專利名稱：諧振式電源轉換電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種電源轉換電路，尤其涉及一種諧振式電源轉換電路。
背景技術：
近年來隨著科技的進步，具有各式各樣不同功能的電子產品已逐漸被研發出來， 這些具有各式各樣不同功能的電子產品不但滿足了人們的各種不同需求，更融入每個人的日常生活，使得人們生活更為便利。這些各式各樣不同功能的電子產品由各種電子元件所組成，每一個電子元件需要在適當的電壓下才能正常運行，因此，需要利用電源轉換電路提供適當的電壓值至各個電子元件，使電子產品可以正常運行。為了提高電源轉換電路的效率，于一些電子產品會使用效率較高的LLC諧振式電源轉換電路，然而，傳統LLC諧振式電源轉換電路的增益在高頻段 (高于諧振頻率)下降有限，且輸出整流元件和變壓器的寄生電容更會使增益在高頻段上升(PeakCharge)，造成輸出電壓在輕載或空載時輸出電壓不穩定，甚至超過額定電壓值。為了增加電源轉換電路的效率，電源轉換電路會選用較低導通電阻(Rds)的 M0SFET，以降低MOSFET導通時的傳導損失。但是，低導通電阻(Rds)的MOSFET卻具有較大的寄生電容，使用于傳統LLC諧振式電源轉換電路卻會造成傳統LLC諧振式電源轉換電路在輕載或空載時輸出電壓超過額定電壓值。目前有下例幾個解決方式(1)增加假負載(Dummy Load)此方法須增加額外負載元件連接于LLC諧振式電源轉換電路的輸出端，除了無法達到實際需求的負載條件外，更會增加損失而降低效率，在目前強調高效率電源與節能環保的條件下并不適用。(2)間歇模式控制(Burst Mode Control) :LLC諧振式電源轉換電路在輕載或空載時，將MOSFET間歇性地運行，以降低LLC諧振式電源轉換電路的輸出電壓，但是，此方法會造成輸出電壓的紋波(Ripple)及噪聲(Noise)變大。(3)凹型濾波器(Notch Filter)通過額外增加諧振元件，使LLC諧振式電源轉換電路在高頻區段的增益快速下降，以達到在輕載或空載時低增益需求，卻會影響到原本優化的諧振參數設計值，造成效率下降。(4)滯定時間控制(Dead Time Control)由于滯定時間的長短會影響LLC諧振式電源轉換電路的輸出電壓，在高頻段時，通過調整滯定時間的長短來降低寄生電容效應影響，但此一方法會限制滯定時間的長短必需小于四倍最大工作頻率的周期(l/GXfmax))， 使LLC諧振式電源轉換電路的復雜度增加。此外，目前MOSFET的寄生電容Cds較大，也會造成滯定時間變小。當輸入電壓以及輸出電壓的電壓值為可調整且范圍較廣時，上述四種方法，在輕載或空載時同樣無法解決輸出電壓不穩定的問題。因此，如何發展一種可改善上述公知技術缺陷的諧振式電源轉換電路，實為相關技術領域目前所迫切需要解決的問題
發明內容
本發明的目的在于提供一種諧振式電源轉換電路，用以提供額定的輸出電壓，不論諧振式電源轉換電路運行在高頻區段的工作頻率、輕載或空載時，一樣可以提供額定的輸出電壓，不會造成輸出電壓的電壓值超過額定電壓值。即使輸入電壓以及輸出電壓的電壓值為可調整且范圍較廣時，一樣可以提供穩定的輸出電壓，在提供穩定負載時，不會造成輸出電壓的電壓值超過額定電壓值。同時，不會增加損失而降低效率，也不會造成輸出電壓的紋波及噪聲變大，更不會限制諧振式電源轉換電路的工作頻率而增加復雜度。