專利名稱：交流電動機的控制裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及交流電動機的控制裝置，特別涉及交流電動機的過調制PWM(Pulse Width Modulation 脈沖寬度調制)控制。
背景技術：
為了使用直流電源驅動控制交流電動機，采用使用了變換器的驅動方法。通過變換器驅動電路對變換器進行開關控制，例如，向交流電動機施加按照基于電壓指令和載波的電壓比較進行的脈沖寬度調制(PWM)控制進行轉換的電壓。關于PWM控制，一般進行對交流電動機的相電壓指令的振幅設在載波電壓振幅以下的范圍的、所謂正弦波PWM控制。但是，例如在日本特開2008-11682號公報(專利文獻 1)記載了 在正弦波PWM中，因為對高輸出的應對不充分，進行使用了振幅比載波電壓振幅大的相電壓指令的過調制PWM控制。專利文獻1中記載了在正弦波PWM控制、過調制PWM控制、矩形波電壓相位控制之間切換的交流電動機的驅動控制，記載了在過調制PWM控制中，對基于d軸電流以及q軸電流的反饋結果的d軸電壓指令和q軸電壓指令，對電壓振幅進行線性補償。此外，記載了在正弦波PWM控制以及過調制PWM控制中，對正弦波狀的相電壓指令，分開使用疊加了三次諧波的調制和不疊加三次諧波的調制，特別是提出了對應于有無使用三次諧波，變更控制模式的切換條件。專利文獻1 日本特開2008-11682號公報
發明內容
專利文獻1記載的過調制PWM控制中的電壓振幅補償應對如下問題點因為相電壓指令的振幅超過載波(代表性的是三角波載波)的振幅，相對于相電壓指令振幅的直線增加，從變換器輸出的脈沖寬度調制電壓的基波成分的振幅不是直線增加的問題點。也就是說，通過預先確定為了得到與本來的電壓指令振幅對應的基波電壓振幅所需要的電壓指令振幅與該基波電壓振幅之比相關的特性(電壓振幅特性)，能夠實現電壓振幅補償。具體而言，可以是如下控制結構對基于電流反饋控制的本來的d軸電壓指令以及q軸電壓指令下的本來的電壓指令振幅，按照圖形化的電壓振幅特性，求得必要的電壓振幅的擴大率(校正率)，并且基于按照該校正率校正后的電壓振幅，算出校正后的d軸電壓指令以及q軸電壓指令。但是，電壓振幅補償中表示校正率的上述電壓振幅特性，在本來的電壓指令振幅增大或者減小時，不一定同樣地變化，以某一電壓指令振幅為界，校正率的特性改變很大。 在該校正率變化很大的點(變化點)，變換器輸出電壓波形的每個電周期的轉換次數變化。 在變換器控制中，公知設置有死區時間，所以在轉換次數變化時，由于死區時間的影響，輸出電壓是不連續的。因此，存在在上述的變化點控制不穩定化的可能性。另外，在能夠切換有無三次諧波的使用的過調制PWM控制的使用時，根據有無三次諧波，相電壓指令在峰值附近的行為會變化，因此需要考慮這一點實現過調制PWM控制的穩定化。本發明是為了解決上述問題點做出的，本發明的目的是使得具有電壓指令的振幅補償功能和有無三次諧波疊加的選擇功能的過調制PWM控制進行的電動機控制穩定化。本發明的交流電動機的控制裝置，是通過變換器控制施加電壓的交流電動機的控制裝置，具備電流檢測器，其檢測在變換器以及交流電動機之間流動的電流；以及過調制 PWM控制部，其基于振幅超過載波的電壓振幅的相電壓指令與該載波的電壓比較，控制從變換器向交流電動機施加的脈沖寬度調制電壓。過調制PWM控制部，包括電壓指令生成部、電壓振幅運算部、電壓振幅校正部、電壓指令變換部、高次諧波判定部。電壓指令生成部，根據交流電動機的電流指令與基于電流檢測器的檢測值的實際電流的偏差，生成d軸電壓指令和q軸電壓指令使得消除該偏差。電壓振幅運算部，基于電壓指令生成部生成的本來的d軸電壓指令以及q軸電壓指令運算本來的電壓指令振幅。電壓振幅校正部，校正d軸電壓指令以及q軸電壓指令，使得脈沖寬度調制電壓的基波振幅與本來的電壓指令振幅一致。電壓指令變換部，將電壓振幅校正部校正后的d軸電壓指令以及q軸電壓指令變換為相電壓指令。電壓振幅校正部，根據表示基波振幅和用于實現該基波振幅所需的必要電壓指令振幅之間的關系的、預先設定的電壓振幅特性，運算對本來的電壓指令振幅必要的校正比率，并且基于按照該校正比率校正本來的電壓指令振幅后得到的校正后的電壓指令振幅，算出校正后的d軸電壓指令以及q軸電壓指令。而且，電壓振幅特性包含分別與有無三次諧波向由電壓指令變換部變換后的相電壓指令的疊加對應地個別設定的第一以及第二的振幅特性。高次諧波判定部基于第一以及第二振幅特性與電壓振幅運算部運算出的本來的電壓指令振幅，指示有無三次諧波成分向由電壓指令變換部變換后的相電壓指令的疊加。優選，高次諧波判定部，在有三次諧波成分的疊加的情況下進行控制時，當本來的電壓指令振幅以預定以上的程度接近了在第一振幅特性上必要電壓指令振幅相對于基波振幅的線性特性變為不連續的變化點時，向沒有三次諧波成分的疊加的控制切換，另一方面，在沒有三次諧波成分的疊加的情況下進行控制時，當本來的電壓指令振幅以預定以上的程度接近了第二振幅特性上的變化點時，向有三次諧波成分的疊加的控制切換。此外優選，高次諧波判定部包含變化點存儲部、推移度算出部、接近判定部。變化點存儲部預先存儲第一以及第二振幅特性上的變化點。推移度算出部，算出表示電壓指令振幅的當前值以及變化方向的推移度。