比較器以及dc-dc變換器的制作方法

專利名稱：比較器以及dc-dc變換器的制作方法
技術領域：
本發明涉及適合于構成電流模式控制方式的DC-DC變換器的PWM比較器的比較器以及使用該比較器的DC-DC變換器。
背景技術：
作為對直流輸入電壓進行變換，輸出不同電位的電流電壓的電路，存在開關穩壓器方式的DC-DC變換器。在所述DC-DC變換器中具有如下DC-DC變換器，其具備將從電池等直流電源供給的電流電壓施加在電感器(線圈)上來流過電流，在線圈中積蓄能量的驅動用開關元件；在將該驅動用開關元件斷開的能量釋放期間對線圈的電流進行整流的整流元件；以及對上述驅動用開關元件進行接通、斷開控制的控制電路。以往，在上述開關穩壓器方式的DC-DC變換器中，通過誤差放大器檢測輸電壓的大小，反饋給PWM(脈沖寬度調制)比較器或PFM (脈沖頻率調制)比較器，進行當輸出電壓下降時延長開關元件的接通時間，當輸出電壓上升時縮短開關元件的接通時間的控制。在PWM控制中，使驅動脈沖的周期(頻率)恒定，根據Vin電壓與Vout電壓的比來使脈沖寬度變化，由此將輸出電壓控制為恒定。另外，在PWM控制方式的DC-DC變換器中， 也具有如下電流模式控制的DC-DC變換器其檢測流過驅動用開關元件的電流或流過線圈的電流，將電流檢測信號反饋到電壓反饋環路來進行控制。作為與這種DC-DC變換器相關的發明，例如有專利文獻1或專利文獻2所記載的發明。現有技術文獻專利文獻專利文獻1 日本特開2005-295631號公報專利文獻2 日本特開2007-159319號公報

發明內容
發明要解決的課題圖5中表示本發明人所研究的電流模式控制的DC-DC變換器的結構例。在圖5的 DC-DC變換器中，通過誤差放大器E-AMP對輸出電壓的反饋電壓VFB與基準電壓Vref的電位差進行放大，然后提供給PWM比較器CMP，另一方面，通過差動放大器AMP對在輸入端子 IN與線圈驅動用開關晶體管SWl之間連接的電流傳感電阻Rs的兩端子的電壓進行放大，然后作為流過線圈的電流的檢測信號而輸入到PWM比較器CMP。在PWM比較器CMP中還輸入了斜坡(slope)補償用的鋸齒波SAW，將在電流檢測用差動放大器AMP的輸出上加上鋸齒波而得的結果與誤差放大器E-AMP的輸出電壓進行比較。具體來說，當將電流傳感電阻Rs的端子間電壓設為Vs，將電流檢測用差動放大器AMP的放大率設為Ki，將鋸齒波SAW的振幅設為Vsaw，將誤差放大器E-AMP的輸出電壓設為Verr 時，將PWM比較器CMP設計成，當Ki ‘ Vs+Vsaw-Verr ......(1)
為正(>0)時輸出高電平的信號，為負(<0)時輸出低電平的信號。此外，斜坡補償是為了防止反饋控制系統的振蕩而控制電流反饋環路中的變化的斜率的技術，在電流模式控制中一直以來都進行。在圖5的DC-DC變換器中，流過電流傳感電阻Rs的電流的波形急劇變化。因此， 作為電流檢測用差動放大器AMP的特性，要求為高通過速率，并且，為了即使當開關頻率升高時放大率也不降低，需要為寬頻帶。但是，實現這種特性的差動放大器并不容易，需要具有復雜結構的電路，因此存在電路規模增大，或者為了使構成電路的晶體管的特性提高而需要改變工藝等導致成本升高的課題。本發明是著眼于上述課題而提出的發明，其目的在于提供一種PWM比較器，其在電流模式控制方式的DC-DC變換器中不需要成為成本升高的主要原因的電流檢測用差動放大器。