專利名稱：電壓變換裝置、方法及供電系統的制作方法
技術領域：
本發明涉及供電領域，特別涉及一種電壓變換裝置、方法及供電系統。
背景技術：
多路輸出調壓技術主要是在雙發射射頻模塊不等功率配置場景下有功耗收益， 提高供電效率，隨著MSR(Multiple Services Routers，多業務開放路由器)多模協議和 RAN (Radio Access Network，無線接入網絡)共享的成功案例的出現，等效的存在雙路或多 路電源調壓此電路的技術需求，而現有的單路輸出電源是無法滿足的，采用單路電源供電 同時還存在中頻供電可靠性問題，一旦電源出現問題，整個模塊都不能正常工作，而采用多 路輸出架構，可以通過合路給中頻供電，一路異常還可以維持射頻模塊繼續工作。現有技術中的一種多路輸出電路如圖1所示，在該電路中虛線框12為固定占空比 的半橋電路，虛線框14和虛線框16為兩個BUCK(降壓變換)電路，采用同步后沿調制。在 該方案中前后級工作需要同步信號控制，如通過圖1中的同步電路50產生與前級的控制電 路32同步的同步信號，來控制后級的控制電路40和42與前級的控制電路32進行同步，需 要同步的方波電壓。現有技術中的這種多路輸出電路，在電壓變換時需要通過同步信號才能正常工 作，易受干擾。
發明內容
本發明實施例提供了 一種電壓變換裝置、方法及供電系統，以減少在進行電壓變 換時受的干擾。本發明實施例提供了一種電壓變換裝置，包括第一變壓模塊，用于對輸入的直流電壓進行前級變壓，輸出隔離直流電壓，所述前 級變壓包括將輸入的直流電壓轉換為待變交流電壓的原邊變換，所述原邊變換的工作周期 包括上半周期和下半周期，上半周期與下半周期相互切換之間存在死區時間；電容濾波模塊，用于在所述死區時間對所述隔離直流電壓進行電容濾波補償，輸 出穩定的中間直流電壓；第二變壓模塊，用于對所述中間直流電壓進行至少兩路獨立的后級變壓，輸出至 少兩路負載所需的直流電壓。本發明實施例提供了一種電壓變換方法，包括對輸入的直流電壓進行前級變壓，輸出隔離直流電壓，所述前級變壓包括將輸入 的直流電壓轉換為待變交流電壓的原邊變換，所述原邊變換的工作周期包括上半周期與下 半周期，上半周期與下半周期相互切換之間存在死區時間；在所述死區時間對所述隔離直流電壓進行濾波補償，輸出穩定的中間直流電壓；對所述中間直流電壓進行至少兩路獨立的后級變壓，輸出至少兩路負載所需的直 流電壓。
本發明實施例提供了一種供電系統，包括至少兩路負載，還包括為所述至少兩路 負載供電的電壓變換裝置；所述電壓變換裝置用于對輸入的直流電壓進行前級變壓，輸出隔離直流電壓，所 述前級變壓包括將輸入的直流電壓轉換為待變交流電壓的原邊變換，所述原邊變換的工作 周期包括上半周期和下半周期，上半周期與下半周期相互切換之間存在死區時間；在所述 死區時間對所述隔離直流電壓進行電容濾波補償，輸出穩定的中間直流電壓；對所述中間 直流電壓進行至少兩路獨立的后級變壓，輸出所述至少兩路負載所需的直流電壓。本發明實施例通過以上技術方案，在前級變壓過程中的原邊變換的死區時間，對 經過前級變壓后輸出的隔離直流電壓直接通過濾波電容進行電容濾波補償，可以得到的穩 定的中間直流電壓作為后級的輸入電壓，這樣后級可以不用和前級進行同步而實現多路輸 出，實現前后級工作方式解耦，減少了電壓變換時受干擾的程度。
為了更清楚地說明本發明實施例或現有技術中的技術方案，下面將對實施例或現 有技術描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本 發明的一些實施例，對于本領域普通技術人員來講，在不付出創造性勞動性的前提下，還可 以根據這些附圖獲得其他的附圖。圖1現有技術種的一種多路輸出電路結構圖；圖2本發明實施例的一種電壓變換方法的流程圖；圖3本發明實施例的一種電壓變換方法的流程圖；圖4本發明實施例的一種電壓變換裝置的結構圖；圖5本發明實施例的一種電壓變換模塊的結構圖；圖6本發明實施例的一種電壓變換裝置的結構圖；圖7本發明實施例的一種電壓變換裝置的結構圖；圖8本發明實施例的一種驅動時序圖；圖9本發明實施例的一種驅動時序圖；圖10本發明實施例的一種供電系統的結構圖。