接近判定部構成為基于由推移度算出部算出的推移度以及在變化點存儲部存儲的變化點，在當前的本來的電壓指令振幅以及與變化點對應的電壓振幅的差比第一預定值小時，從當前起切換有無三次諧波成分的疊加。此外優選，第一預定值根據本來的電壓指令振幅的變化速度可變地設定。優選，高次諧波判定部，在維持有三次諧波成分的疊加的情況下的控制的期間， 當本來的電壓指令振幅和與在第一振幅特性上的變化點對應的電壓振幅的差比第二預定值大時，將三次諧波成分的振幅逐漸增大到預定的上限，另一方面，當差為第二預定值以下時，使三次諧波成分的振幅逐漸減小。此外優選，過調制PWM控制部還包含使來自電壓指令變換部的相電壓指令和載波的相位同步的同步PWM控制部。同步PWM控制部，以將作為相電壓指令每一周期的載波的周期數的同步數根據交流電動機的旋轉速度可變地設定的方式，使相電壓指令和載波的相位同步，第一以及第二振幅特性按每個同步數預先設定。根據本發明，能夠使得具有電壓指令的振幅補償功能以及三次諧波疊加有無的選擇功能的過調制PWM控制進行的電動機控制穩定化。
圖1是本發明實施方式中交流電動機的控制裝置適用的馬達驅動控制系統的整體結構圖。圖2是圖1所示的馬達驅動控制系統中交流電動機Ml的控制模式的概略說明圖。圖3是說明PWM控制的基本原理的波形圖。圖4是表示交流電動機的動作狀態和上述的控制模式的對應關系的概念圖。圖5是說明本發明的實施形態中交流電動機的控制裝置進行過調制PWM控制的功能框圖。圖6是說明按照圖5所示的高次諧波判定部的判定結果的相電壓指令變化的波形圖。圖7是表示電壓振幅特性圖的舉例的圖。圖8是例示由于有無向載波疊加三次諧波引起的電壓振幅特性的不同的第一圖。圖9是例示由于有無向載波疊加的三次諧波引起的電壓振幅特性的不同的第二圖。圖10是說明圖5所示的高次諧波判定部的結構的功能框圖。圖11是說明圖5所示的高次諧波判定部的控制處理的流程圖。圖12是本實施方式中過調制PWM控制中三次諧波有/無的選擇控制的第一動作例。圖13是本實施方式中過調制PWM控制中三次諧波有/無的選擇控制的第二動作例。圖14是說明本實施方式的變形例中過調制PWM控制中三次諧波成分的振幅控制的概念圖。圖15是說明本實施方式的變形例中過調制PWM控制中三次諧波成分的振幅控制的流程圖。標號說明5地線、6，7電力線、10，13電壓傳感器、10#直流電壓產生部、11，M電流傳感器、12 轉換器、14變換器、15 17各相臂、25轉角傳感器、30控制裝置(EOT)、100馬達驅動控制系統、160載波、170相電壓指令、172三次諧波成分、175相電壓指令(三次諧波疊加)、180脈沖寬度調制電壓、200過調制PWM控制部、210電流指令生成部、220，250坐標變換部、230電流濾波器、240電壓指令生成部、245電壓振幅運算部、260PWM調制部、270電壓振幅校正部、 271，272圖(電壓振幅特性)、280同步PWM控制部、290旋轉頻率運算部、300高次諧波判定部、300a電壓振幅特性(無高次諧波)、300b電壓振幅特性(有高次諧波)、302變化點圖、 304參數算出部、306變化點接近判定部、500接近區域、510接近預備區域、Al低轉速域、A2 中轉速域、A3高轉速域、B直流電源、CO，Cl平滑電容器、Dl D8 二極管、Ib直流電流、Idd軸電流、Idcom d軸電流指令值、Iq q軸電流、Iqcom q軸電流指令值、iu, iv, iw三相電流、K同步數、Ll電抗器、Ml交流電動機、Pa(i)變化點(無高次諧波)、此⑴變化點(有高次諧波)、Ql Q8功率半導體開關元件、Sl S8開關控制信號、Shr判定標志(有/無高次諧波)、SR1，SR2系統繼電器、Trqcom轉矩指令值、VA電壓指令振幅(補償前)、VA#電壓振幅指令(線性補償后)、VL直流電壓(電池)、Vd d軸電壓指令(校正前)、Vd#d軸電壓指令值(校正后)、VH系統電壓、Vp推移參數、Vq q軸電壓指令值(校正前)、Vq#q軸電壓指令值(校正后)、￥11，￥~^各相電壓指令、八1(1 d軸電流偏差、AIq q軸電流偏差、θ 轉子轉角、轉角速度。
具體實施例方式以下，參照附圖詳細說明本發明的實施方式。并且，下面對圖中的同一或者相當部分標記同一標號，原則上不重復其說明。(電動機控制的全體結構)圖1是本發明實施方式中交流電動機的控制裝置適用的馬達驅動控制系統的全體結構圖。參照圖1，馬達控制系統100具有直流電壓產生部10#、平滑電容器CO、變換器 14、交流電動機Ml和控制裝置30。交流電動機M1，例如，是用于產生用于驅動電動車輛(是指混合動力車、電動車、 燃料電池車等通過電能產生車輛驅動力的汽車)的驅動輪的轉矩的驅動用電動機。或者， 該交流電動機Ml可以構成為具有由發動機驅動的發電機的功能，也可以構成為兼有電動機和發電機的功能。此夕卜，交流電動機M1，可以相對于發動機作為電動機動作，例如，作為能夠進行發動機啟動的設備安裝于混合動力車。也就是說，本實施方式中，“交流電動機”包括交流驅動的電動機、發電機以及電動發電機。直流電壓產生部10#包括直流電源B、系統繼電器SR1，SR2、平滑電容Cl、轉換器 12。直流電源B代表性的由鎳氫或者鋰離子電池等二次電池、電雙層電容器等蓄電裝置構成。