專利名稱：逆變器裝置及其控制方法
技術領域：
本發明涉及驅動電動機的逆變器裝置及其控制方法。
背景技術：
一直以來，要求能夠按照電壓指令向電動機輸出電壓的逆變器裝置，為了使得輸出電壓不會產生失真，提出了不會產生死區時間導致的偏差電壓的逆變器裝置(例如參見專利文獻I)。根據專利文獻I的技術，為了使作為開關元件的晶體管不會發生橋臂短路，補償死區時間的輸出信號比PWM門極信號延遲，被輸入到晶體管的柵極驅動電路。檢測晶體管逆變器的輸出電壓，計測每次的開關延遲時間，即使晶體管的ON開關時間、OFF開關時間和死區時間發生變化，也能跟隨于該變化，使控制量可變。這樣就能使PWM門極信號和輸出信 號始終延遲一定時間。因此,能夠獲得相對于PWM信號存在一定時間延遲的輸出電壓,其脈沖寬度與輸出電壓信號的脈沖寬度一致，因而輸出電壓誤差變小。而通過直接檢測電壓來計測開關延遲，因而由于于溫度變化等而使死區時間量發生變化，也能進行跟隨其變化，修正補償量。在先專利文獻專利文獻I :日本特開平2-307369號
發明內容
發明要解決的課題然而，以往的逆變器裝置需要獲得輸出電壓信號的電壓檢測電路。進而，按照基波頻率的每半個周期將偏差電壓抑制為2X (td-ts)期間(td :死區時間、ts :存儲時間)，然而，對于構成開關元件的晶體管和二極管的半導體特性和驅動電路的雜散電容等產生的電壓的補償，沒有抑制效果。本發明就是鑒于這種問題點而完成的，其目的在于提供一種不需要電壓檢測電路，能夠對于死區時間以外的要因產生的電壓誤差進行補償的逆變器裝置及其控制方法。本申請的代表性發明是一種逆變器裝置，其具有功率部，該功率部按照每個設定時間周期對電動機的電壓指令進行PWM控制，輸出交流電力，該逆變器裝置具有電壓指令產生部，其與上述時間周期的N倍(NS I)的周期同步地產生電壓指令；區間判定部，其產生在上述時間周期的半周期內導通、在下一個半周期內斷開的區間判別信號，在上述區間判別信號變化的時候，以使得上述區間判別信號導通時的電流檢測的變化量與斷開時的電流檢測的變化量相等的方式校正上述電壓指令。本申請的另一代表性發明是一種逆變器裝置的控制方法，該逆變器裝置具有功率部，該功率部按照每個設定時間周期對電動機的電壓指令進行PWM控制，輸出交流電力，該方法的特征在于，與上述時間同步的N倍(N > I)的周期同步地產生電壓指令，產生在上述時間周期的半周期內導通、在下一個半周期內斷開的區間判別信號，計算在上述區間判別信號變化的時候檢測到的電流檢測值及其前次值的差值，利用使得上述區間判別信號導通時的電流變化量與斷開時的電流變化量相等的電壓校正值對上述電動機的電壓指令進行校正。根據本發明，能夠使得PWM控制的每個前半周期與每個后半周期的電流脈動成分大小相等，減輕電流脈動，因此能夠抑制與PWM控制周期相同周期的振動及該振動導致產生的噪聲。
圖I是示出本發明第I實施例的逆變器裝置的框圖。圖2是示出本發明的d軸電壓校正值生成部12的詳細情況的框圖。
圖3是示出本發明效果的實驗數據。圖4是示出本發明第2實施例的逆變器裝置(表生成時)的框圖。圖5是示出本發明第2實施例的逆變器裝置(表讀取時)的框圖。圖6是示出本發明的電壓校正表生成部30的處理步驟的流程圖。圖7是示出本發明第3實施方式的處理步驟的流程圖。
具體實施例方式下面參照