用于解決課題的手段為了達成上述目的，本申請的發明提供一種比較器，其設置在電流模式控制方式的DC-DC變換器的電壓控制環路中，所述電流模式控制方式的DC-DC變換器具備在輸入直流電壓的電壓輸入端子和連接負載的輸出端子之間連接的電感器；使電流流過所述電感器的驅動元件；根據輸出電壓的反饋電壓控制所述驅動元件的所述電壓控制環路；以及將流過所述電感器的電流的檢測信號反饋到所述電壓控制環路的環路，所述比較器具備具有將源極共同連接的輸入差動晶體管對的差動輸入級；在所述兩組輸入差動晶體管對的共同源極上分別連接的兩個恒流源；連接在所述兩組輸入差動晶體管對的漏極側，進行電流-電壓變換的共同的負載元件；以及與所述差動輸入級和所述負載元件的連接點連接的輸出級，向所述兩組輸入差動晶體管對中的一組輸入差動晶體管對的輸入端子輸入所述輸出電壓的反饋電壓和斜坡補償用的波形信號，向另一組輸入差動晶體管對的輸入端子輸入與所述電感器串聯連接的電流檢測用電阻的兩端的電壓。根據上述結構，可以作為內置有電流檢測放大器的比較器而工作。因此，不需要獨立于比較器之外設置電流檢測放大器，在將內置有比較器的控制電路進行半導體集成電路化的情況下，可以縮小芯片尺寸。在此，也可以構成為所述比較器具備與所述輸入差動晶體管對的漏極端子進行折疊共源共柵連接的共源共柵級。由此，可以擴大對于所述輸入差動晶體管對的輸入電壓范圍。本申請的另一發明提供一種電流模式控制方式的DC-DC變換器，其具備在輸入直流電壓的電壓輸入端子和連接負載的輸出端子之間連接的電感器；使電流流過所述電感器的驅動元件；與所述電感器串聯連接的電流檢測用電阻；具有比較器，根據輸出電壓的反饋電壓來控制所述驅動元件的電壓控制環路；以及將流過所述電感器的電流的檢測信號反饋到所述電壓控制環路的環路，在所述DC-DC變換器中，所述比較器具備具有兩組將源極共同連接的輸入差動晶體管對的差動輸入級； 在所述兩組輸入差動晶體管對的共同的源極上分別連接的兩個恒流源；連接在所述兩組輸入差動晶體管對的漏極側，進行電流-電壓變換的共同的負載元件；以及與所述差動輸入級和所述負載元件的連接點連接的輸出級，
向所述兩組輸入差動晶體管對中的一組輸入差動晶體管對的輸入端子輸入所述輸出電壓的反饋電壓和斜坡補償用的波形信號，向另一組輸入差動晶體管對的輸入端子輸入所述電流檢測用電阻的兩端的電壓。根據上述結構，不需要獨立于比較器之外設置高通過速率、寬頻帶的電流檢測放大器，因此，可以避免成本上升。而且，由于不需要電流檢測放大器，因此可以實現即使驅動元件的開關頻率升高也能對電流檢測信號進行應答的電流模式控制方式的DC-DC變換器。 所述比較器，也可以構成為具備與所述輸入差動晶體管對的漏極端子進行折疊共源共柵連接的共源共柵級。另外，理想的是在將所述驅動元件連接在所述電壓輸入端子與所述電感器之間的情況下，所述電流檢測用電阻在所述電壓輸入端子和所述電感器之間與所述驅動元件串聯連接。通過上述結構，僅在驅動元件接通的期間，在電流檢測用電阻中流過電流，因此，與將電流傳感用電阻連接在電感器與輸出端子之間的DC-DC變換器相比，電阻中流過電流的時間縮短，可以減少電力損失。另外，進一步理想的是，將所述驅動元件的接通電阻作為電流檢測用電阻，將驅動元件兩端的電壓輸入比較器。通過上述結構，不需要電流檢測用電阻，可以進一步減少電力損失。發明效果根據本發明，具有可以實現一種PWM比較器的效果，該PWM比較器使得在電流模式控制方式的DC-DC變換器中不需要成為成本上升的主要原因的電流檢測用差動放大器。


