專利名稱：一種大負載電流范圍的dc-dc控制電路的制作方法
技術領域：
本發明屬于模擬集成電源芯片技術領域，是一種環路控制電路，可應用于各類降 壓型DC-DC、升壓型DC-DC等控制系統中。
背景技術：
目前電源類模擬IC的應用越來越廣泛，對其要求也越來越高，要求它具有效率 高、電壓紋波低、瞬態響應快和負載范圍大等特點。 傳統的DC-DC控制電路如圖1所示，為了使輸出電壓紋波盡可能的小，芯片應該工 作在P麗模式下，但是，當電流負載范圍擴大，比如100mA 3. 6A，那么電感的平均電流的范 圍是100mA 3. 6A，最大值是最小的36倍。同理電感電流按比例采樣后，其最大值也是最 小值的36倍，但是采樣電流經電阻轉化為電壓后，與斜坡電壓V，p之和卻必須控制在一定 的范圍內(在便攜式產品應用中，通常控制大約在200mV 2V范圍以內)，否則無法保持 電路的穩定。顯然采樣電流范圍過大與電流轉化為電壓的范圍受限存在矛盾。因此目前的 DC-DC芯片的負載電流范圍一般是控制在100mA 700mA。當低于100mA時采用PFM模式， 高于700mA時則無法保證電路工作在P麗模式，這樣輸出電壓紋波增加。
發明內容
本發明目的是針對現有的降壓型DC-DC技術存在的缺陷提供一種大負載電流范 圍的DC-DC控制電路，使得芯片能在大負載電流范圍內穩定的工作，保持低的電壓紋波。
本發明為實現上述目的，采用如下技術方案 本發明一種大負載電流范圍的DC-DC控制電路，包括P型功率管MP、 P型功率管 的采樣電流管MPS、電流檢測電阻Rsense、 N型功率管麗、電感L、負載R。負載電容C。分 壓電阻Rp !^、誤差放大器ea、誤差放大器的檢測電路ea sensor、第一比較器comp、將電 流轉化為電壓的電阻R3、 RS觸發器、緩沖電路bufferl、 buffer2、電流轉化電路current convertor、電壓電流轉化電路V-I converter、求和運算器和電流檢測放大器amp ;其中 求和運算器的輸入端分別接電壓電流轉化電路V-I converter的輸出端和給定鋸齒波電 流I，p，求和運算器的輸出端串接電流轉化電路current converter后分別接第一比較器 comp的正輸入端和電阻R3的一端，電阻R3的中間端接誤差放大器的檢測電路easensor的 輸出端，電阻R3的另一端接地，誤差放大器的檢測電路ea sensor的輸入端分別接誤差放 大器ea的輸出端和第一比較器comp的負輸入端，第一比較器comp的輸出端接RS觸發器 的R端，RS觸發器的S端接外部時鐘信號，RS觸發器的輸出端分別接緩沖電路bufferl和 buffer2的輸入端，緩沖電路bufferl的輸出端分別接P型功率管MP和采樣電流管MPS的柵 極，緩沖電路buffer2的輸出端接N型功率管麗的柵極，P型功率管MP的源極分別接外部 直流電壓源Vdd、電流檢測放大器amp的正輸入端和電流檢測電阻Rsense的一端，電流檢測 放大器amp的輸出端接電壓電流轉化電路V-I converter的輸入端，電流檢測電阻Rsense 的另一端分別接電流檢測放大器amp的負輸入端和采樣電流管MPs的源極，采樣電流管MPs的漏極分別接電感L的一端、P型功率管MP的漏極和N型功率管MN的源極，電感L的另一 端分別接負載&的一端、負載電容(^的一端和分壓電阻I^的一端，N型功率管MN的漏極 分別與負載&的另一端、負載電容的另一端和分壓電阻R2的一端連接接地，分壓電阻R2 的另一端分別接分壓電阻Rl的另一端和誤差放大器ea的負輸入端，使系統成為一個負反 饋系統，從而保持系統穩定。誤差放大器ea的正輸入端接基準電壓Vref。利用放大器兩輸 入端虛短原理，確定輸出電壓的大小。 現有技術通常負載電流的范圍受到限制，一般在100mA 700mA之間。當電流負載 范圍大時，P型功率管的電流跨幅很大，采樣電流值的跨幅同樣很大，而為了使比較器comp 的正輸入端電壓控制在200mV 2V的范圍以內，因此需要調節R3的大小，使得I2R3控制在 合理的范圍內。 負載電流較大時，P型功率管的最大電流很大，相應的I2很大，此時可將R3的值調 小。具體實現方式是，當負載電流變大時，輸出電壓V。ut變低，誤差放大器的輸出U曾加， 通過ea sensor電路將R3調小，這樣即使I2增加，I2R3的值也不至于增加過大。
