在諧振轉換器中防止硬開關的方法和電路的制作方法

專利名稱：在諧振轉換器中防止硬開關的方法和電路的制作方法
技術領域：
根據本發明實施例的方案涉及電子領域。具體地，該方案涉及開關直流-直流 (DC-DC)轉換器。
背景技術：
在電子學中，DC-DC轉換器是適于將一個DC電壓值轉換到另一個DC電壓值的電子電路。DC-DC轉換器的一個重要的應用領域與通過電力網供電的電子系統有關。具體地，這種電子系統一般包括能夠通過整流由電力網提供的(交變)電壓來產生DC電壓的前置電路；然而，一般的電子系統典型地由多個子電路形成，每個子電路需要不同的供電電壓值。一個或多個DC-DC轉換器的存在允許從由前置電路產生的供電電壓值出發本地地產生所述不同的供電電壓值。在市場上現在可獲得的各種DC-DC轉換器中，其中眾所周知的一類是由所謂的開關DC-DC轉換器代表的。開關DC-DC轉換器包括一個或者多個開關元件(諸如功率MOS晶體管)，這些開關元件被恰當地開關以從DC輸入供電電壓出發產生方波。開關元件的開關頻率顯著地高于由電力網提供的交變電壓的頻率。因此，包括在開關轉換器內的變壓器相對于被設計為直接由電力網供應的變壓器可以具有更小的尺寸。 此外，開關轉換器特征在于高效率和低熱產生。然而，盡管操作在更高的頻率下允許諸如變壓器和濾波器之類的包括在開關轉換器內的無源元件在尺寸上的顯著的減小，但高的開關頻率要承擔所謂的驅動損耗和所謂的開關損耗的增加。驅動損耗由對開關元件進行開關所需要的電源引起，而存在兩種不同的類型的開關損耗。第一種類型的開關損耗由對開關元件進行開關期間通過開關元件的電流和跨越其端子的電壓的同時存在(硬開關條件)給定。典型地稱為容性損耗的第二種類型的開關損耗由與每個開關元件相關聯的寄生電容引起，所述寄生電容當開關元件被激活的時候在開關元件自身的電阻上放電。容性損耗和開關損耗兩者都與開關元件的操作頻率成比例。容性損耗與方波開關電壓成比例。為了減小開關損耗和允許高頻率操作，諧振轉換技術被廣泛地發展。這些技術提供了以正弦方式處理電源，并且以限制硬開關的出現的方式控制開關元件。從經過整流的電力網電壓操作的諧振轉換器典型地使用半橋拓撲和全橋拓撲實現。參照根據所謂半橋拓撲實施的諧振DC-DC轉換器(簡稱為半橋諧振轉換器)，開關元件包括在提供要被轉換的供電電壓的供電電路和提供諸如地之類的參考電壓的端子之間串聯的高側晶體管和低側晶體管。通過恰當地開關所述兩個晶體管，產生具有與供電電壓對應的高值(假定當高側晶體管被激活時)和與地對應的低值(假定當低側晶體管被激活時)的方波是可能的。一旦每個晶體管都關斷即典型地插入其中兩個晶體管都關斷的小的死區時間(dead-time)。可以通過使用根據半橋拓撲排列但是彼此反相驅動的兩對開關元件產生相同的方波電壓。具體地，第一對的高側晶體管和第二對的低側晶體管同時被激活；類似地，第一對的低側晶體管和第二對的高側晶體管同時被激活。該拓撲一般稱為全橋拓撲。基于全橋拓撲的諧振轉換器簡稱為全橋諧振轉換器。在諧振轉換器中，利用半橋或者全橋拓撲產生的方波通過包括至少一個電容器和一個電感器的諧振網絡而施加于變壓器的初級繞組；所述變壓器的次級繞組供給整流電路和濾波電路以提供輸出DC電壓。輸出DC電壓的值取決于方波的頻率，即它與諧振網絡的諧振頻率變近還是變遠。方波的占空比保持在約50%。在諧振轉換器中的諧振網絡的各種已知配置中，所謂的LLC配置特別適合其中要被轉換的DC電壓的值特別高(諸如通過電力網電壓的整流產生的DC電壓)、即在利于高容性損耗出現的條件下的那些應用。LLC諧振轉換器的諧振網絡由在開關元件和變壓器初級繞組的輸入端之間連接的串聯LC電路和跨越初級繞組的兩個輸入端連接的分流電感器形成。利用LLC諧振轉換器，利用開關頻率的相對小的變化來在寬的負載和輸入DC電壓值變化上調節輸出DC電壓變化是可能的。此外，LLC拓撲允許達到零電壓開關(ZWS)條件一其中形成開關元件的晶體管容易地利用接近零的漏極至源極電壓來開關。具體地， 通過恰當地設計諧振網絡使得其阻抗的電抗分量對于足夠大的開關頻率范圍是感性的，流進諧振網絡的電流滯后于由開關元件產生的電壓方波。在簡單稱作半橋拓撲的該條件下， 當高側晶體管關斷時電流仍然是正的(進入諧振網絡)。這迫使由高側和低側晶體管共享的中間節點降落至地，以使得電流流經低側晶體管的體二極管。當低側晶體管在死區時間后導通時，它的漏極至源極電壓基本為零。類似地，當低側晶體管關斷時，電流仍然是負的 (從諧振網絡出來)。這迫使由晶體管共享的中間節點上升至輸入電壓，以使得電流流經高側晶體管的體二極管。當高側晶體管在死區時間后導通時，它的漏極至源極電壓基本為零。 因而高側和低側晶體管兩者都在ZVS條件下導通。應理解，利用將諧振網絡耦合到輸出整流器的變壓器的合適設計，LLC的感性元件可以“集成”到變壓器自身內，以使得串聯和分流電感器的實施不需要附加的物理器件。在這種情形下，變壓器稱為“諧振變壓器”。諧振轉換器(具體地具有半橋拓撲的那些諧振轉換器)受在啟動階段期間發生的非常嚴重的缺點的影響。具體地，在穩態中，跨越包括在諧振網絡中的電容器的端子的電壓包括與由供電電路提供的供電電壓的約一半對應的DC成分，和遵循方波在時間中的進程 (course)的AC成分。由于電容器阻擋了這種電壓的DC成分，所以跨越變壓器初級繞組的電壓只呈現出AC成分；由此，在穩態中，聯系變壓器初級繞組和次級繞組的磁通量的值在僅由這種AC成分定義的對稱的范圍內振蕩。相反地，在轉換器的啟動時，電容器被放電；因而當高側晶體管第一次導通時，由初級繞組所見的電壓基本等于輸入供電電壓。