具體實施例方式下面將結合本發明實施例中的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完 整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基于 本發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創造性勞動前提下所獲得的所有其他 實施例，都屬于本發明保護的范圍。如圖2所示，本發明實施例提供一種電壓變換方法，包括S101，對輸入的DC(Direct Current，直流)電壓進行前級變壓，輸出隔離直流壓 電壓；前級變壓包括將輸入的直流電壓轉換為待變交流電壓的原邊變換，原邊變換的工作 周期包括上半周期和下半周期，上半周期與下半周期相互切換之間存在死區時間。在一個實施例中，上半周期與下班周期的相互切換可以是，一個工作周期中，上半 周期向下半周期切換；在另一個實施例中，還可以是，一個工作周期的下半周期向另一個工作周期的上半周期進行切換，本發明實施例不做特別的限定。S102，在上述死區時間對輸出的隔離直流壓電壓進行電容濾波補償，輸出穩定的 中間DC電壓；在一個實施例中，在步驟S101輸出隔離直流電壓后，對隔離直流電壓直接進行不 需要電感的電容濾波，對隔離直流電壓進行電容濾波補償，輸出穩定的中間DC電壓。在原邊變換的死區時間，通過濾波電容進行濾波補償，可以濾除原邊變換在死區 時間時產生的電壓紋波(此電壓紋波可以導致上半周期切換到下半周期的輸出電壓進行 跳變)，輸出穩定的中間直流電壓。在一個實施例中，濾波電容在原邊變換的工作時間(非死區時間)充電，在原邊變 換的死區時間，通過釋放充電得到的能量對隔離直流電壓進行電容濾波補償，可以濾除原 邊變換在死區時間時產生的電壓紋波(此電壓紋波可以導致上半周期切換到下半周期的 輸出電壓進行跳變)，輸出穩定的中間直流電壓。S103，對中間DC電壓進行至少兩路獨立的后級變壓，輸出至少兩路負載所需的DC 電壓。本發明實施例通過以上技術方案，在前級變壓過程中的原邊變換的死區時間，對 經過前級變壓后輸出的隔離直流電壓直接通過濾波電容進行電容濾波，通過上述濾波電容 可以得到的穩定的中間DC電壓，使后級可以不用和前級進行同步而實現多路輸出，實現前 后級工作方式解耦，減少了電壓變換時受干擾的程度。如圖3所示，本發明實施例提供一種電壓變換方法，包括S110，對輸入的DC電壓進行原邊變換，輸出待變交流電壓；原邊變換的工作周期 包括上半周期和下半周期，上半周期與下半周期相互切換之間存在死區時間。在一個實施例中，上半周期與下班周期的相互切換可以是，一個工作周期中，上半 周期向下半周期切換；在另一個實施例中，還可以是，一個工作周期的下半周期向另一個工 作周期的上半周期進行切換，本發明實施例不做特別的限定。在一個實施例中，死區時間會導致上半周期的輸出電壓和下半周期的輸出電壓相 對來說，會出現跳變。在一個實施例中，可以通過固定占空比的前級PWM(Pulse WidthModulation，脈沖 寬度調制)信號驅動由 M0SFET(Metal Oxide SemiconductorField Effect Transistor，金 屬氧化物半導體場效應管)接成的全橋電路來對輸入的DC電壓進行原邊變換。在一個實 施例中可以通過電壓前饋變頻控制上述前級PWM控制信號的占空比接近50 %，也就是說， 前級PWM信號的占空比與50%的差的絕對值不為零，且在預設的范圍之內。在實際應用中， 可以控制上述前級PWM信號的占空比為48 %、49 %或者51 %等。通過控制上述前級PWM信 號的占空比接近50%，可以令死區時間較小。在一個實施例中，可以通過固定占空比的前級PWM信號驅動半橋電路或者推挽電 路等方式來對輸入的DC電壓進行原邊變換。S120，對待變交流電壓進行隔離變壓，輸出方波電壓；在一個實施例中，可以通過隔離變壓器對待變交流電壓進行隔離變壓，得到方波 電壓，該方波電壓為隔離交流電壓。S130，對方波電壓進行同步整流，濾除諧波分量，輸出隔離直流電壓；