為達上述目的，本發明的一較廣義實施方式為提供一種諧振式電源轉換電路，用以接收輸入電壓的電能并轉換為輸出電壓，該諧振式電源轉換電路包含開關電路；諧振電路，與開關電路連接；變壓器，包含初級繞組與次級繞組，且初級繞組連接于開關電路與諧振電路；整流電路，與變壓器的次級繞組連接，用以將次級繞組的電壓整流以產生輸出電壓；以及控制單元，連接于開關電路與諧振式電源轉換電路的輸出，用以依據輸出電壓控制開關電路導通或截止，使輸入電壓的電能選擇性地經由開關電路傳遞至變壓器的初級繞組；其中，控制單元依據輸出電壓的電壓值變化調整開關電路的運行頻率與導通時的運行模式。為達上述目的，本發明的另一較廣義實施方式為提供一種諧振式電源轉換電路， 用以接收輸入電壓的電能并轉換為輸出電壓，該諧振式電源轉換電路包含開關電路；諧振電路，與開關電路連接；變壓器，包含初級繞組與次級繞組，且初級繞組連接于開關電路與諧振電路；整流電路，與變壓器的次級繞組連接，用以將次級繞組的電壓整流以產生輸出電壓；以及控制單元，連接于開關電路與諧振式電源轉換電路的輸出，用以依據輸出電壓控制開關電路導通或截止，使輸入電壓的電能選擇性地經由開關電路傳遞至變壓器的初級繞組，且控制整流電路導通或截止，使整流電路將次級繞組的電壓整流；其中，控制單元依據輸出電壓的電壓值變化調整開關電路的運行頻率與整流電路導通時的運行模式。本發明的諧振式電源轉換電路可以提供額定的輸出電壓，不論諧振式電源轉換電路運行在高頻區段的工作頻率、輕載或空載時，一樣可以提供額定的輸出電壓，不會造成輸出電壓的電壓值超過額定電壓值。由于本發明的諧振式電源轉換電路通過調整整流電路的運行模式、開關電路的運行頻率、運行模式以及滯定時間，因此，即使輸入電壓以及輸出電壓的電壓值為可調整且范圍較廣或運行于高頻段(高于諧振頻率)時，一樣可以提供額定的輸出電壓，不會因為輸出整流元件和變壓器的寄生電容導致輸出電壓的電壓值超過額定電壓值。同時，不會增加損失而降低效率，也不會造成輸出電壓的紋波及噪聲變大，更不會限制諧振式電源轉換電路的工作頻率而增加復雜度。
圖1 為本發明較佳實施例的諧振式電源轉換電路的電路示意圖。圖2 為本發明較佳實施例的諧振式電源轉換電路的詳細電路示意圖。圖3 為本發明另一較佳實施例的諧振式電源轉換電路的電路示意圖。上述附圖中的附圖標記說明如下1 諧振式電源轉換電路 11 開關電路12:諧振電路13:整流電路14:控制單元141:開關驅動電路
142 驅動電源電路143 反饋電路
144 控制電路1441 控制器
1442 信號處理電路145 整流驅動電路
15濾波電路Tr 變壓器
N ‘初級繞Ns 次級繞組
OPl 0P3 第一 第三運算放大器
Rp 補償電阻R1-R7 第一 第七電阻
Qr Q4 第一 第四開關 A 第一整流開關
Qb 第二整流開關D1 第一二極管
D2 第二二極管V” V2 電壓降
Vrefl Vref3 :弟"" 弟三參考電壓
Vgl Vg4 第一 第四開關驅動信號
Vrl第一整流驅動信號Vr2 第二整流驅動信號
Vel第一誤差信號Ve2 第二誤差信號
VT:電壓調整信號Va:驅動電壓
V CC輔助電壓Vf 反饋信號
Vin輸入電壓V0 輸出電壓
C ,補償電容C。輸出電容
Cj, I諧振電容Lr 諧振電感
