專利名稱：基于等效電路模型的模塊化多電平換流器的控制方法
技術領域：
本發明涉及換流器控制技術領域，尤其涉及一種基于等效電路模型的模塊化多電平換流器的控制方法。
背景技術：
傳統電壓型換流器的電路結構具有一定的共性，一般只有三個交流輸出端，每個交流輸出端通過一個換流電抗與三相交流電網相連。以二電平電壓源換流器為例，圖1是該換流器的基本電路結構。目前，傳統電壓源換流器有很多種成熟的控制方法，各種控制策略的根本原理都是通過調節換流器的三個交流輸出端的端電壓來控制換流器與交流電網之間交換的有功功率和無功功率。
模塊化多電平換流器是一種較新的多電平電壓源換流器。基于模塊化設計和制造，該換流器可以達到很高的電平數。還可以避免開關器件的直接串聯。這種換流器適合用于高壓大功率領域，特別是電壓源換流器型直流輸電。圖2是該換流器用于電壓源換流器型直流輸電的基本電路結構，該換流器有ap、an，bp，bn，cp，cn六個交流輸出端，每個交流輸出端都通過一個換流電抗與三相交流系統相連。可見模塊化多電平換流器的電路結構與只有三個交流輸出端的傳統電壓源換流器有很大的不同，這使得傳統電壓源換流器的控制方法無法直接應用于模塊化多電平換流器中。
發明內容
本發明的目的是針對現有技術的不足，提供一種基于等效電路模型的模塊化多電平換流器的控制方法。
本發明解決上述技術問題的技術解決方案是 一種基于等效電路模型的模塊化多電平換流器的控制方法，包括以下步驟 (1)推導模塊化多電平換流器的等效電路理論模型； (2)模塊化多電平換流器等效電路理論模型的矢量控制； (3)通過仿真驗證等效電路理論模型和控制方法； 其中，所述步驟(1)具體為模塊化多電平換流器的六個橋臂是對稱的。將六個橋臂的串聯子模塊組分別用六個等效電壓源表示，換流電抗用電感表示。由于三個相單元的對稱性，直流電流Id在三個相單元之間均分，即流過每個相單元的直流電流為Id/3；由于上、下橋臂的對稱性，交流相電流在上、下橋臂間均分，即流過每個橋臂的交流電流為相電流的一半。運行時只有交流電流流過電感才會在電感上造成電壓降，直流電流流過電感不會在電感上造成電壓降。所以ap點和an點等電位，bp點和bn點等電位，cp點和cn點等電位。根據電路原理，將等電位點虛擬短路，從而簡化電路結構。將兩個并聯的換流電抗合并為一個電感值為原電抗一半的新換流電抗，主電路進一步簡化。推導的模塊化多電平換流器的等效電路理論模型具有三個交流輸出端，每個交流輸出端通過一個換流電抗與交流電網相連 所述步驟(2)具體為三相abc坐標系下電壓、電流的動態表達式如下 對上式施加式fd，q＝T(θ)fa，b，c(t)的dq0坐標變換，得到 其中，θ表示ua的相角，變換矩陣定義如下 使用式fd，q＝T(θ)fa，b，c(t)的dq0變換，在穩態時有uq＝0。穩態下，A、B和C點處交流系統送入換流器的有功、無功功率可以表示為 P＝1.5udid，Q＝-1.5udiq； 矢量控制方法采用由內環電流控制器和外環控制器構成的雙閉環結構。其中內環電流控制器實現對三相交流電流的快速控制，外環控制器則根據不同控制目標來設計。將式
重寫如下 其中，id，iq為狀態變量，在穩態時ud，uq為常量，在暫態時可能有擾動，vd，vq為輸入變量。從上式可見，換流器的數學模型中d，q軸變量之間存在耦合，另外還存在ud，uq擾動信號。引入電壓耦合補償項ωLid，ωLiq和交流電網電壓前饋項ud，uq。采用PI控制時，輸入變量vd，vq為 vd＝ud+ωLiq-[kp1(idref-id)+ki1∫(idref-id)dt] vq＝uq-ωLid-[kp2(iqref-iq)+ki2∫(iqref-iq)dt] 將以上2式代入式