在一個實施例中，對方波電壓進行同步整流，是為了濾除諧波分量，輸出隔離直流 電壓；S140，在上述死區時間對隔離直流電壓進行電容濾波補償，輸出穩定的中間DC電 壓；在一個實施例中，在原邊全橋電路的死區時間，利用濾波電容對隔離直流電壓進 行濾波補償，可以提供一定的能量，從而維持直流電壓輸出，輸出穩定的中間DC電壓。在S110中提到，在一個實施例中可以通過電壓前饋變頻控制前級PWM控制信號的 占空比接近50%，也就是說，前級PWM信號的占空比與50%的差的絕對值不為零，且在預設 的范圍之內。在實際應用中，可以控制上述前級PWM信號的占空比為48%、49%或者51 % 等。通過控制上述前級PWM信號的占空比接近50%，可以令死區時間較小。這樣，對前級原 邊整流輸出的隔離直流電壓只需要容量很小濾波電容進行濾波，不需要額外的濾波電感。 例如在一個實施例中，濾波電容的容量在10uf以下。S150，對中間DC電壓進行至少兩路獨立的后級變壓，輸出至少兩路負載所需的DC 電壓。在一個實施例中可以根據后級變壓后輸出的DC電壓，動態調整控制后級變壓的 后級PWM信號(例如，根據輸出電壓動態調整后級PWM信號的占空比或者相位或者頻率 等)，實現對兩路獨立的后級變壓進行交錯控制。本發明實施例通過以上技術方案，在前級變壓過程中的原邊變換的死區時間，對 經過前級變壓后輸出的隔離直流電壓直接通過濾波電容進行電容濾波補償，通過上述濾波 電容可以得到的穩定的中間DC電壓，使后級可以不用和前級進行同步而實現多路輸出，實 現前后級工作方式解耦，減少了電壓變換時受干擾的程度。進一步地，通過固定占空比的 前級PWM信號控制前級原邊變換工作在接近50%的固定占空比，前級死區時間很短，對前 級原邊整流輸出的隔離直流電壓只需要容量很小濾波電容進行濾波，不需要額外的濾波電 感，縮小了電路空間。如圖4所示，本發明實施例提供一種電壓變換裝置，包括第一變壓模塊310，用于對輸入的DC電壓進行前級變壓，輸出隔離直流壓電壓；前 級變壓包括將輸入的直流電壓轉換為待變交流電壓的原邊變換，原邊變換的工作周期包括 上半周期與下半周期，上半周期與下半周期相互切換之間存在死區時間。在一個實施例中，上半周期與下班周期的相互切換可以是，一個工作周期中，上半 周期向下半周期切換；在另一個實施例中，還可以是，一個工作周期的下半周期向另一個工 作周期的上半周期進行切換，本發明實施例不做特別的限定。電容濾波模塊320，用于在上述死區時間對上述隔離直流壓電壓進行電容濾波補 償，輸出中間DC電壓；在一個實施例中，在原邊全橋電路的死區時間，利用電容濾波模塊320對隔離直 流電壓進行濾波補償，可以提供一定的能量，從而維持直流電壓輸出，輸出穩定的中間DC 電壓。第二變壓模塊330，用于對中間DC電壓進行至少兩路獨立的后級變壓，輸出至少 兩路負載所需的DC電壓。在一個實施例中，第二變壓模塊330可以包括至少兩個電壓變換電路，