圖1是表示本發明的比較器的一個實施例的電路圖。圖2是表示現有的一般的比較器的結構例的電路圖。圖3是表示本發明的比較器的變形例的電路圖。圖4是表示將本發明的比較器用作PWM比較器的電流模式控制方式的DC-DC變換器的結構例的框圖。圖5是表示在本發明之前研究出的電流模式控制方式的DC-DC變換器的框圖。
具體實施例方式以下，根據

本發明的優選的實施方式。圖1表示本發明的比較器的一個實施例。本實施例的比較器具備將源極共同連接的一對輸入差動晶體管Ql、Q2 ；同樣將源極共同連接的一對輸入差動晶體管Q3、Q4。并且，在各輸入差動晶體管對的共同源極與接地點之間連接了恒流用晶體管Q5、Q6，并且在上述輸入差動晶體管Ql Q4的漏極側，將進行了電流鏡連接的晶體管Q7、Q8作為共同的負載與兩對輸入差動晶體管對連接。晶體管Q5、Q6分別在其柵極端子上施加預定的電壓Vcl、Vc2,由此作為恒流源來工作。恒流用晶體管Q5、Q6流出的電流可以相同，也可以不同。即，柵極電壓可以是Vcl = Vc2，也可以是Vcl ^ Vc2。另外，在Q5、Q6中例如可以構成流過恒定電流的偏置電路的進行了二極管連接的電流-電壓用晶體管和電流鏡電路來流過預定的電流。
5
在上述負載晶體管Q7、Q8中未將柵極與漏極耦合的一方的晶體管的Q8的漏極上， 連接由串聯形態的晶體管Q11、Q12構成的輸出級的晶體管Qll的柵極，將該晶體管Qll的漏極端子與輸出端子OUT連接。在輸出級的另一晶體管Q12的柵極上施加從未圖示的偏置電路供給的預定的恒定電壓，作為恒流源而工作。在該實施例的比較器中，輸入差動晶體管Ql Q4以及恒流用晶體管Q5、Q6作為流出與輸入電壓差對應的電流化、Ip的電壓-電流變換部而工作，負載晶體管Q7、Q8以及輸出級的晶體管Qll、Q12作為電流-電壓變換部而工作。在該實施例中，作為晶體管Ql Q6以及Q12，使用N溝道型MOSFET (絕緣柵型電場效應晶體管)，作為晶體管Q7、Q8以及Q11，使用P溝道型M0SFET，但是也可以代替N溝道型MOSFET而使用npn雙極性晶體管，代替P溝道型MOSFET而使用pnp雙極性晶體管。在說明本實施例的比較器的特征之前說明圖2所示的一般的比較器。圖2的比較器是具有一個輸入差動晶體管對Ql、Q2的電路。該比較器在將一對輸入電壓Vin (η)、 Vin(ρ)的電位差設為八￥，將晶體管01、02中流過的電流111、1 的差設為八1，將差動對01、 Q2的跨導(transconductance)系數設為Gm時，電壓-電流變換部中的變換由下式表示。Δ I = Gm · Δ V ......(2)電流-電壓變換部，若ΔΙ為正則輸出高電平(Vcc)，若ΔΙ為負則輸出低電平 (GND)。另一方面，圖1所示的本實施例的比較器，當將以Vin(nl)、Vin(pi)為輸入的差動對Q1、Q2的跨導系數設為Gml，將以Vin(n2)、Vin(p2)作為輸入的差動對Q3、Q4的跨導系數設為Gm2時，Δ I由下式表示，Δ I = Gml (Vin (pi) -Vin (nl)) +Gm2 (Vin (p2) -Vin (n2))......(3)若Δ I為正則輸出高電平(Vcc)，若Δ I為負則輸出低電平(GND)。