具體實施例方式體現本發明特征與優點的一些典型實施例將在后段的說明中詳細敘述。應理解的是本發明能夠在不同的方式上具有各種的變化，其都不脫離本發明的范圍，且其中的說明及附圖在本質上當作說明之用，而非用以限制本發明。請參閱圖1，其為本發明較佳實施例的諧振式電源轉換電路的電路示意圖。如圖1 所示，諧振式電源轉換電路1用以接收輸入電壓Vin的電能并轉換為輸出電壓V。，諧振式電源轉換電路1包含開關電路11、諧振電路12、變壓器 ；、整流電路13、控制單元14以及濾波電路15。其中，開關電路11與諧振電路12連接，于本實施例中，開關電路11由第一開關 Q1與第二開關A構成半橋式的開關電路11，且第一開關A與第二開關％的控制端分別連接于開關驅動電路141。諧振電路12連接于開關電路11與變壓器 ；的初級繞組Np，用以使電路產生諧振反應，于本實施例中，諧振電路12由諧振電容C；與諧振電感k串聯連接構成。變壓器 ；包含初級繞組Np與次級繞組Ns，且初級繞組Np連接于開關電路11與諧振電路12，于本實施例中，變壓器T,的次級繞組Ns還包含中心抽頭(center tap)與諧振式電源轉換電路1的輸出連接。整流電路13與變壓器 ；的次級繞組Ns連接，濾波電路15連接于整流電路13 與諧振式電源轉換電路1的輸出，于本實施例中，濾波電路15可以是但不限為輸出電容C。， 而整流電路13是由第一二極管D1與第二二極管&構成的全波整流電路。其中次級繞組Ns的電壓分別經由整流電路13與濾波電路15整流以及濾波而產生額定的輸出電壓V。。控制單元14連接于開關電路11與諧振式電源轉換電路1的輸出，用以依據輸出電壓V。產生對應的第一開關驅動信號Vgl與第二開關驅動信號Vg2控制開關電路11導通或截止，使輸入電壓Vin的電能選擇性地經由開關電路11傳遞至變壓器 ；的初級繞組Np。于本實施例中，控制單元14包含開關驅動電路141、驅動電源電路142、反饋電路 143以及控制電路144。其中，開關驅動電路141分別連接于驅動電源電路142、控制電路 144、第一開關A的控制端以及第二開關％的控制端，用以產生第一開關驅動信號Vgl與第二開關驅動信號Vg2使開關電路11對應導通或截止。驅動電源電路142分別連接于開關驅動電路141與控制電路144，用以接收輔助電壓V。。的電能，并產生驅動電壓Va至開關驅動電路141，以提供開關驅動電路141所需的電能，使第一開關驅動信號Vgl與第二開關驅動信號Vg2的電壓振幅隨著驅動電壓Va的電壓大小變化。反饋電路143分別連接于控制電路144與諧振式電源轉換電路1的輸出，用以根據輸出電壓V。產生對應的反饋信號Vf。于一些實施例中，控制電路144可以使用數字信號處理器(DSP)實現，于運行時， 控制電路144會依據反饋信號Vf與第一參考電壓V,efl分別控制開關驅動電路141與驅動電源電路142運行，以改變第一開關驅動信號Vgl與第二開關驅動信號Vg2的頻率與電壓振幅(amplitude)大小，而第一開關仏與第二開關( 導通的運行模式會分別根據第一開關驅動信號Vgl與第二開關驅動信號Vg2的電壓振幅大小改變運行模式。當系統電路2的負載變小(負載量足夠穩定輸出電壓)而使輸出電壓V。上升超過額定電壓值時，反饋信號Vf也會對應上升，此時，控制電路144通過上升的反饋信號Vf判斷出輸出電壓V。上升超過額定電壓值，并對應控制開關驅動電路141提高第一開關驅動信號 Vgl與第二開關驅動信號Vg2的頻率，使輸出電壓V。下降至額定電壓值，從而使反饋信號Vf的電壓值下降為第一參考電壓Vrefl的電壓值。此時，第一開關A與第二開關A導通的運行模式為線性模式(linear mode)，即第一開關仏與第二開關％導通時運行于線性區(linear region)。由于第一開關仏與第二開關％導通的運行模式為線性模式，所以第一開關仏與第二開關02的電壓降(Voltage (Ir0P)V1J2相對較小，即使系統電路2為高負載量，第一開關A與第二開關A的開關損失(switching loss)只會增加微小值。相反地，當系統電路2的負載變大而使輸出電壓V。