本發明的實施方式。 在說明本發明的實施例之前，說明在本發明中校正的電壓誤差。進行電力轉換的功率部按照每相具有晶體管Tr和與其反向并聯連接的二極管FD。構成該晶體管Tr的二極管的半導體特性存在這樣的傾向如果流過電動機的電流較小，則與晶體管Tr反向并聯連接的二極管FD處于未完全導通的狀態，晶體管Tr的開關動作產生延遲，或者不會完全地進行開關動作而成為中間狀態的電壓電平。這種晶體管Tr的開關動作延遲對晶體管Tr進行基極驅動的門極信號的導通定時和斷開定時而言是不同的。另外，由于主電路周圍的雜散電容的影響，也會產生同樣的問題。例如，晶體管Tr的發射極-集電極之間的雜散電容的影響。根據流過電動機的電流大小的不同，對雜散電容充電的時間會產生差，在對雜散電容充電時，如果是微小電流指令，則電流為零。這些影響使得電動機端子電壓成為中間狀態的電壓電平。在死區時間以外的原因中，這種現象也會導致產生電壓誤差。該電壓誤差是在PWM控制周期的前半周期與后半周期內不同的值，產生電流脈動。為了減輕如上產生的電流脈動，在PWM控制周期的每前半周期與每后半周期都提取電動機電流的脈動成分，實施使得在前半周期與后半周期內產生的電流脈動成分之差為零的控制，將該輸出作為電壓校正值來校正電壓誤差。實施例I圖I是示出本發明第I實施例的逆變器裝置的框圖。該逆變器裝置具有電流控制部I、減法器2、3、坐標轉換部4、電流檢測器5、坐標轉換部6、PWM信號產生部7、功率部8、電動機9、PWM周期信號產生部10、區間判定部ll、d軸電壓校正值生成部12、q軸電壓校正值生成部13、磁極相位檢測器14。
電流控制部I以使得被施加的電流指令Id_ref、Iq_ref與后述的檢測電流IcUIq一致的方式對Id、Iq分別進行例如PI (比例/積分)控制，生成Vd_refl、Vq_refl。并且，d、q表示在采用作為磁極位置方向的d軸和與該d軸正交的q軸的坐標系中的各成分。減法器2、3從Vd_refl、Vq_refl分別減去后述的電壓校正值Vdfc、Vqfc,輸出dq電壓指令 Vd_ref、Vq_ref。坐標轉換部4使用dq電壓指令Vd_ref、Vq_ref和磁通相位0 ,輸出通過dq/UVW坐標轉換求出的相電壓指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_ref。并且,磁通相位0由電動機9的電動機軸上安裝的磁極相位檢測器14檢測。電流檢測器5與后述的期間判別信號SD同步地按照設定周期的每個半周期檢測電動機9的相電流Iu、Iv、Iw。坐標轉換部6通過上述坐標轉換部4的逆運算將相電流Iu、Iv、Iw轉換為檢測電流Id、Iq。 PWM信號產生部7使用后述的PWM控制信號、例如三角波載波對相電壓指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_ref進行PWM (脈沖寬度調制)控制，轉換為PWM脈沖，輸出門極信號PWMU、PWMV、PWMW0功率部8具有按照每相在各上下臂具備晶體管Tr和續流二極管FD的主電路、以及晶體管Tr的基極驅動電路，按照上述門極信號輸出與相電壓指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_ref相應的電壓并驅動電動機9。PWM周期信號產生部10輸出三角波載波作為PWM周期信號。三角波載波也可以為鋸齒波等其他形狀。以下，有時會進行三角波載波的波峰、波谷這樣的說明，然而，如果是其他形狀的載波的PWM周期信號，以該信號的每個半周期的形式進行說明。區間判定部11輸出區間判別信號SD，該區間判別信號SD在作為PWM周期信號的三角波載波的遞增計數區間(前半周期)為斷開(0)，在遞減計數區間(后半周期)為導通(I)。接著，使用