在方波的接下來的半周期，當低側晶體管導通時，由初級繞組所見的電壓是仍然較低的跨越諧振電容器建立的電壓。結果，當高側晶體管第一次導通時，流進諧振網絡的電流增大更快于當低側晶體管在接下來的半周期中導通時它的減小。當低側晶體管再次關斷時，電流仍然流經低側晶體管自身的體二極管；當高側晶體管在接下來的周期中導通時，在低側晶體管仍然導電時跨越低側晶體管的體二極管建立反向電壓。在這種條件下，高側晶體管在硬開關條件下導通，其中大電流經過該處流過直到低側晶體管的體二極管恢復。結果，高側和低側晶體管結果同時導電(直通條件)，因而將提供要被轉換的供電電壓的端子與提供地電壓的端子短路，直到體二極管的恢復結束。在該條件下，除了消耗大量瞬時功率的電流高的峰值之外，跨越晶體管端子的電壓可以在使晶體管結構中固有的寄生SCR可以被觸發的速率下快速地變化，因而引起能夠在幾微秒內導致晶體管損壞的永久直通條件。在具有全橋拓撲的轉換器中，由于跨越包括在諧振網絡中的電容器不存在DC電壓，所以上述提到的啟動問題遠不那么嚴重但未被排除。

發明內容
鑒于上述，利用對具有半橋拓撲的諧振轉換器的特殊強調，申請者已經處理了怎樣在諧振轉換器的啟動操作期間中避免(或至少減少)任何硬開關的發生。具體地，本發明的一方面提供了一種用于將輸入DC電壓轉換為輸出DC電壓的諧振DC-DC轉換器。該轉換器包括開關電路，其用于接收輸入DC電壓和產生在與輸入DC電壓對應的高值和與固定電壓對應的低值之間振蕩的周期性方波電壓。方波電壓以主占空比在主頻率振蕩。該轉換器進一步包括開關驅動電路，其用于驅動開關電路。開關驅動電路包括定時電路，其用于設置方波電壓的主頻率和主占空比。定時電路被配置為當轉換器在穩態中操作時將主占空比的值設置為約50%。轉換器包括基于諧振電路的轉換電路，其用于基于主頻率和主占空比從方波電壓產生輸出DC電壓。該轉換器進一步包括禁用電路，其用于在轉換器通電之后暫時地停止定時電路，使得在方波電壓的至少一個周期期間暫時地改變方波電壓的主占空比。本發明的更進一步的方面提供了用于操作諧振DC-DC轉換器的方法。


根據本發明的一個或多個實施例的發明以及其進一步的特征和優點將通過參照下面的詳細描述而被最好地理解，所述詳細描述純粹通過非限制性指示來給出并且應當結合附圖來閱讀。具體地圖1圖示其中本發明的概念可以被應用的諧振DC-DC轉換器；圖2圖示在圖1中圖示的轉換器的一些信號如何在時間中演變的例子；圖3圖示根據現有技術中已知的示例方案的包括在圖1的轉換器中的開關控制電路的主要元件；圖4圖示圖1中的轉換器和圖3中的開關控制電路的一些信號如何在時間中演變的例子；圖5圖示根據本發明的實施例的包括在圖1的轉換器中的開關控制電路的主要元件；圖6圖示當開關控制電路是在圖5中圖示的那個時在圖1中圖示的轉換器的一些信號在其啟動期間的行為；以及圖7圖示根據本發明的實施例的包括在圖5的開關控制電路中的振蕩器停止單元的示例性電路實施方案。
具體實施例方式接下來，將詳細地呈現和描述根據本發明的示例性和非限制性實施例的方案。然而，本領域技術人員將認識到，對所描述的實施例的若干修改是可能的，并且本發明能夠以不同的方式體現。具體地參考圖1，在其中利用參考標號100圖示其中本發明的概念可以被應用的示例性開關DC-DC轉換器。圖1中圖示的轉換器100是半橋型的LLC諧振轉換器；然而，應當理解，類似的考慮適用于其他可能的諧振配置(諸如LC和LCC)以及適用于全橋型的諧振轉換器。轉換器100包括五個主要級聯部分，具體地為方波產生器105、LLC諧振網絡110、 變壓器115、整流器120和濾波器125。轉換器100接收要被轉換的輸入DC電壓Vin，并且提供對應的經轉換的輸出DC電壓Vout。例如，輸入DC電壓可以由供電電路(未示出)從由電力網提供的AC電壓產生。 經轉換的輸出電壓Vout向由電阻器1 示意地表示的通用負載提供。方波產生器包括在接收輸入DC電壓Vin的輸入端子130和耦合于提供參考電壓 (稱為地)的參考節點131之間串聯的兩個開關元件。具體地，開關元件包括高側晶體管 132 (例如，N-溝道功率MOS晶體管)和低側晶體管134 (例如另一個N-溝道功率MOS晶體管)。高側晶體管132包括耦合于接收輸入DC電壓Vin的輸入端子130的漏極端子、耦合于接收控制信號Vch的開關控制電路136的柵極端子、和連接到低側晶體管134(電路節點 138)的漏極端子的源極端子。低側晶體管134包括耦合于接收控制信號Vcl的開關控制電路136的柵極端子和連接到參考節點131的源極端子。高側晶體管132和低側晶體管134 兩者都在圖1中被描畫為具有它們的固有的體二極管。具體地，高側晶體管132包括利用參考標號140標識的體二極管，所述體二極管耦合在其源極端子(陽極)和漏極端子(陰極)之間；類似地，低側晶體管134包括耦合在源極端子(陽極)和漏極端子(陰極)之間的體二極管142。諧振網絡110包括也作為DC阻擋電容的諧振電容器144，其具有連接到電路節點 138的第一端子和連接到(串聯)電感器146的第一端子的第二端子。電感器146具有連接到另一(分流)電感器148的第一端子(電路節點150)的第二端子；電感器148具有連接到參考節點131的第二端子。類似的考慮適用在電感器146和148中的一個或兩個被變壓器115固有的寄生電感替換的情形。變壓器115包括具有連接到電路節點150的第一端子和連接到參考節點131的第二端子的初級繞組152。變壓器115進一步包括中心抽頭式次級繞組154，其具有連接到整流器120的第一端子和第二端子以及連接到提供地電壓的端子的中心抽頭。