下降低于額定電壓值時，反饋信號Vf也會對應下降，此時，控制電路144會對應控制開關驅動電路141降低第一開關驅動信號Vgl與第二開關驅動信號Vg2的頻率，使輸出電壓V。上升至額定電壓值，從而使反饋信號Vf的電壓值上升為第一參考電壓VMfl的電壓值。此時，第一開關％與第二開關％導通的運行模式也為線性模式。當系統電路2未運行或負載量很低時，諧振式電源轉換電路1會運行于空載(no load)或很輕載(light load)的狀態，例如額定輸出電量的1 10%，輸出電壓V。除了會上升超過額定電壓值外，輸出電壓V。的電壓值與額定電壓值間的差值相對會較大，對應地，反饋信號Vf的電壓值與第一參考電壓Vrefl間的差值也會較大。此時，控制電路144若只控制開關驅動電路141提高第一開關驅動信號Vgl與第二開關驅動信號Vg2的頻率，由于最低增益的限制，無法有效將輸出電壓V。降低至額定電壓值，因此，控制電路144更會控制驅動電源電路142降低驅動電壓Va的電壓值，使第一開關驅動信號Vgl與第二開關驅動信號Vg2的電壓振幅減低，以改變第一開關％與第二開關％導通的運行模式為飽和模式(saturation mode)或有源模式(active mode)，即第一開關仏與第二開關％運行于飽和區(saturationregion)或有源區(activeregion)。由于第一開關仏與第二開關( 導通的運行模式為飽和模式或有源模式，所以第一開關A與第二開關％的電壓降A、V2相對比線性模式時大很多，在相同頻率之下可以使較大的輸出電壓V。下降較多的電壓值，使輸出電壓V。的電壓值為額定電壓值。請參閱圖2并配合圖1，其為本發明較佳實施例的諧振式電源轉換電路的詳細電路示意圖。如圖2所示，反饋電路143由第一電阻R1與第二電阻&構成的分壓電路實現， 且通過分壓電路將輸出電壓V。分壓而產生反饋信號Vf。控制電路144包含控制器1441以及信號處理電路1442，其中信號處理電路1442連接于控制器1441、反饋電路143以及驅動電源電路142，用以依據反饋信號Vf以及第一參考電壓Vrefl分別產生對應的第一誤差信號 Vel、第二誤差信號Ve2以及電壓調整信號VT。第一誤差信號Vel大小正比于反饋信號Vf與第一參考電壓間的差值(VMfl-Vf)，第二誤差信號Ve2大小正比于第一誤差信號Vel與第三參考電壓VMf3間的差值(VMf3-Vj，電壓調整信號Vt大小正比于第一誤差信號Vel與第二參考電壓Vrrf2間的差值(Vref2-VJ。控制器1441連接于開關驅動電路141與信號處理電路1442，用以利用第一誤差信號Vel取得輸出電壓V。的電壓值與額定電壓值間的差值，且控制器1441會依據第一誤差信號Vel對應改變第一開關驅動信號Vgl與第二開關驅動信號Vg2的頻率。當輸出電壓V。上升超過額定電壓值時，控制器1441會提高第一開關驅動信號Vgl與第二開關驅動信號Vg2的頻率，相反地，當輸出電壓V。下降低于額定電壓值時，控制器1441會降低第一開關驅動信號Vgl與第二開關驅動信號Vg2的頻率。 當輸出電壓V。的電壓值與額定電壓值間的差值超過第一設定值時，表示諧振式電源轉換電路1運行于空載或很輕載的狀態，此時，信號處理電路1442所產的電壓調整信號 Vt會使驅動電源電路142提供較低電壓值的驅動電壓Va至開關驅動電路141，所以開關驅動電路141會輸出較小電壓振幅的第一開關驅動信號Vgl與第二開關驅動信號Vg2使第一開關A與第二開關A導通的運行模式為飽和模式或有源模式。相反地，當輸出電壓V。