d軸電壓校正值生成部12。如圖2所示，d軸電壓校正值生成部12具有差值器21、不敏感帶部22、符號反轉器24、加法器25、控制器26、符號反轉器28。差值器21計算檢測電流Id與其前次值Id_old之差A Id。不敏感帶部22對差A Id進行不敏感帶處理。不敏感帶部22主要以電流檢測時的量化誤差和開關噪聲的去除為目的，根據需要而設置。符號反轉器24在區間判別信號SD為斷開(0)時將差A Id設為Idfc，在區間判別信號SD為導通(I)時，使差A I的符號反轉，設為Idfc。加法器25將Idfc與其前次值Idfc_old相加得到Idfcl，將Idfc_old更新為Idfc0如此，在三角波載波的每個半周期提取檢測電流Id的脈動成分，提取在前半周期和后半周期產生的電流脈動成分之差作為Idfcl。控制器26以使電流脈動成分之差Idfcl成為零的方式進行控制，計算d軸電壓校正值Vdfcl。控制器26由至少使用了比例器或積分器的控制器構成。符號反轉器28在區間判別信號SD為斷開(0)時將d軸電壓校正值Vdfc設為Vdfc，在區間判別信號SD為導通(I)時使d軸電壓校正值Vdfc的符號反轉，設為Vdfc。
這樣就生成了補償上述電流脈動成分之差的d軸電壓校正值Vdfc。d軸電壓校正值生成部12將d軸電壓校正值Vdfc輸出到圖I所示的減法器2。q軸電壓校正值生成部13對檢測電流Iq進行與d軸電壓校正值生成部12同樣的處理，生成q軸電壓校正值Vqfc，輸出到圖I所示的減法器3。如此進行實施例I。在上述說明中，關于在三角波載波的前半周期與后半周期產生的電流脈動成分之差，可由軟件構成FFT，提取與三角波載波的I個周期相當的頻率成分。另外，在前面雖然省略了說明，然而通常在PWM信號產生部7中附加死區時間電路。為此，在坐標轉換部4中將與死區時間Td時間相當的電壓下降值和dq電壓指令Vd_ref、Vq_ref或相電壓指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_ref相加,或者在PWM信號產生部7中預先 將死區時間Td時間校正為PWM脈沖的脈沖寬度，從而進行其電壓補償。另外，以上說明的是使用磁極相位檢測器14檢測磁通相位0，然而磁通相位0還可以使用以電動機9的指令電流或檢測電流、指令電壓或檢測電壓等作為輸入的磁極估計器通過估計而求出。下面，使用
應用實施例I的逆變器裝置的效果。圖3是示出本發明效果的實驗數據，對來自電動機9的產生噪聲進行了 FFT解析。圖3 (a)是未應用實施例I的功率譜圖，(b)是應用了實施例I的功率譜圖。并且，用于實驗的電動機的容量是200[W]、額定電流是I. 2 [Arms]、三角波載波的周期為250 [ y s]，電動機處于旋轉停止狀態，電流為相當于額定電流的大約8[%]的值。如圖3可知，通過應用實施例1，能夠大幅降低三角波載波的頻率4kHz的功率譜值。如此，通過使PWM控制周期的每個前半周期與每個后半周期的電流脈動的大小相同，能夠降低PWM控制周期的振動，降低與其相伴的噪聲。實施例2圖4、圖5是示出本發明第2實施例的逆變器裝置的框圖。該逆變器裝置在圖I的結構的基礎上還具備運轉模式切換部32和電壓校正值讀取部33，具備電壓校正表生成部30、電壓校正值存儲部31來替代d軸電壓校正值生成部12和q軸電壓校正值生成部13。下面，以電壓校正表的生成和讀取為中心說明第2實施例。通過圖4的結構來實施電壓校正表的生成。電壓校正表生成部30通過圖6所示的順序處理生成電壓校正表。說明該生成處理。首先，通過后述的運轉模式切換部32將在坐標轉換部4和坐標轉換部6中使用的磁通相位0切換為電流的電角相位0i。對于電流控制部1，將電角相位0i設定為0 [deg]、電流指令Id_ref和Iq_ref設定為=0,開始運轉。接著，按照三角波載波的每個半周期在前半周期和后半周期內比較檢測電流Id的脈動的大小，以使得兩者一致的方式增減電壓校正值Vdfcl而進行調整。在該調整時，電壓校正表生成部30在區間判別信號SD為斷開(0)時原樣保持調整中的電壓校正值Vdfcl，在區間判別信號SD為導通(I)時反轉符號并將調整中的電壓校正值Vdfcl輸出到減法器2，從電流控制部I輸出的Vd_refl減去調整中的電壓校正值Vdfcl而生成d軸電壓指令Vd—refo重復上述處理，確定檢測電流Id的脈動大小按照三角波載波的每個半周期在前半周期與后半周期一致時的電壓校正值Vdfcl。