因此，在將該實施例的比較器作為電流模式控制方式的DC-DC變換器中的PWM比較器來使用時，作為Vin(nl)而輸入圖5的誤差放大器E-AMP的輸出Verr JtSVin(Pl)而輸入圖5的鋸齒波Vsaw，作為Vin(n2)、Vin(p2)而輸入電流傳感電阻Rs的兩端子的電壓 Vsl、Vs2，將由電流傳感電阻Rs產生的電壓差(Vsl-Vs2)設為Vs，則上述式(3)變形為以下的式⑷。Δ I = Gml (Vsaw-Verr) +Gm2 · Vs= Gml {(Gm2/Gml) · Vs+Vsaw-Verr}......(4)在此，當比較前面出現的式(1)和式⑷時可知，兩個差動對的跨導系數的比Gm2/ Gml相當于圖5的DC-DC變換器中的電流檢測放大器AMP的放大率Ki。由此可知，本實施例的比較器作為內置了放大率為Gm2/Gml的電流檢測放大器的PWM比較器而工作。因此，在圖5那樣的電流模式控制方式的DC-DC變換器中，不需要獨立于PWM比較器來設置電流檢測放大器，在對內置了 PWM比較器的控制電路進行半導體集成電路化時可以縮小芯片尺寸。另外，在設置了電流檢測放大器的圖5那樣的DC-DC變換器中，作為其放大器的特性，希望為高通過速率、寬頻帶，但是當使用本實施例的比較器時不需要電流檢測放大器，因此可以避免成本升高。而且，由于不需要電流檢測放大器，即使驅動元件的開關頻率升高也能夠對電流檢測信號進行應答。此外，例如可以根據具有輸入差動晶體管對的電壓-電流變換部的恒流晶體管Q5、Q6的電流比來設定Gm2/Gml的值。
在圖3中表示所述實施例的比較器的變形例。該變形例的比較器作為差動輸入晶體管Ql Q4而使用P溝道M0SFET，并且對于差動輸入級設置了由進行了折疊共源共柵 (folded cascode)連接的晶體管對Q21、Q22 ;Q31、Q32 ;Q41、Q42組成的共源共柵級。各對晶體管將柵極共同連接，從未圖示的偏置電路對共同的柵極端子施加預定的偏置電壓VbO、 Vb 1、Vb2，或者施加內部節點的電位來構成電流鏡電路。所述折疊共源共柵型的比較器，與圖1的比較器相比具有可以擴大對輸入差動晶體管對的輸入電壓范圍的優點。此外，也能夠是作為輸入差動晶體管Ql Q4代替P溝道 MOSFET而像圖1那樣使用N溝道M0SFET，并且在接地電位GND側設置恒流用晶體管Q5、Q6 的折疊共源共柵型的比較器。另外，也能夠成為在圖3的共源共柵級的后級進一步連接由圖1的晶體管Q11、Q12組成的輸出級的結構。圖4表示將本發明的比較器用于具有圖5那樣的結構的電流模式控制方式的 DC-DC變換器中的PWM比較器的情況下的一個實施方式。圖4的DC-DC變換器，通過由在輸入直流電壓Vin的電壓輸入端子IN和接地點GND 之間以串聯形態連接的N溝道MOSFET構成的驅動用開關晶體管SWl以及整流用開關晶體管SW2、在SWl和SW2的連接節點m和輸出端子OUT之間連接的線圈(電感器)Lc、對所述開關晶體管SW1、SW2進行導通、截止控制的開關控制電路10等，構成了降壓型的同步整流開關穩壓器。另外，在電壓輸入端子IN和驅動用開關晶體管SWl之間連接了用于檢測通過 Sffl流入線圈Lc的電流的電流傳感電阻Rs。LD是與該DC-DC變換器的輸出端子OUT連接的負載，Cs是平滑電容器。此外，雖未特別限定，但在該實施方式中，上述開關控制電路10在一個半導體芯片上構成為控制用IC，驅動用開關晶體管SWl以及整流用開關晶體管SW2由獨立部件構成， 作為外接元件連接在上述控制用IC上。但是，也可以將SWl以及SW2與控制用IC形成在同一半導體芯片上。