直流電源B輸出的直流電壓VL以及輸入輸出的直流電流Ib，由電壓傳感器10以及電流傳感器11分別檢測。系統繼電器SRl連接在直流電源B的正極端子以及電力線6之間，系統繼電器SRl 連接在直流電源B的負極端子以及地線5之間。系統繼電器SR1，SR2，根據來自控制裝置 30的信號SE而進行接通/斷開。轉換器12包括電抗器Li、功率半導體開關元件Q1、Q2、二極管D1、D2。功率半導體開關元件Ql以及Q2在電力線7以及地線5之間串聯連接。功率半導體開關元件Ql以及Q2的接通/斷開通過來自控制裝置30的開關控制信號Sl以及S2控制。在本發明的實施方式中，作為功率半導體開關元件(以下，簡稱為“開關元件”)，可以使用IGBTansulated Gate Bipolar Transistor 絕緣柵雙極晶體管)、功率 MOS (Metal Oxide Semiconductor 金屬氧化物半導體)晶體管或者功率雙極晶體管等。相對于開關元件Ql，Q2配置有反并聯二極管Dl，D2。電抗器Ll在開關元件Ql和Q2的連接節點以及電力線6之間連接。另外，平滑電容器CO在電力線7以及地線5之間連接。
變換器14包括在電力線7以及地線5之間并聯設置的、U相上下臂15、V相上下臂16、W相上下臂17。各相上下臂由在電力線7和地線5之間串聯連接的開關元件構成。 例如，U相上下臂15包括開關元件Q3，Q4，V相上下臂16包括開關元件Q5，Q6，W相上下臂 17包括開關元件Q7，Q8。另外，反并聯二極管D3 D8分別連接于開關元件Q3 Q8。開關元件Q3 Q8的導通/斷開通過來自控制裝置30的開關控制信號S3 S8控制。代表而言，交流電動機Ml是三相永磁型同步電動機，U，V，W相的三個線圈的一端共同連接于中性點而構成。此外，各相線圈的另一端與各相上下臂15 17的開關元件的中間點連接。基本而言，轉換器12被控制為在各開關周期內開關元件Ql以及Q2互補且交替地導通/斷開。轉換器12在升壓動作時，將從直流電源B供給的直流電壓VL升壓為直流電壓VH(相當于向變換器14的輸入電壓的該直流電壓以下也稱為“系統電壓”)。該升壓動作通過將在開關元件Q2的導通期間在電抗器Ll儲存的電磁能量經由開關元件Ql以及反并聯二極管Dl向電力線7供給而進行。另外，轉換器12在降壓動作時，將直流電壓VH降壓為直流電壓VL。該降壓動作， 通過將在開關元件Ql的導通期間在電抗器Ll儲存的電磁能量，經由開關元件Q2以及反并聯二極管D2向電力線6供給而進行。上述升壓動作或降壓動作中電壓變換比(VH以及VL 的比)，通過相對于上述開關周期的開關元件Q1，Q2的導通期間比(占空比)控制。并且， 如果將開關元件Ql以及Q2分別固定為導通以及斷開，則可以使VH = VL(電壓變換比= 1. 0)。平滑電容器CO將來自轉換器12的直流電壓平滑化，將此平滑化后的直流電壓供給到變換器14。電壓傳感器13檢測平滑電容器CO兩端的電壓，即系統電壓VH，向控制裝置30輸出此檢測值。變換器14，在交流電動機Ml的轉矩指令值為正(TrqCom> 0)的情況下，在從平滑電容器CO供給直流電壓時，通過應答來自控制裝置30的開關控制信號S3 S8的開關元件Q3 Q8的開關動作，將直流電壓變換為交流電壓，驅動交流電動機Ml使得輸出正的轉矩。另外，變換器14，在交流電動機Ml的轉矩指令值為O(Trqcom = O)的情況下，通過應答開關控制信號S3 S8的開關動作，將直流電壓變換為交流電壓，驅動交流電動機使得轉矩變為0。由此，驅動交流電動機Ml使得產生由指令值Trqcom指定的0或正的轉矩。此外，在搭載了馬達驅動控制系統100的電動車輛的再生制動時，交流電動機Ml 的轉矩指令值Trqcom設定為負(Trqcom < 0)。在此情況下，變換器14，通過應答開關控制信號S3 S8的開關動作，將交流電動機Ml發電產生的交流電壓變換為直流電壓，并通過平滑電容器CO將此變換后的直流電壓(系統電壓)供給到轉換器12。并且，這里所說的再生制動包括存在駕駛電動車輛的駕駛者進行的腳制動器操作的情況下的伴隨再生發電的制動、雖然不操作腳制動器但在行駛中通過釋放加速踏板進行再生發電并且使車輛減速 (或者加速中止)的情況。電流傳感器M檢測在交流電動機Ml流動的電流，向控制裝置30輸出此檢測的馬達電流。并且，由于三相電流iu，iv, iw的瞬時值的和是0，如圖1所示，電流傳感器M配置為檢測兩相的馬達電流(例如，V相電流iv以及W相電流iw)即可。轉角傳感器(旋轉變壓器)25檢測交流電動機Ml的轉子轉角θ，并將此檢測的轉角θ輸出至控制裝置30。控制裝置30，基于轉角θ，能夠算出交流電動機Ml的轉速(旋轉速度)以及角速度《e(rad/s)。并且，關于轉角傳感器25，可以通過在控制裝置30中通過馬達電壓、電流直接運算轉角θ，省略此配置。控制裝置30由電子控制單元(EOT)構成，通過由未圖示的CPU執行預先存儲的程序的軟件處理以及/或者專用的通過電子電路進行的硬件處理，控制電動機驅動控制系統 100的動作。作為代表性的功能，控制裝置30，基于輸入的轉矩指令值Trqcom、由電壓傳感器 10檢測出的直流電壓VL、由電流傳感器11檢測出的直流電流lb、由電壓傳感器13檢測出的系統電壓VH以及來自電流傳感器M的馬達電流iv，iw、來自轉角傳感器25的轉角θ 等，通過后述的控制方式，控制轉換器12以及變換器14的動作，使得交流電動機Ml輸出按照轉矩指令值Trqcom的轉矩。