并且，作為此時的一致條件，可以是在上述差異處于既定值以內時、或電壓校正值Vdfcl重復A和B的值時的(A+B)/2。也對檢測電流Iq實施到此為止的處理，重復執行直到檢測電流Iq的脈動大小在三角波載波的每個半周期都一致為止，確定電壓校正值Vqfcl。接著，將此時的電流的電角相位e i (i)輸出到電壓校正值存儲部31，將Idref 作為電流的大小Iref (j)、將所確定的電壓校正值Vdfcl作為Vdfc2 (i，j)、將Vqfcl作為Vqfc2 (i，j)輸出到電壓校正值存儲部31。使電角相位0 i從0到lend按照每個1st印實施上述處理，并且對于該電角相位Q i，使電流指令Id_ref從0到Jend按照每個Jstep實施上述處理。 如上，電壓校正表生成部30生成電壓校正表，電壓校正值存儲部31在內部存儲以電角相位9i (i)和電流大小Iref (j)為自變量的電壓校正值Vdf c2 (i，j)、Vqfc2 (i，j)的電壓校正表。并且，Istep, Jstep的值基本上是根據所要求的精度和所允許的表的大小(存儲容量)而確定的。并且，電流指令Id_ref越小的區域，電壓校正值的變化率就越大，因此電流大小的可變量并非一定，越小則進行細微的變更就能生成出更有效的表。并且，如果事先知道電壓校正值的最大值、表所需的電角相位e i的最大值，則可以根據該大小放棄表的生成等。另外，還可以按照每個相使每個上下臂的晶體管Tr等的特性相同，生成電角相位e i在0至60度范圍的表。運轉模式切換部32切換向電壓校正值存儲部31存儲電壓校正值Vdfc2 (i，j)、Vqfc2 (i，j)的電壓校正表的模式(表生成模式)與從電壓校正值存儲部31讀取電壓校正值Vdfc2 (i，j)、Vqfc2 (i，j)的模式(表讀取模式)。該運轉的切換是通過減法器2、3的電壓校正值Vdfc、Vqfc、磁通相位0、與省略了圖示的電流指令Id_ref、Iq_ref的切換來進行的。S卩，在表生成模式中，電壓校正值存儲部31輸出的電壓校正值Vdfcl、Vqfcl、電角相位0 i是依次可變的電流指令。另外，在表讀取模式中，電壓讀取部33輸出的電壓校正值Vdfc2、Vqfc2、磁極相位檢測器14輸出的磁通相位e是從外部施加的電流指令。通過圖5的結構實施電壓校正表的讀取。電壓校正值讀取部33在表讀取模式中，從存儲于電壓校正值存儲部31的電壓校正表中以電流的電角相位(i)和大小Iref (j)為自變量，讀取與其對應的電壓校正值Vdfc2 (i，j)、Vqfc2 (i，j)。并且，電流的電角相位9i (i)和大小Iref (j)分別以式
(I)、(2)的形式求出，從電壓校正值存儲部31生成的表讀取相應的前后的值，進行線性插值作為電壓校正值Vdfc2、Vqfc2。9 i (i) = 9 +tan-1 (Iq_ref/Id_ref)(]_)I ref (j) =/" (Iq—ref2 + ld—ref2) ■ ■ ■ (2)
并且，式(I)、(2)中電流的電角相位0i (i)和大小Iref (j)的運算中，也可以使用檢測電流Id、Iq來替代所施加的電流指令Id_ref、Iq_ref。在區間判別信號SD為斷開(0)時原樣保持如上獲得的電壓校正值Vdfc2、Vqfc2，在區間判別信號SD為導通(I)時反轉符號，分別輸出到減法器2、3，執行實施例2。并且，在上述內容中，說明了 dq軸的電壓校正表的生成和使用，然而，也可以作為UVW狀態下的相電壓的表來生成，也可以至少作為電角相位0 i或電流大小Iref的I個函數來生成電壓校正表。