控制用IClO具備對輸出的反饋電壓VFB和預定的基準電壓Vref的電位差進行放大的誤差放大器11 ；內置振蕩電路，生成斜坡補償用的鋸齒波SAW或預定頻率的時鐘脈沖Pc的波形生成電路12 ；以通過該波形生成電路12生成的鋸齒波SAW和上述誤差放大器 11的輸出以及上述電流傳感電路Rs的兩端子的電壓Vsl、Vs2作為輸入的PWM比較器13。而且，控制用IClO具備將通過上述波形生成電路12生成的時鐘脈沖Pc輸入置位端子，將PWM比較器13的輸出輸入復位端子的RS觸發器14 ；對該觸發器14的輸出Q、^ 進行電平移位的電平移位電路15 ；根據被電平移位后的信號，生成并輸出將所述開關晶體管SW1、SW2導通、截止的驅動信號的驅動電路(驅動器)16a、16b等。在圖4的DC-DC變換器中，通過時鐘脈沖Pc將觸發器14置位，使驅動用開關晶體管SWl導通，由此開始1個周期。然后，當SWl被導通時，線圈(電感器)中流過的電流IL 增加，通過來自輸出電壓的反饋信號、即誤差放大器11的輸出來控制其峰值。具體來說，將電流IL的檢測電壓與誤差放大器11的輸出進行比較，當一致時PWM比較器13的輸出反轉， 將觸發器14復位，進行控制以便將驅動用開關晶體管SWl截止。此外，在該實施例中，在直流電壓輸入端子IN和驅動用開關晶體管SWl之間連接了電流傳感電阻Rs，但是電流傳感電阻Rs也可以在線圈Lc和輸出端子OUT之間與線圈串聯地連接。但是，在將電流傳感電阻Rs連接在線圈Lc與輸出端子OUT之間的情況下，即使在晶體管SWl截止的期間也在線圈以及電阻中流過電流，與之相對，在圖4的實施例的 DC-DC變換器那樣在電壓輸入端子IN和晶體管SWl之間連接了電流傳感電阻Rs的情況下， 僅在SWl導通的期間在電阻中流過電流，因此具有減少電力損失的優點。在線圈Lc與整流用晶體管SW2的連接點m與晶體管SWl之間連接了電流傳感電阻Rs的情況下，也與圖4 的實施例同樣可以減少電力損失。另外，也可以將驅動用開關晶體管SWl的導通電阻作為電流傳感電阻來代用，由此可以進一步減少電力損失。在這種情況下，僅在驅動用開關晶體管SWl為導通的期間，將驅動用開關晶體管SWl的兩端電壓輸入PWM比較器13即可。以上，根據實施例具體說明了本發明人提出的發明，但是本發明不限定于所述實施例。例如，能夠應用本發明的比較器的開關控制電路10不限定于圖4所示的結構本身， 也可以代替觸發器14而使用單穩多諧振蕩器(one-shot multivibrator)或者省略電平移位電路15等。另外，在圖4的DC-DC變換器中，將輸出電壓Vout直接輸入了誤差放大器11，但是也可以設置對輸出電壓Vout進行分壓的串聯電阻，將分壓而得的電壓作為反饋電壓輸入誤差放大器11。產業上的可利用性在以上的說明中，說明了將本發明應用于降壓型DC-DC變換器的情況，但是，也可以應用于升壓型DC-DC變換器。另外，在實施例中說明了應用于開關穩壓器方式的同步整流型DC-DC變換器的情況，但是本發明也可以利用于使用二極管來作為整流元件的二極管整流型的DC-DC變換器中。符號說明10開關控制電路(控制用IC)11誤差放大器12波形生成電路13PWM 比較器14觸發器15電平移位電路16a、16b 驅動電路LD 負載Lc線圈(電感器)Cs平滑電容器Sffl線圈驅動用開關晶體管SW2整流用開關晶體管AMP電流檢測用差動放大器E-AMP誤差放大器
權利要求