的電壓值與額定電壓值間的差值未超過第一設定值時，表示諧振式電源轉換電路1未運行于空載或很輕載的狀態，此時，信號處理電路1442所產的電壓調整信號Vt會使驅動電源電路142 提供較高電壓值的驅動電壓^至開關驅動電路141，且開關驅動電路141輸出較大電壓振幅的第一開關驅動信號Vgl與第二開關驅動信號Vg2使第一開關％與第二開關％導通的運行模式為線性模式。整體而言，當諧振式電源轉換電路1運行于空載或很輕載的狀態時，控制單元14 除了會提高第一開關驅動信號Vgl與第二開關驅動信號Vg2的頻率外，更會降低驅動電壓Va 的電壓值，使第一開關驅動信號Vgl與第二開關驅動信號Vg2的電壓振幅減低，以改變第一開關仏與第二開關A導通的運行模式為飽和模式或有源模式。于本實施例中，諧振式電源轉換電路ι運行于空載或很輕載的狀態時，即輸出電壓V。的電壓值與額定電壓值間的差值超過第一設定值或第二設定值時，控制器1441更會依據第二誤差信號ν 調整第一開關驅動信號Vgl與第二開關驅動信號Vg2的滯定時間(Dead Time)大小。換言之，輸出電壓V。的電壓值與額定電壓值間的差值越大，第一開關驅動信號Vgl與第二開關驅動信號Vg2的滯定時間越大，使得輸出電壓V。的電壓值可以更穩定地維持為額定電壓值。于本實施例中，補償電容Cp與補償電阻在第一運算放大器(OperationalAmplifier)OPl的正相輸入端與輸出端之間串聯連接，第三電阻R3連接于第一運算放大器 OPl的輸出端與控制器1441之間，第一運算放大器OPl的正相輸入端與反相輸入端分別為第一參考電壓與反饋信號Vf，并經由第一運算放大器0P1、補償電容(；以及補償電阻構成的第一誤差電路產生第一誤差信號ν…其關系式為vel - VMfi-Vf。于本實施例中，第六電阻&連接于第一運算放大器OPl的輸出端與第三運算放大器0P3的反相輸入端之間，第七電阻R7連接于第三運算放大器0P3的輸出端與反相輸入端之間，第三運算放大器0P3的正相輸入端為第三參考電壓V,ef3，并經由第三運算放大器0P3、第六電阻&以及第七電阻R7構成的第二誤差電路產生第二誤差信號V62，控制器 1441再通過與第三運算放大器0P3的輸出端連接而取得第二誤差信號Ve2，其關系式為 Ve2 ^ (Vref3-Vel) X (-R7A6)。于本實施例中，第四電阻R4連接于第一運算放大器OPl的輸出端與第二運算放大器0P2的反相輸入端之間，第五電阻&連接于第二運算放大器0P2的輸出端與反相輸入端之間，第二運算放大器0P2的輸出端更與驅動電源電路142連接，第二運算放大器0P2的正相輸入端為第二參考電壓VMf2，并經由第二運算放大器0P2、第四電阻R4以及第五電阻&構成的第三誤差電路產生電壓調整信號Vt，其關系式為VT - (Vref2-Vel) X (-R5/R4)。請參閱圖3并配合圖1，其為本發明另一較佳實施例的諧振式電源轉換電路的電路示意圖。圖3的開關電路11、整流電路13以及控制單元14不同于圖1，如圖3所示，開關電路11除了包含第一開關A與第二開關％外，還包含第三開關％與第四開關Q4,由四個開關構成全橋式的開關電路11。整流電路13由第一整流開關A與第二整流開關A構成的全波整流電路，第一整流開關A與第二整流開關％的控制端連接于控制單元14的整流驅動電路145，并根據第一整流驅動信號Vri與第二整流驅動信號Vrt導通或截止。至于，控制單元14除了包含開關驅動電路141、驅動電源電路142、反饋電路143 以及控制電路144外，還包含整流驅動電路145，于本實施例中，驅動電源電路142分別連接于整流驅動電路145與控制電路144，整流驅動電路145分別連接于控制電路144、驅動電源電路142、第一整流開關Qa以及第二整流開關％的控制端，用以產生第一整流驅動信號 Vrl與第二整流驅動信號Vrt使第一整流開關A與第二整流開關％對應導通或截止。