同時，利用current converter將電流I:進行轉化處理，使得其增加速率控制在 合理的范圍內。這樣的目的同樣是控制V^的范圍。 通過上述發明可以將電流負載的范圍很大程度的擴大，由原來的100mA 700mA 擴展至100mA 3. 6A。而本發明克服了傳統控制電路的缺陷，極大地增加了電流負載的范 圍。
圖1傳統的DC-DC控制電路原理圖。
圖2本發明的DC-DC控制電路原理圖。
圖3本發明的誤差放大器檢測電路。
圖4本發明的電流轉化電路。
圖5本發明電流轉化電路的仿真圖。
圖6本發明負載約為3. 6A的仿真圖。
圖7本發明負載約為0. 102A的仿真圖。 圖1中VMf為基準電壓，Vt是斜坡電壓和采樣電壓Vsense之和。圖3中VMfl和 Vref2是兩個不同值的基準電壓。transfer 1和transfer 1是傳輸門，Vea是誤差放大器的輸 出電壓，comp是比較器，i読rtorl等是反相器;圖4中I!、 IM2禾口 I2分別是M0S管M1、M2和 M4的電流。
具體實施例方式
下面結合附圖對發明的技術方案進行詳細說明 在圖2中，本發明一種大負載電流范圍的DC-DC控制電路，包括P型功率管MP、 P 型功率管的采樣電流管MPS、電流檢測電阻Rsense、N型功率管麗、電感L、負載R。負載電容 C。分壓電阻Ri、I^、誤差放大器ea、誤差放大器的檢測電路ea sensor、第一比較器comp、將 電流轉化為電壓的電阻R3、 RS觸發器、緩沖電路buffer 1、 buffer2、電流轉化電路current convertor、電壓電流轉化電路V-I converter、求和運算器和電流檢測放大器amp ;其中求和運算器的輸入端分別接電壓電流轉化電路V-I converter的輸出端和給定鋸齒波電 流I，p，求和運算器的輸出端串接電流轉化電路current converter后分別接第一比較器 comp的正輸入端和電阻R3的一端，電阻R3的中間端接誤差放大器的檢測電路ea sensor的 輸出端，電阻R3的另一端接地，誤差放大器的檢測電路ea sensor的輸入端分別接誤差放 大器ea的輸出端和第一比較器comp的負輸入端，第一比較器comp的輸出端接RS觸發器 的R端，RS觸發器的S端接外部時鐘信號，RS觸發器的輸出端分別接緩沖電路bufferl和 buffer2的輸入端，緩沖電路bufferl的輸出端分別接P型功率管MP和采樣電流管MPS的 柵極，緩沖電路buffer2的輸出端接N型功率管麗的柵極，P型功率管MP的源極分別接外 部直流電壓源Vdd、電流檢測放大器amp的正輸入端和電流檢測電阻Rsense的一端，電流檢 測放大器amp的輸出端接電壓電流轉化電路V-Iconverter的輸入端，電流檢測電阻Rsense 的另一端分別接電流檢測放大器amp的負輸入端和采樣電流管MPs的源極，采樣電流管MPs 的漏極分別接電感L的一端、P型功率管MP的漏極和N型功率管MN的源極，電感L的另一 端分別接負載&的一端、負載電容(^的一端和分壓電阻I^的一端，N型功率管MN的漏極 分別與負載&的另一端、負載電容&的另一端和分壓電阻R2的一端連接接地，分壓電阻R2 的另一端分別接分壓電阻Ri的另一端和誤差放大器ea的負輸入端，使系統成為一個負反 饋系統，從而保持系統穩定。誤差放大器ea的正輸入端接基準電壓VMf，利用放大器兩輸入 端虛短原理，確定輸出電壓的大小。 設定M&與MP的寬長比是K : 1， P型功率管MP開啟時，N型功率管麗關斷， 則MPS的電流是MP的K倍，通常K設為0. 001，電感電流是MP和MPS的電流之和，MPS的電 流流過Rsense產生一定的壓降，此電壓經放大器amp放大后，再經電壓電流轉化電路V_I convertor，將電壓信號轉化為電流信號，此電流再與斜坡電流相加，得到I15 ^再經電流轉 化電路得到I2， I2流過電阻R3轉化為電壓，此電壓信號輸入比較器正輸入端，同誤差放大器 的電壓信號相比較。 在時鐘的第一相位內，P型功率管導通，N型功率管截止。隨著時間的增加，電感 電流上升，P型功率管MP電流增加，MPs的電流也隨之增加，電阻Rsense上的壓降增加。其 壓降經放大器amp放大后，Vsense增加，相應的^、 I2和R3的壓降都將隨著P型功率管導 通時間的增加而增加，當VK3大與VM時，比較器comp輸出高電平，RS觸發器Q端輸出高電 平，P型功率管截止，N型功率管導通，這樣電感電流開始下降，直到這個時鐘周期結束。