也就是說，生成用于按照上述方式控制轉換器12以及變換器14的開關控制信號Sl S8，輸出至轉換器12以及變換器14。在轉換器12的升壓動作時，控制裝置30反饋控制系統電壓VH，生成開關控制信號 Si，S2使得系統電壓VH與電壓指令值一致。另外，控制裝置30，在從外部ECU接受表示電動車輛進入了再生制動模式的信號 RGE時，生成開關控制信號S3 S8使得將在交流電動機Ml發電產生的交流電壓變換為直流電壓，輸出至變換器14。由此，變換器14將在交流電動機Ml發電產生的交流電壓變換為直流電壓并供給至轉換器12。此外，控制裝置30，在從外部ECU接受表示電動車輛進入了再生制動模式的信號 RGE時，生成開關控制信號Si，S2使得從變換器14供給的直流電壓降壓，輸出至轉換器12。 由此，交流電動機Ml發電產生的交流電壓，變換為直流電壓，降壓后供給到直流電源B。(控制模式說明)進一步詳細的說明通過控制裝置30控制交流電動機Ml。圖2是本發明的實施方式中馬達驅動控制系統中交流電動機Ml的控制模式的概略說明圖。如圖2所示，在本發明的實施方式中的馬達驅動控制系統100中，交流電動機Ml 的控制也就是變換器14中的電力變換，交替使用三種控制模式。控制模式大致劃分為PWM控制模式和矩形波電壓控制模式，在PWM控制模式中，選擇性使用正弦波PWM控制以及過調制PWM控制。參照圖3，在PWM控制中，通過基于載波160以及相電壓指令170的比較控制變換器14的各相的開關元件的導通/斷開，由此向交流電動機Ml的各相施加作為偽正弦波電壓的脈沖寬度調制電壓180。載波160由預定頻率的三角波、鋸齒波構成。并且，用于變換器控制的PWM調制中，本來，載波160的振幅相當于變換器14的輸入直流電壓(系統電壓VH)。但是，如果根據系統電壓VH變換相電壓指令170的振幅，則能夠固定載波160的振幅。眾所周知，正弦波狀的電壓指令的振幅限制在載波振幅以下的范圍的正弦波PWM 控制中，向交流電動機Ml施加的電壓的基波成分只能提高到變換器的直流鏈電壓的大約 0.61倍程度。以下，本說明書中，將馬達施加電壓(線間電壓)的基波成分(實效值)相對于變換器14的直流鏈電壓(也就是系統電壓VH)的比稱為“調制率”。
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另一方面，矩形波電壓控制中，在上述一定期間內，向交流電動機施加高電平期間以及低電平期間的比為1 1的矩形波1脈沖。如此，調制率能夠提高到0.78。過調制PWM控制，在電壓指令(正弦波成分)的振幅比載波振幅大的范圍，進行與上述正弦波PWM控制同樣的PWM控制。特別的，能夠通過為了上述電壓振幅補償校正電壓振幅來提高基波成分，能夠使得調制率從正弦波PWM控制模式的最高調制率達到0. 78的范圍。過調制PWM控制中，因為電壓指令(正弦波成分)的振幅比載波的振幅大，向交流電動機Ml施加的線間電壓，不是正弦波而變為失真的電壓。交流電動機Ml中，因為轉速、輸出轉矩增加時感應電壓變高，必要的驅動電壓(馬達必要電壓)變高。通過轉換器12升壓的升壓電壓，也就是系統電壓VH需要設定為比該馬達必要電壓要高。另一方面，通過轉換器12升壓的升壓電壓也就是系統電壓VH存在界限值(VH最大電壓)。因此，根據交流電動機Ml的動作狀態，選擇性的使用通過馬達電流的反饋控制馬達施加電壓(交流)的振幅以及相位的、基于正弦波PWM控制或過調制PWM控制的PWM控制模式以及矩形波電壓控制模式中的任意一個。并且，矩形波電壓控制中，由于馬達施加電壓的振幅是固定的，所以通過基于轉矩實際值和轉矩指令值的偏差的、矩形波電壓脈沖的相位控制執行轉矩控制。圖4表示交流電動機Ml的動作狀態和上述的控制模式的對應關系。參照圖4，概略而言，低轉速域Al中轉矩變動小，所以適用正弦波PWM控制，中轉速域A2中適用過調制PWM控制，高轉速域A3中適用矩形波電壓控制。特別的，通過適用過調制PWM控制以及矩形波電壓控制，實現交流電動機Ml輸出的提高。如此，關于使用圖2所示的哪一個控制模式，基本上在可能實現的調制率的范圍內決定。如以下的說明中明確的，本實施方式中交流電動機的控制裝置在過調制PWM控制方面具有特征點。因此，詳細說明過調制PWM控制的控制結構。(過調制PWM控制)圖5是說明本發明的實施形態中交流電動機的控制裝置中過調制PWM控制的功能框圖。參照圖5，過調制PWM控制部200，具有電流指令生成部210、坐標變換部220、電流濾波器230、電壓指令生成部M0、電壓振幅運算部M5、坐標變換部250、PWM調制部沈0、 電壓振幅校正部270、同步PWM控制部觀0、旋轉頻率運算部四0。包含圖5在內的以下說明的框圖中記載的用于馬達控制的各功能模塊，通過控制裝置30進行硬件或者軟件處理而實現。電流指令生成部210，按照預先制作的圖等，生成對應于交流電動機Ml的轉矩指令值Trqcom的d軸電流指令值Idcom以及q軸電流指令值Iqcom。例如，決定相對于轉矩指令值iTrqcom的d軸電流指令值Idcom以及q軸電流指令值Iqcom的組，使得實現對同一電流振幅的輸出轉矩最大的電流相位。