整流器120包括具有連接到次級繞組154的第一端子的第一端子(陽極)和連接到濾波器125(電路節點158)的第二端子(陰極)的二極管156。整流器120包括具有連接到次級繞組154的第二端子的第一端子(陽極)和連接到電路節點158的第二端子(陰極)的另一二極管160。值得注意的是，本發明的概念也能夠應用到不同的次級繞組IM和/或整流器塊 120配置中。圖1中的濾波器125通過具有連接到電路節點158的第一端子和連接到提供地電壓的端子的第二端子的電容器162來實施。電路節點158連接到在圖中利用參考標號164來標識的、轉換器100的輸出端子以向負載128提供經轉換的輸出電壓Vout。不進入本領域技術人員熟知的細節，下面將描述轉換器100的操作原理。開關控制電路136驅動高側晶體管132和低側晶體管134，使得以對稱的方式激活 /去激活它們。為達到這個目的，由開關控制電路136產生的控制信號Vch和Vcl是反相的周期性方波。更具體地，如在圖2中圖示的例子中示出的那樣，控制信號Vch和Vcl是以具有約50%的占空比(即，控制信號在高值的持續時間和控制信號在低值的持續時間之間的比率)的相同開關頻率sf在高值和低值之間振蕩的周期性方波。控制信號Vch和Vcl反相，意即當其中之一在高值時，另一個在低值。當控制信號Vch在高值并且控制信號Vcl在低值時，高側晶體管132被激活，而低側晶體管134關斷。在這種情況下，電路節點138被帶到輸入DC電壓Vin。當相反控制信號Vcl在高值并且控制信號Vch在低值時，低側晶體管134被激活，而高側晶體管132關斷。在這種情形下，電路節點138被帶到地電壓。結果， 稱為方波輸入電壓并且在圖中利用參考標號Vsq標識的電路節點138的電壓是在與輸入DC 電壓Vin對應的高值和與地電壓對應的低值之間與控制信號Vch同相振蕩的方波。通過將控制信號Vch和Vcl兩者的占空比設置到約50%，方波輸入電壓的平均值Vsq約等于輸入 DC電壓Vin的一半。如在本描述的接下來的描述中更清楚的那樣，為允許轉換器100在ZVS條件下正確地操作，控制信號Vch和Vcl兩者在其每個下降沿之后在預定時間間隔中被設置到低值。 在稱為死區時間并且在圖2中利用參考標號Td標識的這樣的預定時間間隔期間，高側晶體管132和低側晶體管134兩者都關斷。方波輸入電壓Vsq施加到電容器144的連接到電路節點138的端子。在穩態中， 跨越電容器144的端子建立的電壓差由等于方波輸入電壓Vsq的平均值的DC成分加上在開關頻率sf下振蕩的AC成分而形成。不進入本領域技術人員熟知的細節，諧振網絡110 和變壓器115的初級繞組152作為這種AC成分的分壓器；結果，在電路節點150處的(AC) 電壓的幅度(稱為變壓器輸入電壓Vt)依賴于諧振網絡110的電抗，所述電抗繼而依賴于方波輸入電壓Vsq的開關頻率sf。施加在初級繞組152上的變壓器輸入電壓Vt跨越次級繞組154的端子產生對應的經變壓的(AC)電壓，其幅度依賴于變壓器匝數比(即，初級繞組的匝數與次級繞阻的匝數之間的比率)。所述AC電壓由整流器120整流并且由濾波器 125濾波以獲得期望水平的經轉換的輸出DC電壓Vout。通過改變方波輸入電壓Vsq的開關頻率sf，可以調節輸出DC電壓Vout的值。實際上，變壓器輸入電壓Vt的幅度依賴于開關頻率Sf ；更重要地，方波輸入電壓Vsq的開關頻率sf越低，則在方波輸入電壓Vsq的每個周期期間從初級繞組152到次級繞組IM所傳送的能量的量越高。為了這個目的，為了也在存在負載128變化和/或輸入DC電壓Vin波動時維持輸出DC電壓Vout在期望水平，輸出DC電壓Vout被反饋到開關控制電路136。開關控制電路 136被設計為基于由負載128變化和/或輸入DC電壓Vin波動而造成的輸出DC電壓Vout 改變，而使方波輸入電壓Vsq的開關頻率sf變化，并且具體地通過當輸入DC電壓Vin增大并且負載128電阻下降時增大開關頻率sf (并且反之亦然)來進行改變。
如在本描述中之前引用的那樣，電容器144的電容和電感器146、148的電感使得諧振網絡110的電抗對于轉換器100被設計操作的開關頻率Sf為感性。以這種方式，在圖1 和2中利用參考標號Ir標識的流進諧振網絡的電流被確保為滯后于方波輸入電壓Vsq (并且從而滯后于控制信號Vch)。這種條件與控制信號Vch和Vcl的每個下降沿后死區時間 Td的存在一起，允許高側晶體管132和低側晶體管134在ZVS條件下開關。更詳細地，當高側晶體管132導通時，方波輸入電壓Vsq處在輸入DC電壓Vin。在這種條件下，在圖1中通過單個集總電容器Cp標識但由高側晶體管132和低側晶體管134 的固有電容形成的與電路節點138相關聯的寄生電容被充電至輸入DC電壓Vin。由于前述原因，當高側晶體管132在控制信號Vch的下降沿關斷時，如圖1中通過利用參考標號170 標識的箭頭所圖示，電流Ir的方向是向諧振網絡110內。該電流Ir初始由電容器Cp供給， 并且具體地由儲存在其連接到電路節點138的“極板”上的電荷供給。如果死區時間Td足夠長，則電路節點138的電壓下降直到被體二極管142箝位至(近似)地電壓；因此，電流 Ir開始流經體二極管142自身。以這種方式，在控制信號Vcl的上升沿，低側晶體管134利用接近零的漏極到源極電壓(ZVS條件)導通。類似地，當低側晶體管134在控制信號Vcl的下降沿關斷時，如圖1中通過利用參考標號180標識的箭頭所圖示，電流Ir的方向是向輸入諧振網絡110外。從而，電流Ir初始向連接到電路節點138的電容器Cp的“極板”充電。