當 下個時鐘周期開始時，RS觸發器重新置位，N型功率管截止，P型功率管導通，當P型功率管 導通一定時間后，P型功率管截止，N功率管導通，這樣一直循環下去。 通過上述的P麗控制模式，目前的大多數DC-DC降壓芯片雖然能在一定電流負載 范圍內，將輸出電壓的紋波控制在比較理想的范圍內，但是當負載范圍擴大，輸出電壓紋波 也將隨之擴大。 這是因為如果希望輸出電壓紋波盡可能的小，那么芯片應該工作在P麗模式下， 但是，當電流負載范圍擴大，比如100mA 3. 6A，那么電感的平均電流的范圍是100mA 3. 6A，最大值是最小的36倍。同理電感電流按比例采樣后，其最大值也是最小值的36倍， 但是采樣電流經電阻轉化為電壓后，其大小卻必須控制在一定的范圍內(在便攜式產品應 用中，通常控制大約在200mV 2V范圍以內)，否則無法保持電路的穩定。顯然采樣電流范 圍過大與電流轉化為電壓的范圍受限存在矛盾。
本發明當電流負載范圍大時，P型功率管的電流跨幅很大，采樣電流值的跨幅同樣很大，而為了使比較器comp的正輸入端電壓控制在200mV 2V的范圍以內，調節1 3的大小，使得I2R3控制在合理的范圍內。 負載電流較大時，P型功率管的最大電流很大，相應的I2很大，此時可將R3的值調小。具體實現方式是，當負載電流變大時，輸出電壓V。ut變低，誤差放大器的輸出U曾加，通過ea sensor電路將R3調小，這樣即使I2增加，I2R3的值也不至于增加過大。
同時，利用current converter將電流I:進行轉化處理，使得其增長速率控制在合理的范圍內。這樣的目的同樣是控制V^的范圍。 其中ea sensor電路如圖3所示，包括傳輸門transferl、 transfer2，第二比較器comp禾口反向器invertorl、 invertor2、 invertor3禾口 invertor4，第二比較器comp的負輸入端接誤差放大器ea的輸出端，第二比較器comp的正輸入端分別接傳輸門transferl、transfer2的反饋輸出端，第二比較器comp的輸出端依次串接反向器invertorl、i読rtor2、 i読rtor3禾口 i読rtor4后接電阻R3的中間端，反向器invertorl的輸出端串接傳輸門transferl后分別接反向器invertor2的輸出端和傳輸門transfer2的輸入端，傳輸門transfer2的輸出端接反向器invertor3的輸出端。負載電流過大時，也就是電感電流過大時，V。ut電壓會略有下降，誤差放大器的輸出電壓則會升高，如設Vref2 > VMfl，當VM大于V^時，V。輸出低電平信號，將IU周小；當負載電流較小時，也就是電感電流較小時，
V。ut電壓會有所上升，誤差放大器的輸出電壓則會下降，當當L小于V^時，V。輸出高電平
信號，將R3調大，這樣在整個的負載范圍內，將I2R3控制在合理的范圍內。 電流轉換電路如圖4所示，包括M0S管Ml、 M2、 M3和M4以及電阻Rf ，其中M0S管
M3和M4的源極分別接外部直流電源Vdd， M0S管M3的柵極分別接M0S管M4的柵極和漏極
以及M0S管M2的源極，M0S管M4的漏極接第一比較器comp的正輸入端，M0S管M2的漏極
串接電阻Rf后與M0S管M2的漏極連接接地，M0S管M2的柵極分別與M0S管Ml的柵極和源
極以及求和運算器的輸出端連接。 所述M0S管Ml、 M2是NM0S管，M0S管M3、 M4是PM0S管。其中M2的寬長比大于Ml，當L較小時，> L，當^較大時，IM2 < I"而12等于1 2，這樣可以將12控制在合理的范圍內。從仿真圖5可以看出，當M1的電流M1為lyA時，M2的電流IM2約為3iiA;當Ml的電流為30iiA時，M2的電流約為22iiA。明顯的可以看到M2的電流范圍小于M1的電流范圍。 如圖6所示，為本發明負載約為3. 6A的仿真圖。
如圖7所示，為本發明負載約為0. 102A的仿真圖。
權利要求