坐標變換部220通過使用了由轉角傳感器25檢測的交流電動機Ml的轉角θ進行的坐標變換(三相一兩相)，變換基于由電流傳感器M檢測出的ν相電流iv以及W相電流iw的三相電流，算出d軸電流Id以及q軸電流Iq。電流濾波器230執行將由坐標變換部220算出的d軸電流Id以及q軸電流Iq在時間軸方向進行平滑化的處理。由此，對基于傳感器檢測值的實際電流Id，Iq進行濾波處理。向電壓指令生成部240輸入相對于d軸電流的指令值的偏差Δ Id(AId = Idcom-Id)以及相對于q軸電流的指令值的偏差Δ Iq ( Δ Iq = Iqcom-Iq)。電壓指令生成部240基于用于消除d軸電流偏差AId和q軸電流偏差AIq的預定的控制運算(代表性的是PI (比例積分)運算)，生成d軸電壓指令值Vd#以及q軸電壓指令值Vq#。電壓振幅運算部對5，基于由電壓指令生成部240運算出的本來的d軸電壓指令 Vd#以及q軸電壓指令Vq#，按照下述(1)式，運算電壓指令振幅VA。也就是說，電壓振幅運算部245運算出的電壓指令振幅VA，表示為了電流反饋控制本來需要的電壓指令振幅。VA = (Vd#2+Vq#2)0·5. · · (1)電壓振幅校正部270對由電壓振幅運算部245運算出的本來的電壓指令振幅VA， 求得為了將該電壓指令振幅VA作為過調制PWM中脈沖寬度調制電壓180(圖3)的基波振幅得到所需要的電壓指令振幅的擴大率(校正率)，并且校正d軸電壓指令以及q軸電壓指令，使得按照該校正率對電壓指令振幅進行線性補償。而且，輸出校正后的d軸電壓指令 Vd以及q軸電壓指令Vq。并且，電壓振幅校正部270進行的線性補償的詳細情況在后面描述。坐標變換部250，通過使用了交流電動機Ml的轉角θ的坐標變換(兩相一三相)， 將由電壓振幅校正部270校正后的d軸電壓指令Vd以及q軸電壓指令Vq變換為U相、V 相、W相的各相電壓指令Vu，Vv，Vw。概括的表示相電壓指令Vu，Vv，Vw，相當于圖3中的相電壓指令170。如上所述，關于相電壓指令170的振幅，可以根據系統電壓VH進行變換。旋轉頻率運算部290基于轉角傳感器25的輸出，運算交流電動機Ml的旋轉頻率 (角速度)ω e。同步PWM控制部280根據由旋轉頻率運算部290求得的旋轉角速度coe， 控制PWM調制部沈0，使得執行使載波160以及相電壓指令170(圖幻的相位同步的同步 PWM0更加詳細的，同步PWM控制部觀0，根據轉角速度《e，決定相當于相電壓指令的1 周期(交流電動機Ml的電角1周期)內包含的載波160的周期數相當的同步數K，并且設定載波的頻率fc并發送到PWM調制部沈0。PWM調制部沈0中，以與相電壓指令170同步的方式生成按照由同步PWM控制部 280設定的頻率fc的載波160。如此，PWM調制部沈0，按照圖3所示的載波160以及相電壓指令170的電壓比較，根據各相電壓指令Vu，Vv，Vw，生成變換器14的開關控制信號S3 S8。過調制PWM控制部200，進一步包含判定可否向各相電壓指令Vu，Vv，Vw疊加三次諧波的高次諧波判定部300。高次諧波判定部300，基于由電壓振幅運算部245求得的本來的電壓指令振幅VA， 生成指示有無三次諧波向相電壓指令的疊加(以下也表示為高次諧波有/無)的判定標志 Shr0圖6中示出說明按照高次諧波判定部的判定結果的相電壓指令變化的波形圖。參照圖6，PWM調制部沈0，在判定標志Shr為有效時，比較對由坐標變換部250產生的相電壓指令170疊加了三次諧波成分172的相電壓指令175和載波160(圖幻。三次諧波成分172，因為具有相電壓指令170的3倍的頻率，所以即使疊加在相電壓指令170上也在交流電動機Ml的線間抵消。因此，交流電動機Ml的線間電壓能夠設為按照正弦波狀的相電壓指令170的方式，另一方面，通過三次諧波成分使得峰值部分失真，由此能夠相對提高脈沖寬度調制電壓180(圖幻的基波成分。并且，眾所周知，如果是交流電動機Ml的旋轉頻率(電角)的3η倍(η > 2的自然數)的頻率，則得到與三次諧波同樣的效果。以下，本實施方式中，包括這樣的3η次(η:自然數)高次諧波在內都表示為“三次諧波”。另一方面，PWM調制部沈0，在判定標志Shr為無效時，將由坐標變換部250產生的相電壓指令170直接與載波160(圖3)比較。下面，詳細說明電壓振幅校正部270進行的電壓指令振幅的線性補償。如上所述，相電壓指令170 (三相電壓指令Vu，Vv，Vw)的振幅超過載波160的振幅的過調制PWM控制中，相對于相電壓指令170振幅的直線增加，從變換器14輸出的脈沖寬度調制電壓180的基波成分的振幅不是直線增加，該基波成分的振幅，相比于相電壓指令 170的振幅要小。因此，電壓振幅校正部270中，將d軸電壓指令Vd#以及q軸電壓指令Vq# 向d軸電壓指令Vd以及q軸電壓指令Vq校正，使得變換器14的輸出電壓(脈沖寬度調制電壓180)的基波振幅與在電壓振幅運算部245運算出的本來的電壓振幅指令VA—致。在此，用于將過調制PWM的脈沖寬度調制電壓的基波振幅作為本來的電壓指令振幅VA所需的電壓指令振幅VA#，能夠按照如圖6所示的電壓振幅特性求得。圖7表示用于按照上述電壓振幅特性求出電壓指令振幅的校正率的電壓振幅特性圖的一個示例。