從而，如果死區時間Td足夠長，則電路節點138的電壓上升直到其被體二極管140箝位至(近似)輸入DC電壓Vin ；因此， 電流Ir開始流經體二極管140。以這種方式，在控制信號Vch的上升沿，高側晶體管132利用接近零的漏極至源極電壓(ZVS條件)導通。參考圖3，根據現有技術中已知的示例方案，開關控制電路136的主要元件被示意地圖示。當電容器302通過恒流Irm方式充電/放電時，控制信號Vch和Vcl由開關控制電路136利用跨越電容器302的端子建立的電壓Vosc產生。具體地，電容器302通過交替地改變充電電流Irm的方向而交替地充電/放電，使得跨越電容器302建立的電壓Vosc 是周期性三角波；這種三角波被用作產生控制信號Vch、Vcl的基礎。例如，如在圖4中示出的那樣，在電壓Vosc的上升坡期間，控制信號Vch被設置為低值，而控制信號Vcl被設置為高值；相反地，在電壓Vosc的下降坡期間，控制信號Vch被設置為高值，而控制信號Vcl 被設置為低值。類似的考慮適用于相反的情形，其中在電壓Vosc的上升坡期間，控制信號 Vch被設置為高值，并且控制信號Vcl被設置為低值，以及在電壓Vosc的下降坡期間，控制信號Vch被設置為低值，并且控制信號Vcl被設置為高值。應理解，通過改變充電電流Irm 的值，改變電容器302被充電/放電的速度并且從而改變周期性控制信號Vcl和Vch的周期可能的。更具體地，充電電流Irm越高，則電壓Vosc的上升/下降沿的斜率越高。此外， 電壓Vosc的上升/下降沿的斜率越高，則控制信號Vcl和Vch的周期越短。換句話說，控制信號Vch和Vcl的開關頻率sf直接與充電電流Irm的值成比例。參考回圖3，開關控制電路136包括定時電路，其包括具有產生向電容器302提供的充電電流Irm、并且輸出其值確定控制信號Vch和Vcl的值的對應振蕩器狀態信號OS的目的的受控振蕩器310。在轉換器100的正常操作(穩態)期間，這種充電電流Irm的值是恒定的，而其方向由受控振蕩器310動態地決定。具體地，當充電電流Irm為正時，在它是電 9容302的源的意義上說，電壓Vosc以由充電電流Irm值確定的斜率而線性增長。一旦電壓 Vosc達到在圖4中利用參考標號Th標識的預定高閾值，振蕩器狀態信號OS就被設置到高值(例如，與邏輯值“1”對應)。在這一點上，受控振蕩器310使充電電流Irm的方向反轉， 從而使得充電電流Irm從電容器302匯入，從而電壓Vosc以由充電電流Irm值確定的斜率線性下降。一旦電壓Vosc到達在圖4中利用參考標號Tl標識的預定低閾值，振蕩狀態信號OS就被設置到低置(例如，與邏輯值“O”對應)，并且充電電流Irm的方向再次被反轉， 從而使得成為電容器302的源，以確定電壓Vosc的增長(S卩，進一步的上升坡被啟動)。受控振蕩器310耦合于高側驅動器315和低側驅動器320，其基于由振蕩器狀態信號OS承載的值產生控制信號Vch和Vcl。具體地，當振蕩器狀態信號OS在邏輯值1時，控制信號Vch 被設置為高值，而控制信號Vcl被設置為低值。在這種條件下，高側晶體管132被激活，而低側晶體管134關斷。相反，當振蕩器132狀態信號OS在邏輯值O時，控制信號Vch被設置為低值，而控制信號Vcl被設置為高值。在這種條件下，高側晶體管132關斷，而低側晶體管134被激活。為了在控制信號Vcl、Vch的每個下降沿之后產生死區時間Td，向開關控制電路136提供死區時間產生電路325，在將由受控振蕩器310產生的振蕩器狀態信號OS 向高側驅動315和低側驅動320提供之前，所述死區時間產生電路325恰當地延遲所述振蕩器狀態信號OS。開關控制電路136進一步包括適于控制轉換器100操作以在轉換器100的啟動期間逐漸增大從變壓器115的初級繞組152傳送到次級繞組154的能量的軟啟動控制電路 330。具體地，由于在方波輸入電壓Vsq的每個周期期間從初級繞組152傳送到次級繞組 154的能量的量當開關頻率sf減小時增大，所以軟啟動控制電路330在轉換器電源通電時將開關頻率設置為高值并且在隨后的周期期間逐步減小所述值。為了這個目的，軟啟動電路330驅動受控振蕩器310，使得在轉換器100的啟動時增大充電電流Irm的值(從而增大開關頻率sf)，然后逐漸減小所述值(從而減小開關頻率 sf)。即使沒有在圖3中明確地圖示出，受控振蕩器310進一步被配置為從轉換器100 的輸出端子164(見圖1)感測輸出DC電壓Vout，以便一旦轉換器達到它的穩態操作即相應地調節充電電流Irm的幅度。如前所述，當轉換器100處在穩態時，跨越電容器144的電壓包括與輸入DC電壓 Vin的約一半對應的DC成分和遵循方波輸入電壓Vsq在時間中的進程的AC成分。由于電容器144阻擋這種電壓的DC成分，所以變壓器115的初級繞組152僅“看見” AC成分；結果，在穩態中，聯系初級繞組152與次級繞組IM的磁通量的值在僅由這種AC成分定義的對稱的范圍內振蕩。相反，在轉換器100啟動時，電容144被放電；從而，當高側晶體管132第一次(方波輸入電壓Vsq的第一個半周期)被激活時，電路節點138達到近似等于輸入DC電壓Vin 的電壓。電容器144被完全放電，則電路節點138的電壓向連接到電容器144的、電感器146 的端子提供。由于在轉換器100啟動時，電路節點150的電壓基本等于地電壓(因為輸出 DC電壓Vout也等于地電壓)，所以總輸入電壓Vin跨越電感器146端子建立。在這種條件下，電流Ir以相對高速率增大。當高側晶體管132關斷并且低側晶體管134在死區時間Td之后(方波輸入電壓Vsq的第二個半周期)導通時，電路節點138被帶到地電壓。