一種大負載電流范圍的DC-DC控制電路，其特征在于包括P型功率管MP、P型功率管的采樣電流管MPs、電流檢測電阻Rsense、N型功率管MN、電感L、負載RL、負載電容CL、分壓電阻R1、R2、誤差放大器ea、誤差放大器的檢測電路ea sensor、第一比較器comp、將電流轉化為電壓的電阻R3、RS觸發器、緩沖電路buffer1、buffer2、電流轉化電路current convertor、電壓電流轉化電路V-I convertor、求和運算器和電流檢測放大器amp；其中求和運算器的輸入端分別接電壓電流轉化電路V-I convertor的輸出端和給定鋸齒波電流Iramp，求和運算器的輸出端串接電流轉化電路current convertor后分別接第一比較器comp的正輸入端和電阻R3的一端，電阻R3的中間端接誤差放大器的檢測電路ea sensor的輸出端，電阻R3的另一端接地，誤差放大器的檢測電路ea sensor的輸入端分別接誤差放大器ea的輸出端和第一比較器comp的負輸入端，第一比較器comp的輸出端接RS觸發器的R端，RS觸發器的S端接外部時鐘信號，RS觸發器的輸出端分別接緩沖電路buffer1和buffer2的輸入端，緩沖電路buffer1的輸出端分別接P型功率管MP和采樣電流管MPs的柵極，緩沖電路buffer2的輸出端接N型功率管MN的柵極，P型功率管MP的源極分別接外部直流電壓源Vdd、電流檢測放大器amp的正輸入端和電流檢測電阻Rsense的一端，電流檢測放大器amp的輸出端接電壓電流轉化電路V-Iconvertor的輸入端，電流檢測電阻Rsense的另一端分別接電流檢測放大器amp的負輸入端和采樣電流管MPs的源極，采樣電流管MPs的漏極分別接電感L的一端、P型功率管MP的漏極和N型功率管MN的源極，電感L的另一端分別接負載RL的一端、負載電容CL的一端和分壓電阻R1的一端，N型功率管MN的漏極分別與負載RL的另一端、負載電容CL的另一端和分壓電阻R2的一端連接接地，分壓電阻R2的另一端分別接分壓電阻R1的另一端和誤差放大器ea的負輸入端，誤差放大器ea的正輸入端接基準電壓Vref。
2. 根據權利要求1所述的一種大負載電流范圍的DC-DC控制電路，其特征在于所述誤 差放大器的檢測電路ea sensor包括傳輸門transferl、transfer2，第二比較器comp和反 向器invertorl、invertor2、invertor3禾口 invertor4，第二比較器comp的負輸入端接誤差 放大器ea的輸出端，第二比較器comp的正輸入端分別接傳輸門transferl、 transfer2的 反饋輸出端，第二比較器comp的輸出端依次串接反向器invertorl、invertor2、invertor3 和invertor4后接電阻R3的中間端，反向器invertorl的輸出端串接傳輸門transferl后 分別接反向器invertor2的輸出端和傳輸門transfer2的輸入端，傳輸門transfer2的輸 出端接反向器invertor3的輸出端。
3. 根據權利要求1所述的一種大負載電流范圍的DC-DC控制電路，其特征在于所述電 流轉化電路current converter包括M0S管Ml、 M2、 M3和M4以及電阻Rf，其中M0S管M3 和M4的源極分別接外部直流電源Vdd，M0S管M3的柵極分別接M0S管M4的柵極和漏極以及 M0S管M2的源極，M0S管M4的漏極接第一比較器comp的正輸入端，M0S管M2的漏極串接 電阻Rf后與M0S管M2的漏極連接接地，MOS管M2的柵極分別與M0S管Ml的柵極和源極以 及求和運算器的輸出端連接。
4. 根據權利要求3所述的一種大負載電流范圍的DC-DC控制電路，其特征在于所述 M0S管Ml、 M2是腦S管，M0S管M3、 M4是PM0S管。
全文摘要
本發明公布了一種大負載電流范圍的DC-DC控制電路，包括P型功率管MP、P型功率管的采樣電流管MPs、電流檢測電阻Rsense、N型功率管MN、電感L、負載RL、負載電容CL、分壓電阻R1、R2、誤差放大器ea、誤差放大器的檢測電路ea sensor、第一比較器comp、將電流轉化為電壓的電阻R3、RS觸發器、緩沖電路buffer1、buffer2、電流轉化電路current convertor、電壓電流轉化電路V-I convertor、求和運算器和電流檢測放大器amp。本發明克服了傳統控制電路的缺陷，極大地增加了電流負載的范圍。
文檔編號H02M3/04GK101764520SQ20101010051
公開日2010年6月30日 申請日期2010年1月25日 優先權日2010年1月25日
發明者張韜, 謝凌寒 申請人:無錫芯朋微電子有限公司