中，得到 換流器的電流內環變成了兩個單輸入，單輸出系統。將vd和vq經過dq0反變換到abc坐標系下，就得到了需要換流器輸出的三相工頻交流相電壓vq，vb和vc。
內環電流控制器的作用是讓id和iq跟蹤電流設定值idref和iqref。外環控制器根據有功功率，無功功率，直流電壓等設定值，生成電流設定值idref和iqref。結合式P＝1.5udid，Q＝-1.5udiq，并引入PI調節器，根據有功功率和無功功率的設定值可以得到電流設定值 idref＝Pref/1.5ud+[kp(Pref-P)+ki∫(Pref-P)dt] iqref＝-Qref/1.5ud+[kp(Q-Qref)+ki∫(Q-Qref)dt]； 根據直流電壓設定值，也可以得到電流設定值 idref＝[kp(Udcref-Udc)+ki∫(Udcref-Udc)dt]。
本發明的有益效果是，模塊化多電平換流器的等效電路理論模型具有三個交流輸出端，每個交流輸出端通過一個換流電抗與交流電網相連，該結構與傳統結構電壓源換流器類似。這樣可以將傳統結構電壓源換流器的控制方法直接應用到模塊化多電平換流器中。
圖1為二電平電壓源換流器的基本電路結構圖； 圖2為模塊化多電平換流器的基本電路結構圖； 圖3為模塊化多電平換流器的第一等效電路圖； 圖4為模塊化多電平換流器的第二等效電路圖； 圖5為模塊化多電平換流器的等效電路理論模型圖； 圖6為模塊化多電平換流器型直流輸電仿真系統結構圖； 圖7為模塊化多電平換流器仿真系統的整流側輸出的交流電壓圖； 圖8為模塊化多電平換流器仿真系統的整流側直流電壓圖； 圖9為模塊化多電平換流器仿真系統的逆變側有功功率圖； 圖10為模塊化多電平換流器仿真系統的逆變側無功功率圖。
具體實施例方式 矢量控制方法是傳統二電平電壓源換流器的一種常用控制方法。這里根據模塊化多電平換流器的等效電路理論模型，將一種傳統二電平電壓源換流器的矢量控制方法應用到模塊化多電平換流器中，并通過仿真驗證模塊化多電平換流器的等效電路模型的準確性和控制方法的有效性。以下結合附圖和實施例詳細描述本發明的具體實施方式
，但本發明不受所述具體實施例所限。
1.推導模塊化多電平換流器的等效電路理論模型。
模塊化多電平換流器的六個橋臂是對稱的。將六個橋臂的串聯子模塊組分別用六個等效電壓源表示，換流電抗用電感表示，這樣可以得到如圖3所示的等效電路1。由于三個相單元的對稱性，直流電流Id在三個相單元之間均分，即流過每個相單元的直流電流為Id/3，方向如圖3所示；由于上、下橋臂的對稱性，交流相電流在上、下橋臂間均分，即流過每個橋臂的交流電流為相電流的一半，方向如圖3所示(以上結論可參見‘A new Multilevel Voltage-SourcedConverter Topology for HVDC Applications，by J.Dorn，Cigre Symposium，Paris，France，2008)。運行時只有交流電流流過電感才會在電感上造成電壓降，直流電流流過電感不會在電感上造成電壓降。所以ap點和an點等電位，bp點和bn點等電位，cp點和cn點等電位。根據電路原理，在理論分析中可以將等電位點虛擬短路，從而簡化電路結構。如圖4所示將等電位點用虛線相連，這樣我們可以看到上下橋臂的換流電抗可看成是并聯關系。將兩個并聯的換流電抗合并為一個電感值為原電抗一半的新換流電抗，主電路可以進一步簡化為圖5。圖5所示的模塊化多電平換流器的等效電路理論模型具有三個交流輸出端，每個交流輸出端通過一個換流電抗與交流電網相連，該結構與傳統結構電壓源換流器類似。這樣可以將傳統結構電壓源換流器的控制方法直接應用到模塊化多電平換流器中。