在這時，電容器144儲存了在方波輸入信號電壓Vsq的之前的半周期收集的小量電荷。所述小量電荷跨越電容器144(其中連接到電路節點138的端子比另一端子具有在更高的電勢)的端子建立相對小的電壓差。節點150的電壓為零，該小電壓差直接被應用在跨越電感器146的端子。由于節點138 在地電壓，所以電感器146將前述電壓差視為負。因此，電流Ir減小，但是以相對低的速率減小，并且具體地以比方波輸入信號電壓Vsq的之前的半周期期間電流Ir增大的速率更低的速率減小。如由控制電路136所設置的，低側晶體管134在與之前半周期中的高側晶體管132 相同的時間中保持在導通狀態。因此，當低側晶體管134在控制信號Vcl的下降沿關斷時， 電流Ir仍然是正的并且流經體二極管142。以這種方式，一旦高側晶體管132再次導通，即在體二極管142仍然導電時跨越體二極管142應用負電壓。因此，體二極管142需要被恢復。在這種條件下，高側晶體管140在硬開關條件下導通，其中大電流流經它直到低側晶體管134的體二極管142恢復。結果，高側和低側晶體管結果同時導電(直通條件)，因此使提供要被轉換的供電電壓的端子130與提供地電壓的端子131短路，直到二級管142的恢復結束。在這種條件下，除了消耗大量瞬時功率的電流高的峰值的產生之外，跨越晶體管端子的電壓可以在使晶體管結構中固有的寄生SCR可以被觸發的速率下快速地變化，因而引起能夠在幾微秒內導致晶體管132和134兩者損壞的永久直通條件。。在方波輸入電壓Vsq下面的周期中，電容器144逐漸被充電，使得在低側和高側晶體管導電期間施加到電感器146上的電壓的不平衡趨向于消失，直到與約為輸入DC電壓 Vin的一半的電壓差對應的電荷儲存在電容器144自身中。當這種條件達到時，電流Ir在正值和負值之間對稱振蕩。為避免(或者至少減少)在轉換器100的啟動期硬開關的任何發生，根據本發明實施例的方案提供了通過基于在諧振網絡110中流動的電流Ir的方向而暫時停止受控振蕩器310，來改變高側晶體管132和低側晶體管134的占空比。具體地，根據本發明的實施例，受控振蕩器310基于電流Ir暫時停止，使得包括在開關控制電路136中的電容302的充電/放電以電流Ir的方向為條件。根據本發明實施例的方案提供了在半橋的每個開關之后(即，每當Vch或Vcl變低時)受控振蕩器310被停止直到電流Ir改變方向。精確地，在激活低側晶體管134之前，它等待電流Ir變正(即，其方向是向輸入諧振網絡110內)；類似地，在激活高側晶體管132之前，它等待電流Ir變負(即，其方向是向輸入諧振網絡110外)。為了這個目的，根據本發明的實施例，前面參考圖3所述的開關控制單元136以下面的方式被修改。具體地，參考圖5，示意地圖示根據本發明的實施例的開關控制電路136的主要元件。與在圖3中示出的那些元件對應的元件以相同的參考標號表示并且它們的解釋為簡潔起見而被省略。根據本發明的實施例，開關控制電路136進一步包括振蕩停止單元505，其適于根據電流Ir在轉換器100的啟動期間暫時停止受控振蕩器310的操作。振蕩器停止單元505 通過停止信號HA驅動受控振蕩器310，所述停止信號HA的值確定受控振蕩器310何時必須停止。當停止信號HA被振蕩停止單元505解除斷言(例如解除斷言為低電壓值)時，使受控振蕩器310正常地操作，其中電容器302被充電電流Irm充電/放電，并且電壓Vosc相應地變化。另一方面，當停止信號被振蕩停止單元505斷言(例如斷言為高電壓值)時，受控振蕩器310的操作被停止，使得電壓Vosc的值被維持為恒定。例如，當停止信號HA被斷言時，由受控振蕩器310產生的充電電流Irm被歸零，從而中斷電容器302的任何充電/放電。由于電壓Vosc在時間中的振蕩確定由振蕩器狀態信號OS在時間上所承載的值，所以在特定時間中維持電壓Vosc在恒定值允許改變控制信號Vch和Vcl的占空比。具體地，如在本描述中以下所述的，在轉換器100的啟動的至少一部分期間，振蕩器停止單元505驅動受控振蕩器310，使得控制信號Vch和Vcl的占空比被修改從而避免高側晶體管132和低側晶體管134執行硬切換。振蕩器停止單元505與受控振蕩器310耦合以接收振蕩器狀態信號0S，并且與感測電路(在圖5中利用參考標號510標識)耦合以接收電流方向信號CD，所述電流方向信號CD的值指示在諧振網絡110中流動的電流Ir所承載的方向。例如，當電流Ir為正(意味著其方向是向輸入諧振網絡110內)時，方向信號CD被感測電路510斷言(例如被斷言為高電壓值)；相反，當電流Ir為負(意味著其方向是向輸入諧振網絡110外)時，方向信號CD被感測電路510解除斷言(例如被解除斷言為低電壓值)。根據本發明的實施例，感測電路510可以通過比較器520來實施，所述比較器520 具有接收其值與電流Ir成比例的感測電壓Vr的正輸入端子、耦合到提供參考電壓(諸如地電壓)的端子的負輸入端子、以及提供方向信號CD的輸出端子。可以通過使能信號EN選擇性地使能/禁用振蕩器停止單元505。具體地，在轉換器100的通電之后，使能信號EN被斷言(例如被斷言為高電壓值)以允許停止單元505在轉換器100的啟動期間操作，并且在預定時間段之后，使能信號EN被解除斷言(例如被解除斷言為低電壓值)以禁用停止單元505的操作并且允許受控振蕩器310在啟動之后正常地操作。由于在轉換器100通電時電流Ir基本等于零，所以比較器520將不能區別其方向。因此，根據本發明的實施例，只有一旦電流Ir達到無疑不同于0的值時振蕩器停止單元505被使能(即，使能信號EN被斷言)，從而允許在電流Ir的方向不確定的時間段中受控振蕩器310不依賴于電流Ir而操作。