不同于圖1，提供至開關驅動電路141為固定電壓值的輔助電壓V。。，對應使第一開關驅動信號Vgl、第二開關驅動信號Vg2、第三開關驅動信號Vg3以及第四開關驅動信號Vg4為固定電壓振幅，因此，第一開關A、第二開關( 、第三開關( 以及第四開關A導通的運行模式會固定為線性模式。另一個不同于圖1之處，整流驅動電路145所需的電能由驅動電源電路142產生的驅動電壓Va提供，因此，第一整流驅動信號Vri與第二整流驅動信號Vrt的電壓振幅會隨著驅動電壓Va的電壓值大小變化于本實施例，當輸出電壓V。的電壓值與額定電壓值間的差值未超過第一設定值時，表示諧振式電源轉換電路1未運行于空載或輕載的狀態，此時，控制電路144所產生的電壓調整信號Vt會使驅動電源電路142提供較高電壓值的驅動電壓Va至整流驅動電路 145，且整流驅動電路145輸出較大電壓振幅的第一整流驅動信號Vri與第二整流驅動信號 Vr2至第一整流開關A與第二整流開關％的控制端，對應使第一整流開關A與第二整流開關A導通的運行模式為線性模式。相反地，當輸出電壓V。的電壓值與額定電壓值間的差值超過第一設定值時，表示諧振式電源轉換電路ι運行于空載或輕載的狀態，此時，控制電路
10144除了會提高第一開關驅動信號Vgl、第二開關驅動信號Vg2、第三開關驅動信號Vg3以及第四開關驅動信號Vg4的頻率外，更會通過降低驅動電壓Va的電壓值，使第一整流驅動信號Vri 與第二整流驅動信號\2的電壓振幅減低，以改變第一整流開關Qa與第二整流開關％導通的運行模式為飽和模式或有源模式。 整體而言，當諧振式電源轉換電路1運行于空載或輕載的狀態時，控制電路144除了會提高第一開關驅動信號Vgl、第二開關驅動信號Vg2、第三開關驅動信號Vg3以及第四開關驅動信號Vg4的頻率外，更會通過降低第一整流驅動信號Vri與第二整流驅動信號\2的電壓振幅，以改變第一整流開關A與第二整流開關A導通的運行模式為飽和模式或有源模式。于本實施例中，諧振式電源轉換電路1運行于空載或輕載的狀態時，控制電路144更會依據反饋信號Vf與第一參考電壓Vrefl間的差值調整第一整流驅動信號Vri與第二整流驅動信號Vrt的滯定時間大小。換言之，輸出電壓V。的電壓值與額定電壓值間的差值越大，第一整流驅動信號Vri與第二整流驅動信號\2的滯定時間越大，使得輸出電壓V。的電壓值可以更穩定地維持為額定電壓值。 上述的第一開關Q1、第二開關Q2、第三開關A以及第四開關Q4、第一整流開關A以及第二整流開關A可以是但不限為金屬氧化物半導體場效應晶體管 (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor, M0SFET)或雙極結型晶體管 (Bipolar Junction Transistor, BJT)。綜上所述，本發明的諧振式電源轉換電路可以提供額定的輸出電壓，不論諧振式電源轉換電路運行在高頻區段的工作頻率、輕載或空載時，一樣可以提供額定的輸出電壓， 不會造成輸出電壓的電壓值超過額定電壓值。由于本發明的諧振式電源轉換電路通過調整整流電路的運行模式、開關電路的運行頻率、運行模式以及滯定時間，因此，即使輸入電壓以及輸出電壓的電壓值為可調整且范圍較廣或運行于高頻段(高于諧振頻率)時，一樣可以提供額定的輸出電壓，不會因為輸出整流元件和變壓器的寄生電容導致輸出電壓的電壓值超過額定電壓值。同時，不會增加損失而降低效率，也不會造成輸出電壓的紋波及噪聲變大，更不會限制諧振式電源轉換電路的工作頻率而增加復雜度。本發明得由本領域技術人員任施匠思而為諸般修飾，然而都不脫如附權利要求所欲保護的范圍。