在本實施例中，上述至少兩個電壓變換電路中的任一個變換電路通常為降壓變換 BUCK電路，在某些情況下也可以由升壓變換BOOST電路擔任，但是由于BUCK電路的紋波較 小，也比較容易控制，所以使用比較廣泛，在本實施例中將重點以BUCK電路為例進行描述。本發明實施例通過以上技術方案，在前級變壓過程中的原邊變換的死區時間，對 經過前級變壓后輸出的隔離直流電壓直接通過濾波電容進行電容濾波補償，通過上述濾波 電容可以得到的穩定的中間DC電壓，使后級可以不用和前級進行同步而實現多路輸出，實 現前后級工作方式解耦，減少了電壓變換時受干擾的程度。如圖5所示，在一個實施例中第一電壓變換模塊310可以包括原邊變換單元311，用于對輸入的DC電壓進行原邊變換，輸出待變交流電壓；原邊 變換單元的工作周期包括上半周期和下半周期，上半周期和下半周期相互切換之間存在死 區時間。在一個實施例中，原邊變換單元311可以為全橋電路；在一個實施例中，可以通過 固定占空比的前級PWM信號控制全橋電路來對輸入的DC電壓進行前級原邊整流。在一個 實施例中可以通過電壓前饋變頻控制上述前級PWM控制信號的占空比為接近50 %。在實際 應用中，可以控制上述PWM控制信號的占空比為48 %、49 %或者51 %等。通過控制上述前 級PWM信號的占空比接近50%，可以另死區時間較小(也就是說，此時第一電壓變換模塊工 作的占空比控制在接近50 % )。此時，相應地，所述電容濾波模塊320由小容量濾波電容構 成，例如在一個實施例中，濾波電容的容量在10uf以下。在一個實施例中，原邊變換單元311還可以為半橋電路；在一個實施例中，原邊變 換單元311還可以為推挽電路。在一個實施例中，可以通過固定占空比的前級PWM信號控 制半橋電路或推挽電路來對輸入的DC電壓進行前級原邊整流。在一個實施例中可以通過 電壓前饋變頻控制上述前級PWM控制信號的占空比為接近50 %。在實際應用中，可以控制 上述PWM控制信號的占空比為48 %、49 %或者51 %等。通過控制上述前級PWM信號的占空 比接近50 %，可以另死區時間較小，此時，相應地，所述電容濾波模塊320由小容量濾波電 容構成。例如在一個實施例中，濾波電容的容量在10uf以下。需要說明的是，原邊變換單元311的上半周期和下半周期是指全橋電路、半橋電 路和推挽電路的工作周期的上半周期和下半周期，上半周期和下半周期相互切換之間存在 死區時間。變壓單元312，用于對待變交流電壓進行隔離變壓，輸出方波電壓，該方波電壓為 隔離交流電壓；在一個實施例中，變壓單元312的具體形式可以為隔離變壓器。整流單元313，用于對方波電壓進行同步整流，濾除諧波分量，輸出隔離直流電壓。在一個實施例中，對方波電壓(即，隔離交流電壓)進行同步整流，是為了濾除諧 波分量，輸出隔離直流電壓；本發明實施例通過以上技術方案，在前級變壓過程中的原邊變換的死區時間，對 經過前級變壓后輸出的隔離直流電壓直接通過濾波電容進行電容濾波補償，通過上述濾波 電容可以得到的穩定的中間DC電壓，使后級可以不用和前級進行同步而實現多路輸出，實 現前后級工作方式解耦，減少了電壓變換時受干擾的程度。進一步地，通過固定占空比的 前級PWM信號控制前級原邊變換工作在接近50%的固定占空比，前級死區時間很短，對前
8級原邊整流輸出的隔離直流電壓只需要容量很小濾波電容進行濾波，不需要額外的濾波電感，縮小了電路空間。如圖6所示，本發明實施例提供一種電壓變換裝置，包括變壓器T1，全橋電路Q1，整流電路P1，濾波電容C1，以及兩個獨立的BUCK變壓電 路J1和J2。具體地，根據圖6:在變壓器T1的輸入側(即，原邊)的全橋電路Q1由4個MOSFET :QlpQ2p，Q3p Q4p 接成。其中，Q2p，Q3p為一對同時導通的橋臂，Qlp，Q4p為另一對共同導通的橋臂。全橋電 路Q1對輸入的DC電壓進行原邊變換，輸出待變交流電壓；在一個實施例中，全橋電路Q1的 原邊對輸入的DC電壓進行開關變換，將輸入的DC電壓變為交流電壓，即待變交流電壓。需 要說明的是，全橋電路Q1的工作周期包括上半周期和下半周期。在上半周期，Qlp和Q4p導 通，在下半周期Q2p和Q3p導通，通過上半周期和半周期，可以將輸入的直流電壓變為待變 交流電壓。需要說明的是，在上半周期和下半周期相互切換之間存在死區時間，即，在一個 工作周期中，從上半周期切換到下半周期時，并不是立刻切換的，而是有一個死區時間，在 這個死區時間內，全橋電路的M0S管并不導通。