即使電壓指令振幅相同，當載波160的同步數K不同時，來自變換器14 的脈沖寬度調制電壓180的基波成分的振幅(以下，稱為基波振幅)變化，所以優選按各同步數K設定電壓振幅特性圖。圖7(a)是對應于同步數K = 6的電壓振幅特性圖、圖7 (b)是對應于同步數K = 9的電壓振幅特性圖、圖7(c)是對應于同步數K = 12的電壓振幅特性圖、圖7(d)是對應于同步數K= 15的電壓振幅特性圖。并且，關于同步數K，確認的記載圖7中舉例表示的K =6,9,12,15以外的任意的數(3的倍數)也是可以適用的。并且，確認的記載本實施方式中，同步數K不是必須可變的，本發明也能夠適用使用固定了同步數的同步PWM的過調制 PWM控制。圖7的電壓振幅特性圖中，基波振幅以及電壓指令振幅的值是除以載波振幅后的正規化值。例如，同步數K = 6、本來的電壓指令振幅VA= 1.2(載波振幅的1.2倍)的情況下，為了將脈沖寬度調制電壓180的基波振幅設為1. 2 (載波振幅的1. 2倍)，使用圖7(a) 所示的電壓振幅校正圖，校正電壓指令振幅的值為2. 2(載波振幅的2. 2倍)。另一方面，同步數K = 9、電壓指令振幅VA= 1.2(載波振幅的1.2倍)的情況下，為了將脈沖寬度調制電壓的基波振幅設為1. 2(載波振幅的1. 2倍)，使用圖7(b)所示的電壓振幅特性圖，將電壓指令振幅的值校正為1.9(載波振幅的1.9倍)。也就是說，圖7(a) (d)的橫軸，相當于本來的電壓指令振幅VA，縱軸相當于電壓振幅校正部270校正后的電壓指令振幅VA#。使用根據同步數K而不同的電壓振幅特性補償電壓指令振幅，由此，避免由于同步數K的變化，變換器14的輸出電壓(脈沖寬度調制電壓180)的基波振幅變化引起的控制性降低。進一步的，同步數K即使相同，在有高次諧波和沒有高次諧波時，電壓振幅特性也變化。圖8中示出同步數K = 9時的分別有高次諧波以及沒有高次諧波的電壓振幅特性。參照圖8，沒有高次諧波時的電壓振幅特性300a和圖7(b)是同樣的。另一方面， 有高次諧波時的電壓振幅特性300b中，由于三次諧波的疊加確保在相電壓指令170的峰值附近開關元件的導通周期，因此用于得到同一的基波振幅的電壓指令振幅(校正后)比沒有高次諧波時低。另外，理解為在電壓振幅特性300a中，存在校正后的電壓指令振幅相對于基波電壓振幅的比也就是圖8中的電壓振幅特性的斜率變化的變化點1 ⑴，Pa(2)。在電壓振幅特性300b中，存在同樣的變化點I^b(I)。但是，理解為電壓振幅特性300a以及電壓振幅特性300b之間，對應于變化點的電壓指令振幅(VA)也不同。在這些變化點1 (DAMi) (i 自然數)，以該變化點為界，校正后的電壓指令振幅相對于基波電壓振幅的比變得不連續。圖9表示了關于同步數K = 15的有高次諧波時的電壓振幅特性300a以及沒有高次諧波時的電壓振幅特性300b。能夠理解在電壓振幅特性300a上存在變化點I^a(I)， Pa (2)，在電壓振幅特性300b上存在變化點Pb(I)，Pb (2)。在同步數K = 15時，也和圖8所示的K = 9時同樣，在電壓振幅特性300a以及電壓振幅特性300b之間，為了得到同一基波振幅需要的電壓振幅指令(VA#)以及對應于變化點的電壓指令振幅(VA)不同。進一步的，關于有高次諧波、沒有高次諧波的各自情況，當同步數K不同時，對應于變化點的電壓指令振幅(VA)也不同。再次參照圖5，在圖271中按每個同步數K存儲有如圖7所示的沒有高次諧波時的電壓振幅特性圖。另一方面，關于有高次諧波時，預先制作與圖7同樣的按每個同步數K的電壓振幅特性圖，存儲于圖272。電壓振幅校正部270，根據來自同步PWM控制部280的同步數K以及高次諧波判定部300的高次諧波判定標志Sir，從圖271，272讀取出需要的電壓振幅特性。然后，電壓振幅校正部270，按照讀出的電壓振幅特性，算出用于得到將本來的電壓指令振幅VA作為基波振幅所需要的電壓指令振幅徹，并且基于算出的電壓指令振幅徹算出校正后的d軸電壓指令Vd和q軸電壓指令Vq。由此，由于能夠線性補償當初的d軸電壓指令Vd#以及q 軸電壓指令Vq#，所以相對于電壓指令振幅VA的直線增加，能夠使脈沖寬度調制電壓的基波振幅也直線的增加。接著，說明基于高次諧波判定部300的有/沒有高次諧波的選擇控制。首先，試著考慮為了根據對電動車輛的加速要求等增大交流電動機的輸出轉矩，需要增大對交流電動機Ml的施加電壓的振幅時的過調制PWM控制。此種情況下，隨著轉矩指令值Trqcom的增大，進行過調制PWM使得d軸電壓指令 Vd#以及q軸電壓指令Vq#以電壓指令振幅VA增大的方式變化。此時，當以在圖8，9所示的電壓振幅特性300a，300b上通過變化點I^(i)，Pb (i) (i 自然數)的方式電壓指令振幅 VA變化時，以該變化點為界，校正后的電壓指令振幅相對于基波電壓振幅的比變得不連續， 所以存在在該通過時控制動作不穩定的可能性。因此，在本發明的實施方式中的過調制PWM中，著眼于如上所述的對應于電壓振幅特性300a，300b上的變化點Pa(i)，Pb(i)的電壓指令振幅的不同，執行如下所述的有/ 沒有高次諧波的選擇控制。圖10是說明圖5所示的高次諧波判定部300的結構的功能框圖。