權利要求
1.一種諧振式電源轉換電路，接收一輸入電壓的電能并轉換為一輸出電壓，該諧振式電源轉換電路包含一開關電路；一諧振電路，與該開關電路連接；一變壓器，包含一初級繞組與一次級繞組，且該初級繞組連接于該開關電路與該諧振電路；一整流電路，與該變壓器的該次級繞組連接，以將該次級繞組的電壓整流以產生該輸出電壓；以及一控制單元，連接于該開關電路與該諧振式電源轉換電路的輸出，以依據該輸出電壓控制該開關電路導通或截止，使該輸入電壓的電能選擇性地經由該開關電路傳遞至該變壓器的該初級繞組；其中，該控制單元依據該輸出電壓的電壓值變化調整該開關電路的運行頻率與導通時的運行模式。
2.如權利要求1所述的諧振式電源轉換電路，其中于該輸出電壓的電壓值與額定電壓值間的差值超過一第一設定值時，該控制單元控制該開關電路導通的運行模式為飽和模式或有源模式。
3.如權利要求2所述的諧振式電源轉換電路，其中于該輸出電壓的電壓值與額定電壓值間的差值未超過該第一設定值時，該控制單元控制該開關電路導通的運行模式為線性模式。
4.如權利要求2所述的諧振式電源轉換電路，其中于該輸出電壓的電壓值與額定電壓值間的差值超過該第一設定值或一第二設定值時，該控制單元控制該開關電路的滯定時間依據該輸出電壓的電壓值變化。
5.如權利要求1所述的諧振式電源轉換電路，還包含一濾波電路連接于該整流電路與該諧振式電源轉換電路的輸出。
6.如權利要求5所述的諧振式電源轉換電路，其中該濾波電路為一輸出電容。
7.如權利要求1所述的諧振式電源轉換電路，其中該控制單元包含一開關驅動電路，連接于該開關電路的控制端，以產生至少一第一開關驅動信號使該開關電路對應導通或截止；一驅動電源電路，與該開關驅動電路連接，以接收一輔助電壓的電能，并產生一驅動電壓至該開關驅動電路，以提供該開關驅動電路所需的電能；一反饋電路，連接于該諧振式電源轉換電路的輸出，以根據該輸出電壓產生對應的一反饋信號；以及一控制電路，連接于該開關驅動電路、該驅動電源電路與該反饋電路，以依據該反饋信號與一第一參考電壓控制該開關驅動電路與該驅動電源電路運行，以改變該第一開關驅動信號的頻率與電壓振幅；其中，該開關電路導通的運行模式根據該第一開關驅動信號的電壓振幅大小改變。
8.如權利要求7所述的諧振式電源轉換電路，其中該控制電路為數字信號處理器。
9.如權利要求7所述的諧振式電源轉換電路，其中該控制電路包含一信號處理電路，連接于該反饋電路與該驅動電源電路，以依據該反饋信號與該第一參考電壓產生對應的一第一誤差信號與一電壓調整信號；以及一控制器，連接于該開關驅動電路與該信號處理電路，以依據該第一誤差信號對應改變該第一開關驅動信號的頻率；其中，該第一誤差信號大小正比于該反饋信號與該第一參考電壓間的差值，該電壓調整信號大小正比于該第一誤差信號與該第二參考電壓間的差值，該驅動電壓隨著該電壓調整信號變化。
10.如權利要求9所述的諧振式電源轉換電路，其中該信號處理電路更依據該反饋信號與該第一參考電壓產生對應的一第二誤差信號，該第二誤差信號大小正比于該第一誤差信號與一第三參考電壓間的差值，且該控制器依據第二誤差信號調整該第一開關驅動信號的滯定時間。
11.如權利要求1所述的諧振式電源轉換電路，其中該開關電路為半橋式或全橋式的開關電路。
12.如權利要求1所述的諧振式電源轉換電路，其中該諧振電路包含一諧振電容與一諧振電感。