或者，在另一個實施例中，從一個工作周期 的下半周期切換到另一個工作周期的上半周期時，并不是立刻切換的，而是有一個死區時 間，在這個死區時間內，全橋電路的M0S管并不導通。變壓器T1對全橋電路Q1輸出的待變交流電壓進行隔離變壓，輸出方波電壓，該方 波電壓為隔離交流電壓；在一個實施例中，變壓器T1為隔離變壓器。整流電路P1對變壓器T1輸出的方波電壓進行同步整流，濾除高頻紋波(即，諧波 分量)，輸出隔離直流電壓；圖6中，整流電路P1由兩個全橋同步整流管第一同步整流管 Q1SR和第二同步整流管Q2SR接成。在一個實施例中，第一同步整流管Q1SR和第二同步整 流管Q2SR可以為M0SFET。在本實施例中，Q1SR的柵極連接到Q2SR的漏極，組成自驅動整 流電路，利用變壓器T1自身繞組產生同步整流驅動信號。由于Q2SR的柵極連接到了 Q1SR 的漏極(也就是變壓器T1的輸出端)，本實施例中的自驅動時序同步于變壓器T1的輸出 信號。Q2SR，同樣為類似自驅動連接，Q1SR的柵極連接到了 Q2SR的漏極。當然可以理解的 是，在另一個實施例中，Q1SR和Q2SR也可以采用它驅方式，采用它驅方式的時候驅動時序 于自驅動時序保持相同。整流電路P1對方波電壓(即，隔離交流電壓)進行同步整流后，輸出隔離直流電 壓。在一個實施例中，整流電路P1對方波電壓(即，隔離交流電壓)進行同步整流，是為了 濾除諧波分量，輸出隔離直流電壓。利用濾波電容C1對隔離直流電壓進行直接濾波，輸出穩定的中間DC電壓。圖6中，變壓器T1輸出的方波電壓經同步整流后直接連接濾波電容C1進行濾波， 濾波電容C1對隔離直流電壓進行濾波補償，維持直流輸出，輸出中間DC電壓。在原邊全橋電路的死區時間，全橋電路的M0S管并不導通，此時就會造成全橋電 路輸出跳變的情況，即上半周期的輸出電壓和下半周期的輸出電壓相比來說會有一個跳 變，這樣后級BUCK變壓電路J1和J2就沒有足夠穩定輸入電壓，而本實施例中，通過濾波電 容C1隔離直流電壓進行濾波補償，可以提供一定的能量，從而維持直流電壓輸出，在原邊 全橋電路工作存在死區時間，通過濾波電容進行濾波補償，可以濾除原邊全橋電路工作在 死區時間時產生的電壓紋波(此電壓紋波可以導致上半周期和下半周期進行相互切換時，輸出電壓進行跳變)，輸出穩定的中間直流電壓。在本實施例中，濾波電容C1在非死區時間(如，上半周期或者下半周期)利用整 流電路P1的輸出電壓進行充電，在全橋電路Q1的死區時間，這時整流電路P1的輸出電壓 (隔離直流電壓)就會發生跳變，此時，由于電壓不穩定(跳變引起的)，濾波電容就會釋放 之前充電吸收的能量，對隔離直流電壓進行濾波補償，輸出穩定的中間直流電壓。中間DC電壓經過兩個獨立的BUCK變換電路，如第一 BUCK變換電路J1和第二 BUCK 變換電路J2，輸出兩路負載所需的不同DC電壓。圖6中，MOSFET Q1B1和MOSFET Q2B1組 成一個BUCK變換電路，電感L1、電容C2用于對該BUCK變換電路的輸出進行濾波。同樣， MOSFET Q1B2和MOSFET Q2B2組成另一個BUCK變換電路，電感L2、電容C3用于對該BUCK 變換電路的輸出進行濾波。根據圖6，在一個實施例中，該電壓變換裝置還包括兩個PWM控制器，第一 PWM控 制器61和第二 PWM控制器62。由于有兩個控制環路，每個BUCK變換電路可以獨立調節輸 出電壓及其它保護功能。根據圖6，MOSFET Q1B1和MOSFET Q2B1分別接到第一 PWM控制 器61的OUT H和OUT 1引腳。MOSFET Q1B2和MOSFET Q2B2分別接到第二 PWM控制器62 的OUT H和OUT 1引腳。每個PWM控制器的反饋輸入端(F/B端)還與每個BUCK變換電路 的輸出端相連，例如，第一 PWM控制器61的F/B端和第一 BUCK變換電路J1的輸出端的分 壓電阻R1相連，第二 PWM控制器62的F/B端和第二 BUCK變換電路J2的輸出端的分壓電 阻R2相連。