對相電壓指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_ref進行補償的情況下，既可以對電壓校正值Vdfc2,Vqfc2進行2相/3相轉換，也可以利用電壓校正值對U、V、W相的電壓指令進行校正，測定電壓校正值Vufc2 (i，j)、Vvfc2 (i，j)、Vwfc2 (i，j)。進行該測定時，可測定2個相的電壓校正值、例如Vufc2 (i, j)>Vwfc2 (i，j)，根據測定出的2個相的電壓校正值計算剩余I個相的電壓校正值。 還可以利用對I個相的電壓指令進行校正時剩余2個相的相電壓輸出會發生變化的原理，測定I個相的電壓校正值，將該電壓校正值用于校正。關于此時的I個相的電壓指令，選擇3個相的中間相即可。實施例3接著，說明本發明的第3實施例。圖7是示出第3實施例的逆變器裝置的控制方法的流程圖。按順序說明各步驟。在步驟STl中，在三角波載波的波峰、波谷的各定時檢測電動機9的相電流Iu、Iv、Iw，轉換為檢測電流Id、Iq。在步驟ST2中，以使得所施加的電流指令Id_ref、Iq_ref與檢測電流Id、Iq 一致的方式，例如進行PI (比例/積分)控制而生成Vd_refl、Vq_refl。在步驟ST3中，計算檢測電流Id、Iq與其前次值之差A Id、A Iq。在步驟ST4中，生成從三角波載波的波谷到波峰的變化區間為斷開(O)、從波峰到波谷的變化區間為導通(I)的區間判別信號SD。在步驟ST5中，如果區間判別信號SD為斷開(0)，則設A Id為Idfc、設A Iq為Iqfc。如果區間判別信號SD為導通(I )，則設-A Id為Idfc、設-A Iq為Iqfc。在步驟ST6中，分別使Idfc、Iqfc與前次值Idfc_old、Iqfc_old相加而得到IdfcU Iqfcl，用Idfc更新前次值Idfc_old，用Iqfc更新前次值Iqfc_old并保存。在步驟ST7中，以使Idfc、Iqfc為零的方式例如進行PI控制，將其輸出作為電壓校正值 VdfcI、VqfcI。在步驟ST8中，如果區間判別信號SD為斷開(O)Jl^fVdfcl、Vqfcl作為電壓校正值Vdfc、Vqfc。如果區間判別信號SD為導通(1)，則將-Vdfcl、-Vqfcl作為電壓校正值Vdfc、Vqfc。在步驟ST9中，從Vd_refl、Vq_refl減去電壓校正值Vdfc、Vqfc,生成dq電壓指令 Vd_ref、Vq_ref。在步驟STlO中，根據dq電壓指令Vd_ref、Vq_ref進行電壓輸出，驅動電動機9。并且，各步驟的具體處理已在第I實施例中說明，因此在此省略說明。并且，以上說明了在步驟ST2中進行的電流控制是每當生成檢測電流Id、Iq時進行的，然而也可以在三角波載波的波峰或波谷的任意一處進行，也可以在隔幾個波峰、波谷進行I次。如上實施第3實施方式。以上說明了本發明的第I至第3實施方式，然而本發明不限于上述實施方式，可適當進行變形。例如，可以使用空間矢量方式來代替三角波比較方式，確定門極信號PWMU、PWMV,PWMW，進行圖I的PWM信號產生部I的運算。在空間矢量方式中，使用基本電壓矢量Vl V7中相鄰的2個電壓矢量(例如Vl和V2)以時間平均的方式形成電壓指令(矢量)，電壓指令(矢量)的更新是按照所設定的時間周期的每個半周期實施的。因此，在空間矢量方式中，也按照與所設定的三角波載波的周期的半周期相當的 每個時間，輸出門極信號PWMU、PWMV, PWMW。因此，即使產生了在PWM控制周期的每個前半周期與每個后半周期內不同的電壓誤差的情況下，也能進行電壓校正，可獲得與三角波比較方式同樣的效果。另外，時間判定部11輸出的區間判別信號SD只要是與電壓指令(矢量)的更新定時同步生成，就能實施本發明。