2.模塊化多電平換流器等效電路理論模型的矢量控制。
根據圖5，三相abc坐標系下電壓、電流的動態表達式如下 對式(1)施加式(2)的dq0坐標變換，得到式(4) fd，q＝T(θ)fa，b，c(t)(2) 其中θ表示uq的相角，變換矩陣定義如下 使用式(2)所示的dq0變換，在穩態時有uq＝0。穩態下，圖5中A、B和C點處交流系統送入換流器的有功、無功功率可以表示為 P＝1.5udid，Q＝-1.5udiq(5) 矢量控制方法采用由內環電流控制器和外環控制器構成的雙閉環結構。其中內環電流控制器實現對三相交流電流的快速控制，外環控制器則根據不同控制目標來設計。將式(4)重寫如下 其中id，iq為狀態變量，在穩態時ud，uq為常量，在暫態時可能有擾動，vd，vq為輸入變量。從上式可見，換流器的數學模型中d，q軸變量之間存在耦合，另外還存在ud，uq擾動信號。引入電壓耦合補償項ωLid，ωLiq和交流電網電壓前饋項ud，uq。采用PI控制時，輸入變量vd，vq為 vd＝ud+ωLiq-[kp1(idref-id)+ki1∫(idref-id)dt](7) vq＝uq-ωLid-[kp2(iqref-iq)+ki2∫(iqref-iq)dt](8) 將式(7)和(8)代入式(6)中，得到 換流器的電流內環變成了兩個單輸入，單輸出系統。將vd和vq經過dq0反變換到abc坐標系下，就得到了需要換流器輸出的三相工頻交流相電壓vq，vb和vc。
內環電流控制器的作用是讓id和iq跟蹤電流設定值idref和iqref。外環控制器根據有功功率，無功功率，直流電壓等設定值，生成電流設定值idref和iqref。結合式(5)，并引入PI調節器，根據有功功率和無功功率的設定值可以得到電流設定值 idref＝Pref/1.5ud+[kp(Pref-P)+ki∫(Pref-P)dt] (11) iqref＝-Qref/1.5ud+[kp(Q-Qref)+ki∫(Q-Qref)dt](12) 根據直流電壓設定值，也可以得到電流設定值 idref＝[kp(Udcref-Udc)+ki∫(Udcref-Udc)dt](13) 3.通過仿真驗證等效電路理論模型和控制方法。
根據以上的控制策略，在PSCAD/EMTDC軟件中搭建了模塊化多電平換流器型直流輸電系統的仿真模型(仿真系統使用的調制策略和子模塊電容電壓均衡策略參見‘模塊化多電平換流器型直流輸電的調制策略’，管敏淵等，電力系統自動化[J]，2010，34(2)48-52)，其基本結構見圖6。每個橋臂有20個子模塊，子模塊電容值為3000微法，換流電抗電感值為0.04亨。整流側采用定直流電壓和定無功功率控制，逆變側采用定有功功率和定無功功率控制。整流側直流電壓設定值為400千伏，無功功率設定值為0。逆變側有功功率設定值在0.3秒時從-800兆瓦階躍到-600兆瓦，無功功率設定值在0.5秒時從50Mvar階躍到-50Mvar。圖7為ap點電壓和an點電壓，以及兩者之差。可見ap點電壓和an點電壓之差很小，所以ap點和an點可以近似地看成是等電位點，驗證了模塊化多電平換流器的等效電路理論模型的準確性。圖8到圖10分別為整流側直流電壓，逆變側有功功率和無功功率的響應情況。可見系統跟蹤直流電壓、有功功率和無功功率指令的能力很好，驗證了控制策略的有效性。
權利要求
1.一種基于等效電路模型的模塊化多電平換流器的控制方法，其特征在于，包括以下步驟
(1)推導模塊化多電平換流器的等效電路理論模型。
(2)模塊化多電平換流器等效電路理論模型的矢量控制。
(3)通過仿真驗證等效電路理論模型和控制方法。