13.如權利要求12所述的諧振式電源轉換電路，其中該諧振電容與該諧振電感串聯連接。
14.一種諧振式電源轉換電路，接收一輸入電壓的電能并轉換為一輸出電壓，該諧振式電源轉換電路包含一開關電路；一諧振電路，與該開關電路連接；一變壓器，包含一初級繞組與一次級繞組，且該初級繞組連接于該開關電路與該諧振電路；一整流電路，與該變壓器的該次級繞組連接，以將該次級繞組的電壓整流以產生該輸出電壓；以及一控制單元，連接于該開關電路與該諧振式電源轉換電路的輸出，以依據該輸出電壓控制該開關電路導通或截止，使該輸入電壓的電能選擇性地經由該開關電路傳遞至該變壓器的該初級繞組，且控制該整流電路導通或截止，使該整流電路將該次級繞組的電壓整流；其中，該控制單元依據該輸出電壓的電壓值變化調整該開關電路的運行頻率與該整流電路導通時的運行模式。
15.如權利要求14所述的諧振式電源轉換電路，其中于該輸出電壓的電壓值與額定電壓值間的差值超過一第一設定值時，該控制單元控制該整流電路導通的運行模式為飽和模式或有源模式。
16.如權利要求15所述的諧振式電源轉換電路，其中于該輸出電壓的電壓值與額定電壓值間的差值未超過該第一設定值時，該控制單元控制該整流電路導通的運行模式為線性模式。
17.如權利要求15所述的諧振式電源轉換電路，其中于該輸出電壓的電壓值與額定電壓值間的差值超過該第一設定值或一第二設定值時，該控制單元控制該整流電路的滯定時間依據該輸出電壓的電壓值變化。
18.如權利要求14所述的諧振式電源轉換電路，還包含一濾波電路連接于該整流電路與該諧振式電源轉換電路的輸出。
19.如權利要求14所述的諧振式電源轉換電路，其中該控制單元包含一開關驅動電路，連接于該開關電路的控制端，以產生至少一第一開關驅動信號使該開關電路對應導通或截止；一整流驅動電路，連接于該整流電路的控制端，以產生至少一第一整流驅動信號使該整流電路對應導通或截止；一驅動電源電路，與該開關驅動電路連接，以接收一輔助電壓的電能，并產生一驅動電壓至該整流驅動電路，以提供該整流驅動電路所需的電能；一反饋電路，連接于該諧振式電源轉換電路的輸出，以根據該輸出電壓產生對應的一反饋信號；以及一控制電路，連接于該開關驅動電路、該驅動電源電路、該整流驅動電路與該反饋電路，以依據該反饋信號與一第一參考電壓控制該開關驅動電路、該整流驅動電路與該驅動電源電路運行，以改變該第一開關驅動信號的頻率、該驅動電壓與該第一整流驅動信號的電壓振幅；其中，該整流電路導通的運行模式根據該第一整流驅動信號的電壓振幅大小改變。
20.如權利要求19所述的諧振式電源轉換電路，其中該控制電路更依據該反饋信號與該第一參考電壓間的差值調整該第一整流驅動信號的滯定時間。
全文摘要
本發明提供一種諧振式電源轉換電路，接收輸入電壓的電能并轉換為輸出電壓，其包含開關電路；諧振電路，與開關電路連接；變壓器，包含初級繞組與次級繞組，且初級繞組連接于開關電路與諧振電路；整流電路，與變壓器的次級繞組連接，以將次級繞組的電壓整流以產生輸出電壓；以及控制單元，連接于開關電路與諧振式電源轉換電路的輸出，以依據輸出電壓控制開關電路導通或截止，使輸入電壓的電能選擇性地經由開關電路傳遞至變壓器的初級繞組；其中，控制單元依據輸出電壓的電壓值變化調整開關電路的運行頻率與導通時的運行模式。本發明不會因為輸出整流元件和變壓器的寄生電容導致輸出電壓的電壓值超過額定電壓值。
文檔編號H02M3/335GK102545614SQ201010597460
公開日2012年7月4日 申請日期2010年12月16日 優先權日2010年12月16日
發明者李文章 申請人:臺達電子工業股份有限公司