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參照圖10，高次諧波判定部300包含變化點圖302、參數算出部304、變化點接近判定部306。變化點圖302是為了讀出如圖8，9所示的變化點以及1 ⑴的圖。具體來說，準備用于按照按每個上述同步數K的電壓振幅特性300a，300b，根據同步數K讀出沒有高次諧波時的變化點!^(i)的圖(未圖示)以及根據同步數K讀出有高次諧波時的變化點 Pb(i)的圖(未圖示)。通過變化點圖302，基于來自同步PWM控制部觀0的同步數K以及當前的判定標志Sir，能夠得到變化點以及I^b(i)。參數算出部304，接受在每個過調制PWM控制的控制周期由電壓振幅運算部245運算的本來的電壓指令振幅VA，產生電壓指令振幅VA的推移參數Vp。例如，推移參數Vp至少包含電壓指令振幅VA的變化方向(增大/變小)以及當前值。此外，推移參數Vp還可以包含在最近的預定數的控制周期中電壓指令振幅VA的變化量(也就是VA的變化速度)。變化點接近判定部306，基于由參數算出部304算出的推移參數Vp和由變化點圖 302讀出的變化點1 (i)以及1 (i)，生成判定標志Sir。判定標志Shr被發送至PWM調制部沈0以及電壓振幅校正部270。圖11是說明圖10所示的高次諧波判定部300進行的控制處理的流程圖。按照圖 11所示的流程圖的控制處理，在每個過調制PWM控制適用的控制周期執行。另外，圖11所示的流程圖的各步驟，也通過控制裝置30進行軟件或者硬件的處理實現。參照圖11，控制裝置30 (高次諧波判定部300)，在步驟SlOO中，讀入同步PWM的同步數K、電流反饋控制中基于本來的d軸電壓指令Vd#以及q軸電壓指令Vq#的本來的電壓指令振幅VA。也就是說，步驟SlOO的處理，對應于圖10中的對變化點圖302以及參數算出部304的信息讀入功能。控制裝置30 (高次諧波判定部300)，在步驟SllO中，基于判定標志Shr的當前值， 判定當前的過調制PWM控制是否有高次諧波。而且，在執行有高次諧波的過調制PWM控制時(步驟SllO的“是”判定時)，控制裝置30 (高次諧波判定部300)，通過步驟S120，從在變化點圖302存儲的有高次諧波時的圖中基于同步數K讀出變化點I^(i)。另一方面，在執行沒有高次諧波的過調制PWM控制時(步驟SllO的“否”判定)，控制裝置30(高次諧波判定部300)，通過步驟S130，從沒有高次諧波時的圖中基于同步數K讀出變化點Pa(i)。進一步的，控制裝置30 (高次諧波判定部300)，在步驟S140中，基于包含電壓指令振幅VA的過去值的推移(推移參數Vp)，評價與變化點的接近程度。例如，如圖12所示，關于與變化點I^a(I)的接近程度，可以基于對應于變化點 1 ⑴的電壓指令振幅Va以及電壓指令振幅VA的差進行判定。也就是說，在VA < Va且VA 在增加方向上時，設定比Va低預定電壓的判定電壓VI，設定Vl < VA彡Va的電壓范圍作為接近區域500，并且在電壓指令振幅VA變為在接近區域500內時，步驟S150判定為“是”，在接近區域500外時步驟S150判定為“否”。接近區域500可以根據當前的電壓指令振幅VA 的變化方向僅在變化點的一側設定，也可以在變化點的兩側設定。并且，接近區域500的范圍，也可以是根據電壓指令振幅VA的變化速度可變地設定，例如，以變化快時接近區域500 擴大的方式設定。然后，參照圖11，控制裝置30 (高次諧波判定部300)，在電壓指令振幅VA接近變化點1 ⑴或者1 ⑴時(S150判定為“是”時)，通過步驟S160，反轉判定標志》!!·。也就是說，執行有高次諧波的過調制PWM控制時，向沒有高次諧波的過調制PWM控制切換，在執行沒有高次諧波的過調制PWM控制時，向有高次諧波的過調制PWM控制切換。另一方面，電壓指令振幅VA沒有向變化點或者1 ⑴接近時(S150判定為 “否”時)，控制裝置30 (高次諧波判定部300)繼續進行步驟S170的處理，將判定標志Shr 維持為當前值。其結果是，過調制PWM控制中的有/沒有高次諧波，維持為當前的狀態。圖12以及圖13示出圖10，11所示的有高次諧波/無高次諧波的選擇控制的動作示例。參照圖12，預想在沒有高次諧波的狀態下從VA < Vl的區域開始電壓指令振幅VA 逐漸增大的情況。此種情況下，在從沒有高次諧波時的與變化點I^a(I)的電壓指令振幅Va 起在一定范圍內設定接近區域500。變化點I^a(I)的接近區域500的邊界為VA = VI。如上所述，關于接近區域500的范圍，能夠根據電壓指令振幅VA的變化方向或者變化速度可變。如此，當VA > VI，電壓指令振幅VA進入接近區域500時，為了避免電壓指令振幅 VA通過變化點I3a(I)，利用在電壓振幅特性300b中Va附近不存在變化點I3Mi)，將過調制 PWM控制從沒有高次諧波切換到有高次諧波。進一步，在有高次諧波的過調制PWM控制下，當電壓指令振幅VA從Vl增大時，判定是否進入了從與有高次諧波時的變化點I^b(I)對應的電壓指令振幅Vb在一定范圍內設定的接近區域500。變化點I^b(I)的接近區域500的邊界為VA = V3。