這樣PWM控制器就可已根據每個BUCK變換電路的輸出電壓動態調整控制每個 BUCK變換電路的PWM信號(例如，根據輸出電壓動態調整PWM信號的占空比或者相位或者 頻率等)，從而實現對BUCK變換電路的交錯控制。在一個實施例中控制BUCK變換電路的 PWM信號可以采用后沿調制；在一個實施例中控制BUCK變換電路的PWM信號還可以采用前 沿調制。PWM控制器也可以產生固定占空比的前級PWM信號(例如提供占空比為接近50% 的固定占空比的前級PWM信號)，然后可以通過隔離單元60和驅動單元70驅動原邊的 MOSFET :Qlp, Q2p，Q3p，Q4p的柵極控制各柵極導通，使原邊全橋電路Q1工作在固定占空比 (如，接近50%的固定占空比)。當然很好理解的是，在一個實施例中，固定占空比的前級 PWM信號也可以由單獨的脈沖信號產生單元產生，也可以像上述本實施例中由前級PWM控 制器一并產生。在本實施例中，因為PWM控制器放在副邊，因此隔離單元60的作用就是將 產生的規定占空比的前級PWM信號傳遞到原邊。驅動單元70的作用是將隔離單元60傳遞 過來的固定占空比的前級PWM信號進行放大。當然，在另一個實施例中，該電壓變換裝置也 可以不包括隔離單元60。而且，由于原邊全橋電路工作在接近50%的固定占空比，死區時間很短，這樣依靠 變壓器T1自身的漏感，就只需要容量很小的濾波電容C1對隔離直流電壓進行濾波補償，而 不需要額外的濾波電感，縮小了電路的空間。例如在一個實施例中，濾波電容C1的容量在 10uf以下。如圖中的虛線示，上述PWM控制器可以通過將輸入電壓VIN端連接到濾波電容C1 的上端，通過測量得到濾波電容C1的輸出電壓，再根據此輸出電壓，可以計算出變壓器T1 的原邊電壓，從而可以動態的調節前級PWM信號的頻率，從而調節原邊全橋的工作頻率，控 制變壓器T1的交變磁通，進一步減小前級的磁芯損耗，擴大前級固定占空比諧振拓撲的輸入電壓工作范圍。當然，可以理解的是，在另一個實施例中，還可以根據輔助電源或則其他方式檢測 得到濾波電容C1的輸出電壓，再根據此輸出電壓，計算出變壓器T1的原邊電壓根據。變壓 器T1的原邊電壓可以動態的調節前級PWM信號的頻率，從而調節原邊全橋的工作頻率。在一個實施例中，上述固定占空比的前級PWM信號的占空比可以為接近50%，即 前級PWM信號的占空比與50%的差的絕對值不為零，且在預設的范圍之內。在實際應用前 級PWM信號的占空比可以為49%的固定占空比、48%的固定占空比或者53%的固定占空比寸。當然可以理解的是，在一個實施例中，還可以將上述兩個PWM控制器集成在一個 芯片里面。另外如圖7所示，在另一個實施例中，圖6中的兩路輸出可以并聯在一起并聯工作 模式下，這時兩路各自的濾波電感L1和L2可以為耦合電感，當并聯在一起時，兩路輸出電 壓相同。如圖8所示，本實施例提供一種Qlp Q4p的驅動時序圖。根據圖8，原邊全橋整流 電路中的Qlp、Q2p、Q3p和Q4p工作在接近50%的固定占空比(圖8中的占空比為49% )， 其中Qlp和Q4p為同一驅動時序，Q2p與Q3p為同一驅動時序，Qlp與Q3p為互補對稱控制。如圖9所示，本實施例提供一種Q1B1和Q1B2的驅動時序圖。根據圖8，兩路BUCK 變換電路的上管Q1B1和Q1B2驅動移相180度，從而能使兩路BUCK實現交替工作，減小一 次測輸入反射電流紋波。可以理解的是，在一個實施例中，如果負載為3路，相應的就需要3路BUCK變換電 路來輸出3路負載所需的不同DC電壓。這時，可以通過PWM信號控制3路BUCK變換電路 的上管驅動互相移相120度，從而能使3路BUCK變換電路實現交替工作。當然很好理解的是，圖6和圖7對應的實施例給出了負載為兩路時的情況，當負載 為多路(如3路或者4路)時，采用的技術方案和兩路時類似，并沒有實質的改變，在此不 再贅述。