為了這個目的，根據本發明的實施例，使能信號EN 在發生在控制信號Vch的第一個下降沿之后的第一個死區時間Td期間被斷言，而不是在轉換器100通電后立即斷言使能信號EN。根據本發明的實施例，使能信號EN由設置-重置鎖存器525產生。具體地，鎖存器525具有接收設置信號SET的設置端子、接收重置信號RESET的重置端子、和提供使能信號EN的輸出端子。為了在控制信號Vch的第一個下降沿后發生的第一個死區時間Td時正確斷言使能信號EN為高值以激活停止單元505，由具有接收信號GS的第一輸入端子和連接到接收通電信號Pon的單穩態元件527的輸出端子的第二輸入端子的AND邏輯門5 產生設置信號 SET。信號GS在死區時間Td期間由死區時間產生電路325斷言為高值。在轉換器100通電時，通電信號Pon被斷言為高值；因此單穩態元件527也將AND邏輯門5 的第二輸入端子設置為高值。一旦第一死區時間Td發生(即，在控制信號Vch的第一下降沿之后)，信號GS即被斷言為高值，從而將設置信號SET設置為高值以將使能信號EN斷言為高值(并且使能停止單元505)。然后，在預定的時間段T之后，重置信號RESET被斷言為高值，使得使能信號EN被解除斷言為低值以禁用停止單元505。為了正確地同步停止單元505的禁用與高側晶體管132和低側晶體管134的開關，根據本發明的實施例，鎖存器525僅能夠在由死區時間產生電路325確定的死區時間Td 期間重置。為了這個目的，由具有連接到死區時間產生電路325以接收信號GS的第一輸入端子和接收延遲預定時間段T的通電信號Pon的第二輸入端子的AND邏輯門540產生重置信號RESET。通電信號Pon通過耦合于AND邏輯門540的第二端子的延遲元件545適當延遲。以這種方式，停止單元505僅在死區時間Td期間在時間段T的過期之后正確地被禁用。將一起參考圖5和在圖6中圖示的示例時序圖更詳細地描述振蕩器停止單元505 的操作。應理解，在圖6中圖示的時序圖中，為簡單起見死區時間Td被設置為零。在轉換器的通電時，跨越電容器302的電壓Vosc是零，并且振蕩器狀態信號OS處在低值。在這種條件下，低側晶體管134被激活(控制信號Vcl在高值)并且高側晶體管被關斷(控制信號Vch在低值)。Ir基本等于零。在轉換器100通電時，振蕩器505被關斷(使能信號EN被解除斷言為低值)，因此受控振蕩器310正常地操作，其中作為電容器302的源的充電電流Irm使得增加電壓Vosc。當電壓Vosc達到高閾值Th時，受控振蕩器310斷言振蕩器信狀態信號OS為高值。 因此，控制信號Vcl被驅動到低值并且控制信號Vch被驅動到高值，使得高側晶體管132被激活并且低側晶體管134被關斷。在這種條件下，電流Ir立即承載正值(進入諧振網絡 110)，從而開始增大。在這點，充電電流Irm被受控振蕩器310反轉，使得電容器302放電以減小電壓 Vosc。在控制信號Vcl下降沿之后的死區時間Td(在圖中未示出)，振蕩器停止單元505響應于使能信號EN被斷言為高值而被激活。停止信號HA初始由振蕩停止單元505解除斷言為低值，從而使得受控振蕩器310正常地操作，其中從電容器302匯入的充電電流Irm使得減小電壓Vosc。當電壓Vosc達到低閾值Tl時，受控振蕩器310解除斷言振蕩器狀態信號OS為低值，從而控制信號Vch被驅動到低值(高側晶體管132關斷)并且控制信號Vcl被驅動到高值(低側晶體管134被激活)。因此，電流Ir開始下降。在這點，為避免高側晶體管132在其下個導電周期中執行硬開關，振蕩器停止單元505斷言停止信號HA為高值，從而停止受控振蕩器310，其設置充電電流Irm到零，使得電壓Vosc保持在低閾值Tl。實際上，如果受控振蕩器310沒有停止，則充電電流Irm將會被受控振蕩器310反轉，使得對電容器302充電以增大電壓Vosc。如前所述，在轉換器100 的啟動時，即只要諧振網絡110的電容器144還未被充電至輸入DC電壓Vin的約一半，則電流Ir減小(當控制信號Vcl在高值時)的速率低于電流Ir增大(當控制信號Vch在高值時)的速率。因此，通過使受控振蕩器310正常地操作使得增大電壓Vosc，電流Ir將沒有時間在電壓Vosc達到高閾值Th之前變負。以這種方式，高側晶體管132將執行硬開關， 其中電流Ir仍為正。由于停止受控振蕩器310并且“凍結”電壓Vosc在低閾值Tl直到電流Ir達到負值(可通過方向信號CD評估)的振蕩器停止單元505的存在，該缺點被避免。 在這點，受控振蕩器310由停止單元505重啟動(停止信號HA被解除斷言為低值)，并且電
13容器302被充電電流Irm再次充電。以這種方式，確保了當電壓Vosc達到高閾值Th時，電流Ir為負。因此，高側晶體管132導通(振蕩器狀態信號OS和控制信號Vch到高值)而不必執行硬開關。當電壓Vosc再次達到高閾值Th時，受控振蕩器310解除斷言振蕩器狀態信號OS 到高值，從而使得控制信號Vch被驅動到高值(高側晶體管132被激活)并且控制信號Vcl 被驅動到低值(低側晶體管134被關斷)。因此，電流Ir開始增大。在這點，為避免低側晶體管134在它下個導電周期執行硬開關，振蕩器停止單元 505斷言停止信號HA為高值，從而停止受控振蕩器310，其設置充電電流Irm到零，使得電壓Vosc保持在高閾值Th。實際上，如果受控振蕩器310沒有被停止，則充電電流Irm將被受控振蕩器310反轉，使得電容器302放電以減小電壓Vosc。通過使受控振蕩器310正常地操作使得減小電壓Vosc，電流Ir將沒有時間在電壓Vosc達到低閾值Tl之前變正。