其中，所述步驟(1)具體為模塊化多電平換流器的六個橋臂是對稱的。將六個橋臂的串聯子模塊組分別用六個等效電壓源表示，換流電抗用電感表示。由于三個相單元的對稱性，直流電流Id在三個相單元之間均分，即流過每個相單元的直流電流為Id/3；由于上、下橋臂的對稱性，交流相電流在上、下橋臂間均分，即流過每個橋臂的交流電流為相電流的一半。運行時只有交流電流流過電感才會在電感上造成電壓降，直流電流流過電感不會在電感上造成電壓降。所以ap點和an點等電位，bp點和bn點等電位，cp點和cn點等電位。根據電路原理，將等電位點虛擬短路，從而簡化電路結構。將兩個并聯的換流電抗合并為一個電感值為原電抗一半的新換流電抗，主電路進一步簡化。推導的模塊化多電平換流器的等效電路理論模型具有三個交流輸出端，每個交流輸出端通過一個換流電抗與交流電網相連
所述步驟(2)具為三相abc坐標系下電壓、電流的動態表達式如下
對上式施加式fd，q＝T(θ)fa，b，c(t)的dq0坐標變換，得到
其中，θ表示ua的相角，變換矩陣定義如下
使用式fd，q＝T(θ)fa，b，c(t)的dq0變換，在穩態時有uq＝0。穩態下，A、B和C點處交流系統送入換流器的有功、無功功率可以表示為
P＝1.5udid，Q＝-1.5udiq；
矢量控制方法采用由內環電流控制器和外環控制器構成的雙閉環結構。其中內環電流控制器實現對三相交流電流的快速控制，外環控制器則根據不同控制目標來設計。將式
重寫如下
其中，id，iq為狀態變量，在穩態時ud，uq為常量，在暫態時可能有擾動，vd，vq為輸入變量。從上式可見，換流器的數學模型中d，q軸變量之間存在耦合，另外還存在ud，uq擾動信號。引入電壓耦合補償項ωLid，ωLiq和交流電網電壓前饋項ud，uq。采用PI控制時，輸入變量vd，vq為
vd＝ud+ωLiq-[kp1(idref-id)+ki1∫(idref-id)dt]
vq＝uq-ωLid-[kp2(iqref-iq)+ki2∫(iqref-iq)dt]
將以上2式代入式
中，得到
換流器的電流內環變成了兩個單輸入，單輸出系統。將vd和vq經過dq0反變換到abc坐標系下，就得到了需要換流器輸出的三相工頻交流相電壓va，vb和vc。
內環電流控制器的作用是讓id和iq跟蹤電流設定值idref和iqref。外環控制器根據有功功率，無功功率，直流電壓等設定值，生成電流設定值idref和iqref。結合式P＝1.5udid，Q＝-1.5udiq，并引入PI調節器，根據有功功率和無功功率的設定值可以得到電流設定值
idref＝Pref/1.5ud+[kp(Pref-P)+ki∫(Pref-P)dt]
iqref＝-Qref/1.5ud+[kp(Q-Qref)+ki∫(Q-Qref)dt]；
根據直流電壓設定值，也可以得到電流設定值
idref＝[kp(Udcref-Udc)+ki∫(Udcref-Udc)dt]。
全文摘要
本發明公開了一種基于等效電路模型的模塊化多電平換流器的控制方法。模塊化多電平換流器具有六個交流輸出端和六個換流電抗。根據對稱性分析可知每相的兩個交流輸出端是等電位點，理論分析中可以將等電位點虛擬短路。這樣，每相的兩個換流電抗是一種并聯關系，可以合并為一個電抗。這樣得到了模塊化多電平換流器的虛擬等效電路模型，它只有三個交流輸出端和三個換流電抗，其結構與二電平換流器等傳統電壓源換流器類似，這樣可以將傳統電壓源換流器的控制方法直接應用到模塊化多電平換流器中。
文檔編號H02M7/44GK101814853SQ20101015820
公開日2010年8月25日 申請日期2010年4月27日 優先權日2010年4月27日
發明者徐政, 管敏淵 申請人:浙江大學