本發明實施例通過以上技術方案，通過PWM控制器使原邊全橋電路工作在接近 50%的固定占空比，死區時間很短，依靠變壓器T1自身的漏感，輸出只需要容量很小濾波 電容，不需要額外的濾波電感，縮小了電路空間；電路中有了輸出電容C1后，在死區時間， 通過C1上得到的穩定的中間DC電壓，后級可以實現多路輸出，而不用和前級進行同步，可 以實現前后級工作方式解耦。通過多個PWM控制器實現交錯PWM后沿調制工作方式；該PWM 控制器還可以通過C1或者輔助電源或則其他方式得到變壓器T1得原邊電壓VIN，根據得到 的輸入電壓VIN，動態的調節前級原邊全橋的工作頻率，控制變壓器T1的交變磁通，進一步 減小前級的磁芯損耗，擴大前級固定占空比諧振拓撲的輸入電壓工作范圍。如圖10所示，本發明實施例提供一種供電系統，包括電壓變換裝置10和至少兩 路負載，為方便描述，圖10中給出了負載為兩路(負載20和負載30)時的結構圖，當負載 為多路時，不影響本發明的實質。電壓變換裝置10，用于對輸入的DC電壓進行前級變壓，輸出隔離直流壓電壓；前 級變壓包括將輸入的直流電壓轉換為待變交流電壓的原邊變換，所述原邊變換的工作周期 包括上半周期和下半周期，上半周期與下半周期相互切換之間存在死區時間；在死區時間
11對輸出的隔離直流壓電壓進行電容濾波補償，輸出穩定的中間DC電壓；對中間DC電壓進行至少兩路獨立的后級變壓，輸出兩路負載(負載20和負載30)所需的DC電壓。當負載為多路(如3路或者4路)時，采用的技術方案和兩路時類似，并沒有實質的改變，在此不再贅述。電壓變換裝置10的結構和功能可以如上述任一實施例所述，在此不再贅述。本發明實施例通過以上技術方案，在前級變壓過程中的原邊變換的死區時間，對經過前級變壓后輸出的隔離直流電壓直接通過濾波電容進行電容濾波，通過上述濾波電容 可以得到的穩定的中間DC電壓，使后級可以不用和前級進行同步而實現多路輸出，實現前 后級工作方式解耦，減少了電壓變換時受干擾的程度。以上所述僅為本發明的幾個實施例，本領域的技術人員依據申請文件公開的可以對本發明進行各種改動或變型而不脫離本發明的精神和范圍。
權利要求
一種電壓變換裝置，其特征在于，包括第一變壓模塊，用于對輸入的直流電壓進行前級變壓，輸出隔離直流電壓，所述前級變壓包括將輸入的直流電壓轉換為待變交流電壓的原邊變換，所述原邊變換的工作周期包括上半周期和下半周期，上半周期與下半周期相互切換之間存在死區時間；電容濾波模塊，用于在所述死區時間對所述隔離直流電壓進行電容濾波補償，輸出穩定的中間直流電壓；第二變壓模塊，用于對所述中間直流電壓進行至少兩路獨立的后級變壓，輸出至少兩路負載所需的直流電壓。
2.如權利要求1所述的電壓變換裝置，其特征在于，所述第一變壓模塊包括原邊變換單元，用于對輸入的直流電壓進行原邊變換，輸出待變交流電壓；變壓單元，用于對所述待變交流電壓進行隔離變壓，輸出方波電壓，所述方波電壓為隔 離交流電壓；整流單元，用于對所述方波電壓進行同步整流，輸出隔離直流電壓。
3.如權利要求2所述的電壓變換裝置，其特征在于，所述原邊變換單元為全橋電路、半 橋電路或者推挽電路的一種，所述原邊變換過程中上半周期與下半周期指全橋電路、半橋 電路或推挽電路工作周期的上半周期與下半周期。
4.如權利要求3所述的電壓變換裝置，其特征在于，所述裝置還包括PWM控制器，所述 PWM控制器用于產生驅動所述全橋電路、半橋電路或者推挽電路的固定占空比的前級PWM 信號，所述前級PWM控制信號的占空比控制在接近50 %，所述電容濾波模塊由小容量濾波 電容構成。
5.如權利要求4所述的電壓變換裝置，其特征在于，所述第二變壓模塊包括至少兩個 電壓變換電路，所述至少兩個電壓變換電路中的任一個變換電路為降壓變換電路。