以這種方式，低側晶體管134將執行硬開關，其中電流Ir仍為負。再次，由于停止受控振蕩器 310并且“凍結”電壓Vosc在高閾值Th直到電流Ir達到正值的振蕩器停止單元505的存在，該缺點被避免。在這點，受控振蕩器310由停止單元505重啟動(停止信號HA被解除斷言為低值)，并且電容器302被充電電流Irm再次放電。以這種方式，確保了當電壓Vosc 達到低閾值Tl時，電流Ir為正。因此，低側晶體管134導通(振蕩器狀態信號OS和控制信號Vcl到高值)而不必執行硬開關。因此，根據本發明實施例的方案中，只要使能信號EN被斷言為高值(簡稱為“同步條件”)-當電壓Vosc達到低閾值Tl(振蕩器狀態信號OS在低值)時，停止信號HA保持被斷言為高值以凍結電壓Vosc在低閾值Tl并且維持控制信號Vcl在高值直到電流Ir變負，并且-當電壓Vosc達到高閾值Th(振蕩器狀態信號OS在高值)時，停止信號HA保持被斷言為高值以凍結電壓Vosc在高閾值Tl并且維持控制信號Vch在高值直到電流Ir變正。換句話說，在根據本發明實施例的方案中，控制信號Vch、Vcl的占空比(并且因此在轉換器100的電路節點138處的方波輸入電壓Vsq的占空比)動態地變化，從而避免高側晶體管132在電流Ir為正時開關和低側晶體管134在電流Ir為負時開關。應理解，振蕩器停止單元505僅在一旦電流Ir已達到無疑不同于零的值時(即在電壓Vosc已達到高閾值Th后)被使能(即使能信號EN被斷言)。換句話說，初始地使得電流Ir以非對稱方式振蕩，從而引起硬開關(具體地，當低側晶體管134第一次開關時)。 然而，需要該第一硬開關以允許振蕩器單元310在轉換器100的通電之后的轉換器100操作的首先的瞬間期間正確地操作。當使能信號EN在預定時間段T之后被設置到低值時，振蕩器停止單元505被禁用，并且停止信號HA永久地設置到低值。在這種條件下，受控振蕩器310正常地操作，其中控制信號Vch、Vcl以固定占空比振蕩。預定時間段T被設置為足夠長以確保諧振網絡110 的電容器144被充電到約輸入DC電壓Vin的約一半，并且結果，在諧振網絡110中的電流 Ir在零周圍以對稱方式振蕩。根據本發明的實施例，通過在操作于同步條件時增大充電電流Irm的幅度而使得從同步條件到正常操作的過渡(即，在經過時間段T后)平滑。例如，受控振蕩器310可以和鎖存器525耦合以接收使能信號EN，使得當振蕩器停止單元505被使能(使能信號EN在高值)時充電電流Irm的值被受控振蕩器310增大(例如，翻倍)。圖7圖示根據本發明的實施例的振蕩器停止單元505的示例性電路實施方案。具體地，根據該實施例，振蕩器停止單元505包括組合電路700，所述組合電路700 包括兩個NOT邏輯門705、710，兩個AND邏輯門715、720和一個OR邏輯門725。更詳細地，NOT邏輯門705具有接收方向信號⑶的輸入端子和連接到AND邏輯門 715的第一輸入端子的輸出端子。AND邏輯門715進一步包括接收使能信號EN的第二輸入端子、接收振蕩器狀態信號OS的第三輸入端子和連接到OR邏輯門725的第一輸入端子的輸出端子。NOT邏輯門710具有接收振蕩器狀態信號OS的輸入端子和連接到AND邏輯門 720的第一輸入端子的輸出端子。AND邏輯門720進一步包括接收方向信號⑶的第二輸入端子、接收使能信號EN的第三輸入端子和連接到OR邏輯門725的第二輸入端子的輸出端子。OR邏輯門725具有提供停止信號HA的輸出端子。以這種方式，如果由使能信號EN、振蕩器狀態信號OS和方向信號CD承載的值的三聯態等于以下，則停止信號HA被斷言為高值(HA= 1)以停止受控振蕩器310:-EN = 1，OS = 1，CD = 0，或者-EN = 1，OS = 0，CD = 1。值的第一三聯態對應于其中電壓Vosc被凍結在高閾值Th (OS = 1)并且電流Ir 為負(CD = 0)的條件。根據前面所述，所述條件被維持直到電流Ir變正(CD = 1)。由于振蕩器狀態信號OS在高值(OS = 1)，所以當方向信號CD承載高值(CD= 1)時，振蕩器停止單元505解除斷言停止信號HA為低值(HA = 0)。值的第二三聯態對應于其中電壓Vosc被凍結在低閾值Tl (OS = 0)并且電流Ir 為正(CD = 1)的對稱條件。所述條件被維持直到電流Ir變負(CD = 0)。由于振蕩器狀態信號OS在低值(OS = 0)，所以當方向信號CD承載低值(CD = 0)時，振蕩器停止單元505 解除斷言停止信號HA為低值(HA = 0)。自然，為了滿足局部和具體要求，本領域技術人員可以向上述的方案應用許多邏輯的和/或物理的修改和替換。更具體地，盡管參考本發明的優選實施例利用一定程度的細節描述了本發明，但應理解多種形式和細節上的省略、替換和改變以及其它實施例是可能的；另外，與本發明任何公開的實施例相聯系而描述的具體元件和/或方法步驟明顯地意圖作為一般設計選擇的問題而被并入任何其它實施例中。例如，如果方波產生器105具有全橋架構，和/或如果振蕩器停止單元505具有不同的結構，類似的考慮適用，所述不同的結構利用不同于組合電路770但能夠以等價的方式產生停止信號HA的電路來實施。另外，即使根據本描述在電壓Vosc達到高閾值Th時控制信號Vch被設置到高值并且在電壓Vosc達到低閾值時控制信號Vcl被設置到高值，本發明的概念也能夠應用到相反的情形，其中在電壓Vosc達到低閾值Tl時控制信號Vch被設置到高值并且在電壓Vosc 達到高閾值Th時控制信號Vcl被設置到高值。在這種條件中，當電壓Vosc在高閾值Th (0S =1)并且電流Ir為正(⑶=1)時，并且當電壓Vosc在低閾值Tl (OS = 0)并且電流Ir 為負(⑶=0)時，振蕩器停止單元505停止受控振蕩器310。