另外，電壓校正值所補償的電壓指令不限于dq電壓指令Vd_ref、Vq_ref。與上述死區時間的補償同樣地，既可以是相電壓指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_ref,也可以轉換為PWM信號的脈沖寬度進行補償。對相電壓指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_ref進行補償的情況下，既可以對電壓校正值Vdfc、Vqfc進行2相/3相轉換，也可以運算每個U、V、W相的電壓校正值。例如，通過對U相電流Iu進行與d軸電壓校正值生成部12同樣的處理，能夠運算U相的電壓校正值Vufc。對于PWM信號脈沖寬度的轉換，可以在PWM信號產生部7中將相電壓校正值Vufc、Vvfc、Vwfc轉換為PWM脈沖的脈沖寬度來求出。這樣，對相電壓指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_ref和PWM信號的脈沖寬度進行補償,顯然也能獲得同樣的效果。而且,上述內容說明的是具備以使得電流指令Id_ref、Iq_ref與檢測電流Id、Iq一致的方式進行電流控制的電流控制部I的情況，也可以是構成為UVW這3相中至少2相的電流與指令一致的電流控制部。進而，即使如V/f恒定控制那樣不具備電流控制部，對于所施加的電壓指令補償本發明的電壓校正值，也能獲得同樣效果。標號說明I電流控制部；2、3減法器；4坐標轉換部；5電流檢測器；6坐標轉換部；7PWM信號產生部；8功率部；9電動機；10PWM周期信號產生部；11區間判定部；12d軸電壓校正值生成部；13q軸電壓校正值生成部；14磁極相位檢測器；21差值器；22不敏感帶部；24符號反轉器；25加法器；26控制器；28符號反轉器；30電壓校正表生成部；31電壓校正值存儲部；32運轉模式切換部；33電壓校正值讀取部。
權利要求
1.一種逆變器裝置，其具有功率部，該功率部按照每個設定時間周期對電動機的電壓指令進行PWM控制，輸出交流電力，其特征在于，該逆變器裝置具有 電壓指令產生部，其與上述時間周期的N倍的周期同步地產生電壓指令，其中，NS I ；區間判定部，其產生在上述時間周期的半周期內導通、在下一個半周期內斷開的區間判別信號； 電流檢測部，其在上述區間判別信號變化的時候，進行上述電動機的電流檢測； 電壓校正值生成部，其以使得上述區間判別信號導通時的上述電流檢測的變化量與斷開時的上述電流檢測的變化量相等的方式，生成電壓校正值；以及電壓校正部，其使用上述電壓校正值對上述電壓指令進行校正。
2.根據權利要求I所述的逆變器裝置，其特征在于， 上述電壓校正值生成部具有提取與上述設定時間周期同步的電流脈動成分的電流脈動檢測部， 根據上述電流脈動成分和上述區間判別信號生成電壓校正值。
3.一種逆變器裝置，其具有功率部，該功率部按照每個設定時間周期對電動機的電壓指令進行PWM控制，輸出交流電力，其特征在于，該逆變器裝置具有 電壓指令產生部，其與上述時間周期的N倍的周期同步地產生電壓指令，其中，NS I ；區間判定部，其產生在上述時間周期的半周期內導通、在下一個半周期內斷開的區間判別信號； 電流檢測部，其在上述區間判別信號變化的時候，進行上述電動機的電流檢測； 電壓校正值存儲部，其在內部至少存儲以電流的電角相位或大小為自變量的電壓校正表; 電壓校正值讀取部，其從上述電壓校正表讀取上述電壓校正值；以及 電壓校正部，其使用上述電壓校正值對上述電壓指令進行校正。
4.根據權利要求3所述的逆變器裝置，其特征在于， 該逆變器裝置具有生成上述電壓校正表的電壓校正表生成部， 上述電壓校正表生成部至少依次改變上述電流的電角相位或大小，計算在上述區間判別信號變化的時候檢測出的電流檢測值與其前次值的差值，將上述區間判別信號導通時的電流變化量與斷開時的電流變化量相等的電壓校正值作為電壓校正表存儲于上述電壓校正值存儲部。
