元件中的電路損耗小的開關元件。
4.根據權利要求I所述的逆變器裝置，其特征在干， 在載波頻率為規定載波頻率以下的情況下，以脈寬調制即PWM方式驅動構成上述下臂開關電路的上述開關元件和構成上述上臂開關電路的上述開關元件中的電路損耗大的開關元件。
5.根據權利要求3或4所述的逆變器裝置，其特征在干， 用于對上述上臂開關電路和上述下臂開關電路的驅動方法進行切換的上述規定載波頻率是使以脈寬調制即PWM方式驅動上述下臂開關電路時的電路損耗與以脈寬調制即PWM方式驅動上述上臂開關電路時的電路損耗相等的載波頻率。
6.根據權利要求I所述的逆變器裝置，其特征在干， 在輸出頻率為規定輸出頻率以下的情況下，以脈寬調制即PWM方式驅動上述上臂開關電路。
7.根據權利要求6所述的逆變器裝置，其特征在干， 上述規定輸出頻率是使上述自舉電路的上述電容器的電壓與上述上臂開關電路的上述開關元件的驅動電壓相等的輸出頻率。
8.根據權利要求I所述的逆變器裝置，其特征在干， 構成上述下臂開關電路的上述電流驅動型的開關元件在與構成上述上臂開關電路的上述電壓驅動型的開關元件相比導通損耗小的情況下，通過使三相輸出電壓的最小電壓接于電源電壓的低電位側的兩相調制來以脈寬調制即PWM方式進行驅動。
9.根據權利要求I所述的逆變器裝置，其特征在干， 構成上述上臂開關電路的上述電壓驅動型的開關元件在與構成上述下臂開關電路的上述電流驅動型的開關元件相比導通損耗小的情況下，通過使三相輸出電壓的最大電壓接于電源電壓的高電位側的兩相調制來以脈寬調制即PWM方式進行驅動。
10.根據權利要求9所述的逆變器裝置，其特征在干， 在輸出頻率為規定輸出頻率以下的情況下，通過使上述三相輸出電壓的最小電壓接于上述電源電壓的低電位側的兩相調制來以脈寬調制即PWM方式進行驅動。
11.根據權利要求10所述的逆變器裝置，其特征在干， 上述規定輸出頻率是使上述自舉電路的上述電容器的電壓與上述上臂開關電路的上述開關元件的驅動電壓相等的輸出頻率。
12.根據權利要求I所述的逆變器裝置，其特征在干， 上述電壓驅動型的開關元件是IGBT。
13.根據權利要求I所述的逆變器裝置，其特征在干， 上述電壓驅動型的開關元件是MOSFET。
14.根據權利要求I所述的逆變器裝置，其特征在干， 上述電流驅動型的開關元件是氮化鎵半導體即GaN半導體。
15.根據權利要求I所述的逆變器裝置，其特征在干， 上述電流驅動型的開關元件是雙極性晶體管半導體。
16.ー種電氣設備，其特征在于，將根據權利要求I所述的逆變器裝置用于馬達的驅動裝置。
全文摘要
本發明是一種具備上臂開關電路、下臂開關電路以及驅動它們的控制部的逆變器裝置，還具備構成上臂開關電路的多個電壓驅動型的開關元件、構成下臂開關電路的多個電流驅動型的開關元件以及向上臂開關電路和下臂開關電路的開關元件施加驅動電壓的自舉電路，由此降低電路損耗來提高效率。
文檔編號H02P27/06GK102835017SQ20108006575
公開日2012年12月19日 申請日期2010年7月6日 優先權日2010年3月25日
發明者松井敬三, 今井慎 申請人:松下電器產業株式會社