權利要求
1.一種用于將輸入DC電壓轉換為輸出DC電壓的諧振DC-DC轉換器，該轉換器包括 -開關電路，其用于接收所述輸入DC電壓并且產生在與所述輸入DC電壓對應的高值和與固定電壓對應的低值之間振蕩的周期性方波電壓，所述方波電壓以主占空比在主頻率振蕩；-開關驅動電路，其用于驅動所述開關電路，所述開關驅動電路包括定時電路，所述定時電路用于設置所述方波電壓的主頻率和主占空比，當該轉換器操作在穩態時所述定時電路被配置為將所述主占空比的值設置為約50% ；-基于諧振電路的轉換電路，其用于基于所述主頻率和所述主占空比從所述方波電壓產生輸出DC電壓；-禁用電路，其用于在該轉換器通電之后暫時停止所述定時電路，使得在所述方波電壓的至少一個周期期間暫時改變所述方波電壓的主占空比。
2.如權利要求1所述的轉換器，其中-所述開關電路包括耦合在提供輸入DC電壓的端子和與所述轉換電路耦合的電路節點之間的第一受控開關，和耦合在提供參考電壓的端子和所述電路節點之間的第二受控開關；-所述開關驅動電路包括用于交替激活所述第一受控開關和所述第二受控開關，使得所述方波通過所述開關電路作為所述電路節點的源的部件；以及-所述禁用電路包括用于以從所述電路節點流向所述轉換電路的諧振電流的值為條件而暫時停止所述定時電路的部件。
3.如權利要求2所述的轉換器，其中-開關驅動電路包括用于產生在第一高值和第一低值之間以所述主占空比在所述主頻率周期性振蕩的第一控制信號的部件；-開關驅動電路包括用于產生在第二高值和第二低值之間以次占空比在所述主頻率周期性振蕩的第二控制信號的部件，其中所述第一控制信號和所述第二控制信號反相；-所述第一受控開關在所述第一控制信號在第一高值時被激活并且在所述第一控制信號在第一低值時被關斷，以及-所述第二受控開關在所述第二控制信號在第二高值時被激活并且在所述第二控制信號在第二低值時被關斷。
4.如權利要求3所述的轉換器，其中所述定時電路包括參考電容器，所述主占空比和次占空比依賴于跨越所述參考電容器建立的參考電壓。
5.如權利要求4所述的轉換器，其中所述開關驅動電路包括-用于在所述參考電壓達到高閾值時將所述第一控制信號設置為第一高值的部件，以及-用于在所述參考電壓達到低閾值時將所述第二控制信號設置為第二高值的部件。
6.如權利要求4所述的轉換器，其中所述開關驅動電路包括-用于在所述參考電壓達到低閾值時將所述第一控制信號設置為第一高值的部件，以及-用于在所述參考電壓達到高閾值時將所述第二控制信號設置為第二高值的部件。
7.如權利要求5或者6所述的轉換器，其中所述定時電路進一步包括振蕩器電路，其用于向所述參考電容器提供第一電流，所述第一電流在用于向所述參考電容器充電的正值和用于從所述參考電容器放電的負值之間振蕩，所述主占空比與用于從所述參考電容器放電的電流成比反比并且所述次占空比與用于向所述參考電容器充電的電流成反比，所述禁用電路包括停止單元，其控制所述振蕩器電路以所述諧振電流為條件將所述第一電流暫時重置到零。
8.如依賴于權利要求5的權利要求7所述的轉換器，其中所述停止單元進一步包括 -用于只要所述參考電壓在高閾值并且所述諧振電流具有負值則重置所述第一電流到零并且維持所述第一電流為零的部件，以及-用于只要所述參考電壓在低閾值并且所述諧振電流具有正值則設置所述第一電流到零并且維持所述第一電流為零的部件。
9.如依賴于權利要求6的權利要求7所述的轉換器，其中所述停止單元進一步包括 -用于只要所述參考電壓在高閾值并且所述諧振電流具有正值則重置所述第一電流到零并且維持所述第一電流為零的部件，以及-用于只要所述參考電壓在低閾值并且所述諧振電流具有負值則設置所述第一電流到零并且維持所述第一電流為零的部件。
10.如權利要求7至9所述的轉換器，其中所述驅動電路包括用于在所述方波電壓的所述至少一個周期中增大所述第一電流的幅度的部件。
11.一種用于操作適于將輸入DC電壓轉換為輸出DC電壓的諧振DC-DC轉換器的方法， 該方法包括-產生從與所述輸入DC電壓對應的高值到與固定電壓對應的低值振蕩的周期性方波電壓，所述方波電壓以主占空比在主頻率振蕩，當該轉換器操作在穩態時所述主占空比的值等于約50% ；-通過利用基于諧振電路的轉換電路，基于所述主頻率和所述主占空比從所述方波電壓產生所述輸出DC電壓，以及-在所述轉換器通電之后在所述方波電壓的至少一個周期期間暫時改變所述方波電壓的主占空比。
全文摘要
提供了一種用于將輸入DC電壓轉換為輸出DC電壓的諧振DC-DC轉換器。該轉換器包括開關電路，其用于接收輸入DC電壓和產生在與輸入DC電壓對應的高值和與固定電壓對應的低值之間振蕩的周期性方波電壓。該方波電壓以主占空比在主頻率振蕩。轉換器進一步包括開關驅動電路，其用于驅動開關電路。該開關驅動電路包括定時電路，其用于設置方波電壓的主頻率和主占空比。定時電路被配置為當轉換器操作于穩態中時將主占空比的值設置為約50％。該轉換器包括基于諧振電路的轉換電路，其用于基于主頻率和主占空比從方波電壓產生輸出DC電壓。該轉換器進一步包括禁用電路，其用于在轉換器通電之后暫時地停止定時電路，使得在方波電壓的至少一個周期期間暫時地改變方波電壓的主占空比。
文檔編號H02M3/337GK102428639SQ201080021595
公開日2012年4月25日 申請日期2010年4月9日 優先權日2009年4月9日
發明者A·V·諾韋里, C·L·桑托羅, C·阿德拉那 申請人:意法半導體股份有限公司