5.根據權利要求I或3所述的逆變器裝置，其特征在于， 上述電壓指令產生部具有電流控制部，該電流控制部在由作為上述電動機的磁極位置方向的d軸和與該d軸正交的q軸構成的dq軸坐標系中進行上述電動機的電流控制。
6.根據權利要求I或3所述的逆變器裝置，其特征在于， 上述電壓指令產生部具有電流控制部，該電流控制部在與上述電動機的各相對應的UVff坐標系中至少按照2個相進行上述電動機的電流控制。
7.根據權利要求I或3所述的逆變器裝置，其特征在于， 對于上述電流檢測，上述電壓校正部在由作為上述電動機的磁極位置方向的d軸和與該d軸正交的q軸構成的dq軸坐標系中生成上述電壓校正值，校正為dq電壓指令。
8.根據權利要求I或3所述的逆變器裝置，其特征在于，對于上述電流檢測，上述電壓校正部在與上述電動機的各相對應的UVW坐標系中生成上述電壓校正值，校正為UVW電壓指令。
9.根據權利要求I或3所述的逆變器裝置，其特征在于， 對于上述電流檢測，上述電壓校正部在與上述電動機的各相對應的UVW坐標系中生成上述電壓校正值，將上述電壓校正值轉換為PWM控制中的PWM時間寬度而進行校正。
10.根據權利要求I或3所述的逆變器裝置，其特征在于， 上述功率部根據載波比較調制法進行電力轉換。
11.根據權利要求I或3所述的逆變器裝置，其特征在于， 上述功率部根據空間電壓矢量調制法進行電力轉換。
12.一種逆變器裝置的控制方法，該逆變器裝置具有功率部，該功率部按照每個設定時間周期對電動機的電壓指令進行PWM控制，輸出交流電力，該方法的特征在于包括以下步驟 產生在上述時間周期的半周期內導通、在下一個半周期內斷開的區間判別信號； 在上述區間判別信號變化的時候，檢測上述電動機的電流； 計算上述電流檢測值與其前次值的差值； 以使得上述區間判別信號導通時的上述電動機電流的變化量與斷開時的上述電動機電流的變化量相等的方式生成電壓校正值；以及使用上述電壓校正值對上述電壓指令進行校正。
13.一種逆變器裝置的控制方法，該逆變器裝置具有功率部，該功率部按照每個設定時間周期對電動機的電壓指令進行PWM控制，輸出交流電力；以及電壓校正值存儲部，該電壓校正值存儲部在內部存儲電壓校正表，該方法的特征在于包括以下步驟 與上述時間同步的N倍的周期同步地產生電壓指令，其中，N彡I ； 產生在上述時間周期的半周期內導通、在下一個半周期內斷開的區間判別信號； 在上述區間判別信號變化的時候，檢測上述電動機的電流； 運算待施加的電流指令或上述檢測出的電流中的電流相位角或大小中的至少一方； 至少以上述電流的電流相位角或大小為自變量讀取電壓校正值；以及 使用上述電壓校正值對上述電壓指令進行校正。
全文摘要
提供一種逆變器裝置，其不需要電壓檢測電路，對由于死區時間以外的原因產生的電壓誤差也能進行補償。該逆變器裝置具有功率部，其按照每個設定時間周期對電動機的電壓指令進行PWM控制，將直流電力轉換為交流電力后輸出；電壓指令產生部，其與時間周期的N倍(N≥1)的周期同步地產生電壓指令；區間判定部，其產生在時間周期的半周期內導通、在下一個半周期內斷開的區間判別信號；電流檢測部，其在區間判別信號變化的時候，進行電動機的電流檢測；電壓校正部，其以使得區間判別信號導通時的電流檢測的變化量與斷開時的電流檢測的變化量相等的方式生成電壓校正值，校正為電壓指令。
文檔編號H02M7/5387GK102783008SQ20108006507
公開日2012年11月14日 申請日期2010年12月16日 優先權日2010年3月3日
發明者久恒正希, 森本進也, 高木護 申請人:株式會社安川電機