6.如權利要求5所述的電壓變換裝置，其特征在于，所述PWM控制器還用于產生驅動所 述至少兩個電壓變換電路的后級PWM信號，所述PWM控制器根據所述至少兩個電壓變換電 路的輸出電壓動態調整所述后級PWM信號。
7.如權利要求2所述的電壓變換裝置，其特征在于，所述整流單元包括第一同步整流 管和第二同步整流管，所述第一同步整流管的柵極連接到所述第二同步整流管的漏極，所 述第二同步整流管的柵極連接到所述第一同步整流管的漏極。
8.一種電壓變換方法，其特征在于，包括對輸入的直流電壓進行前級變壓，輸出隔離直流電壓，所述前級變壓包括將輸入的直 流電壓轉換為待變交流電壓的原邊變換，所述原邊變換的工作周期包括上半周期與下半周 期，上半周期與下半周期相互切換之間存在死區時間；在所述死區時間對所述隔離直流電壓進行濾波補償，輸出穩定的中間直流電壓；對所述中間直流電壓進行至少兩路獨立的后級變壓，輸出至少兩路負載所需的直流電壓。
9.如權利要求8所述的電壓變換方法，其特征在于，所述對輸入的直流電壓進行前級 變壓，輸出隔離直流電壓，包括對輸入的直流電壓進行原邊變換，輸出待變交流電壓；對所述待變交流電壓進行隔離變壓，輸出方波電壓，所述方波電壓為隔離交流電壓；對所述方波電壓進行同步整流，輸出隔離直流電壓。
10.如權利要求8或9所述的電壓變換方法，其特征在于，所述原邊變換的驅動信號為 固定占空比的前級脈沖寬度調制PWM信號。
11.如權利要求8或9所述的電壓變換方法，其特征在于，所述對輸入的直流電壓進行 原邊變換是通過全橋電路、半橋電路或推挽電路將輸入的直流電壓變為待變交流電壓，所 述原邊變換過程中上半周期與下半周期指全橋電路、半橋電路或推挽電路工作周期的上半 周期與下半周期。
12. 一種供電系統，包括至少兩路負載，其特征在于，還包括為所述至少兩路負載供電 的電壓變換裝置；所述電壓變換裝置用于對輸入的直流電壓進行前級變壓，輸出隔離直流電壓，所述前 級變壓包括將輸入的直流電壓轉換為待變交流電壓的原邊變換，所述原邊變換的工作周期 包括上半周期和下半周期，上半周期與下半周期相互切換之間存在死區時間；在所述死區 時間對所述隔離直流電壓進行電容濾波補償，輸出穩定的中間直流電壓；對所述中間直流 電壓進行至少兩路獨立的后級變壓，輸出所述至少兩路負載所需的直流電壓。
13.如權利要求12所述的供電系統，其特征在于，所述電壓變換裝置具體用于第一變壓模塊，用于對輸入的直流電壓進行前級變壓，輸出隔離直流電壓，所述前級變 壓包括將輸入的直流電壓轉換為待變交流電壓的原邊變換，所述原邊變換的工作周期包括 上半周期和下半周期，上半周期與下半周期相互切換之間存在死區時間；電容濾波模塊，用于在所述死區時間對所述隔離直流電壓進行電容濾波補償，輸出穩 定的中間直流電壓；第二變壓模塊，用于對所述中間直流電壓進行至少兩路獨立的后級變壓，輸出至少兩 路負載所需的直流電壓。
14.如權利要求12所述的供電系統，其特征在于，所述第一變壓模塊工作的占空比控 制在接近50 %，所述電容濾波模塊由小容量濾波電容構成。
全文摘要
本發明實施例公開了一種電壓變換裝置，包括第一變壓模塊，用于對輸入的直流電壓進行前級變壓，輸出隔離直流電壓，所述前級變壓包括將輸入的直流電壓轉換為待變交流電壓的原邊變換，所述原邊變換的工作周期包括上半周期和下半周期，上半周期與下半周期間相互切換之間存在死區時間；電容濾波模塊，用于在所述死區時間對所述隔離直流電壓進行電容濾波補償，輸出穩定的中間直流電壓；第二變壓模塊，用于對所述中間直流電壓進行至少兩路獨立的后級變壓，輸出至少兩路負載所需的直流電壓。本發明實施例還公開了一種電壓變換方法和供電系統，通過本發明實施例公開的技術方案，可以實現前后級工作方式解耦，減少了電壓變換時受干擾的程度。
文檔編號H02M3/335GK101800476SQ20101014232
公開日2010年8月11日 申請日期2010年4月1日 優先權日2010年4月1日
發明者劉志華, 劉旭君, 景遐明, 樊曉東 申請人:華為技術有限公司