1.一種比較器，其設置在電流模式控制方式的DC-DC變換器的電壓控制環路中，所述電流模式控制方式的DC-DC變換器具備在輸入直流電壓的電壓輸入端子和連接負載的輸出端子之間連接的電感器；使電流流過所述電感器的驅動元件；根據輸出電壓的反饋電壓控制所述驅動元件的所述電壓控制環路；以及將流過所述電感器的電流的檢測信號反饋到所述電壓控制環路的環路，所述比較器的特征在于，所述比較器具備具有兩組將源極共同連接的輸入差動晶體管對的差動輸入級；在所述兩組輸入差動晶體管對的共同源極上分別連接的兩個恒流源；連接在所述兩組輸入差動晶體管對的漏極側，進行電流-電壓變換的共同的負載元件；以及與所述差動輸入級和所述負載元件的連接點連接的輸出級，向所述兩組輸入差動晶體管對中的一組輸入差動晶體管對的輸入端子輸入所述輸出電壓的反饋電壓和斜坡補償用的波形信號，向另一組輸入差動晶體管對的輸入端子輸入與所述電感器串聯連接的電流檢測用電阻的兩端的電壓。
2.根據權利要求1所述的比較器，其特征在于，所述比較器具備與所述輸入差動晶體管對的漏極端子進行折疊共源共柵連接的共源共柵級。
3.一種電流模式控制方式的DC-DC變換器，其具備在輸入直流電壓的電壓輸入端子和連接負載的輸出端子之間連接的電感器；使電流流過所述電感器的驅動元件；與所述電感器串聯連接的電流檢測用電阻；具有比較器，根據輸出電壓的反饋電壓來控制所述驅動元件的電壓控制環路；以及將流過所述電感器的電流的檢測信號反饋到所述電壓控制環路的環路，所述DC-DC變換器的特征在于，所述比較器具備具有兩組將源極共同連接的輸入差動晶體管對的差動輸入級；在所述兩組輸入差動晶體管對的共同的源極上分別連接的兩個恒流源；連接在所述兩組輸入差動晶體管對的漏極側，進行電流-電壓變換的共同的負載元件；以及與所述差動輸入級和所述負載元件的連接點連接的輸出級，向所述兩組輸入差動晶體管對中的一組輸入差動晶體管對的輸入端子輸入所述輸出電壓的反饋電壓和斜坡補償用的波形信號，向另一組輸入差動晶體管對的輸入端子輸入所述電流檢測用電阻的兩端的電壓。
4.根據權利要求3所述的DC-DC變換器，其特征在于，所述比較器具備與所述輸入差動晶體管對的漏極端子進行折疊共源共柵連接的共源共柵級。
5.根據權利要求3或4所述的DC-DC變換器，其特征在于，在將所述驅動元件連接在所述電壓輸入端子與所述電感器之間的情況下，所述電流檢測用電阻在所述電壓輸入端子和所述電感器之間與所述驅動元件串聯連接。
6.根據權利要求3或4所述的DC-DC變換器，其特征在于，所述電流檢測用電阻是所述驅動元件的接通電阻，向所述另一組輸入差動晶體管對的輸入端子輸入了所述驅動元件的兩端電壓。
全文摘要
本發明提供一種PWM比較器，其在構成電流模式控制方式的DC-DC變換器的控制電路中不需要電流檢測用差動放大器。該比較器具備具有兩組將源極共同連接的輸入差動晶體管對的差動輸入級；與所述兩組輸入差動晶體管對的共同源極分別連接的兩個恒流源；與所述兩組輸入差動晶體管對的漏極側連接，進行電流-電壓變換的共同的負載晶體管；以及與所述差動輸入級和所述負載晶體管的連接點連接的輸出級。向所述兩組輸入差動晶體管中的一組輸入差動晶體管對的輸入端子輸入所述輸出電壓的反饋電壓和斜坡補償用的波形信號，向另一組輸入差動晶體管對的輸入端子輸入與所述電感器串聯連接的電流檢測用電阻的兩端的電壓。
文檔編號H02M3/155GK102362418SQ20108001334
公開日2012年2月22日 申請日期2010年3月10日 優先權日2009年3月23日
發明者中島平裕 申請人:三美電機株式會社