而且，在VA彡V3的期間，維持有高次諧波的過調制PWM控制，另一方面，當VA > V3,電壓指令振幅VA進入接近區域500時，為了避免電壓指令振幅VA通過變化點1 ⑴，和上面相反的，將過調制PWM控制從有高次諧波切換到沒有高次諧波。這是因為，電壓振幅特性300a中在Vb附近不存在變化點I^a(i)。進一步的，在沒有高次諧波的過調制PWM控制下，當電壓指令振幅VA從V3開始上升時，判定是否進入了從對應于有高次諧波時的變化點1^(2)的電壓指令振幅Vc在一定范圍內設定的接近區域500。變化點1 )的接近區域500的邊界為VA = V5。而且，VA彡V5 的期間，維持沒有高次諧波的過調制PWM控制，另一方面，當VA > V5，電壓指令振幅VA進入接近區域500時，為了避免電壓指令振幅VA通過變化點1 )，再次，將過調制PWM控制從沒有高次諧波切換到有高次諧波。如此，通過使得切換有高次諧波/沒有高次諧波，能夠不跨過電壓振幅特性300a， 300b上的變化點1 (i)，Pb (i)，使與電壓指令振幅VA增大對應的過調制WM控制穩定化。圖13中，與圖12相反，預想在沒有高次諧波的狀態下電壓指令振幅VA逐漸降低的情況。參照圖13，預想從在有高次諧波的狀態下的VA > Vc的區域，電壓指令振幅VA逐漸降低的情況。此種情況下，從在有高次諧波時的對應于變化點I^b(I)的電壓指令振幅Vb 在一定范圍內設定接近區域500。此時的接近區域500的邊界是VA = V4。而且，當VA < V4,電壓指令振幅VA進入接近區域500時，因為，在電壓振幅特性 300a中Vb附近不存在變化點1 (i)，為了避免電壓指令振幅VA通過變化點1 (1)，將過調制PWM控制從有高次諧波切換到沒有高次諧波。進一步的，在沒有高次諧波的過調制PWM控制下，當電壓指令振幅VA從V4開始降低時，此時，判定是否進入了從沒有高次諧波時的對應于變化點I3Wl)的電壓指令振幅Va 在一定范圍內設定的接近區域500。此時的接近區域500的邊界為VA = V2。如此，VA ^ V2的期間，維持沒有高次諧波的過調制PWM控制，另一方面，當VA < V2，電壓指令振幅VA進入接近區域500時，為了避免電壓指令振幅VA通過變化點1 (1)， 和上面相反的，將過調制PWM控制從沒有高次諧波切換到有高次諧波。這是因為，在電壓振幅特性300b中在Va附近不存在變化點1 (i)。如此，通過適當切換有高次諧波/沒有高次諧波，能夠不跨過電壓振幅特性300a， 300b上的變化點，I3Mi)，使與電壓指令振幅VA降低對應的過調制PWM控制穩定化。如上所述根據本發明的實施方式中的過調制PWM控制，通過有高次諧波/沒有高次諧波的選擇控制，能夠避免通過電壓振幅特性300a，300上的變化點1 (i)，Pb (i)而執行電壓指令振幅的線性補償。因此，能夠防止由于為了得到和本來的電壓指令振幅匹配的脈沖寬度調制電壓180的基波振幅進行的電壓指令振幅的線性補償的影響，使得過調制PWM 控制的控制動作不穩定化。[變形例]上述本實施方式中的過調制PWM控制，通過有高次諧波/沒有高次諧波的切換，防止電壓振幅校正中線性補償突變的情況。另一方面，通過有高次諧波/沒有高次諧波的切換，三次諧波成分172(圖6)的振幅也就是相電壓指令的波形有很大的變化。如此，在本實施方式的變形例中，說明對高次諧波成分的影響也能夠防止急劇變化的控制結構。圖14是說明本實施方式的變形例中過調制PWM控制中三次諧波成分的振幅控制的概念圖。參照圖14，對于有高次諧波的電壓振幅特性300b上的變化點I^b(l)，設定圖12， 13中說明了的接近區域(V3<VA<V4)。如上所述，當電壓指令振幅VA進入接近區域500 時，切換為沒有高次諧波的過調制PWM控制。本實施方式的變形例中，在接近區域500的外側，進一步的設置接近預備區域 510。例如V3 V3# (V3# < V3)以及V4 V4#(V4# > V4)的范圍作為接近預備區域510。 關于接近預備區域510的范圍，可以隨著電壓指令振幅VA的變化方向以及變化速度變化。而且，高次諧波判定部300 (圖5)，在電壓指令振幅VA在接近區域500之外，維持為有高次諧波的過調制PWM控制的情況下，判定電壓指令振幅VA是否進入了接近預備區域 510。如此，高次諧波判定部300，在電壓指令振幅VA進入了接近預備區域510的期間，在每個控制周期逐漸降低與相電壓指令疊加的三次諧波成分172(圖6)的振幅。另一方面，高次諧波判定部300，在電壓指令振幅VA沒有進入接近預備區域510的期間，在每個控制周期逐漸增大三次諧波成分172的振幅。但是，三次諧波成分172的振幅的增大，受限于預定的上限值。例如，將在僅僅控制有高次諧波/沒有高次諧波的實施方式中預想的高次諧波成分172的振幅作為上述的上限值。圖15是如圖14所示的用于實現三次諧波成分的振幅控制的控制處理順序的流程圖。在過調制PWM控制適用的每一個控制周期執行按照圖15所示的流程進行的控制處理。 另外，圖15所示的流程的各個步驟，也是通過控制裝置30進行硬件或者軟件的處理實現。參照圖15，控制裝置30 (高次諧波判定部300)，通過步驟S200，基于判定標志 Sir，判定當前的設定是否有高次諧波。而且，在沒有高次諧波的情況下(步驟S200為“否”的判定時)，跳過以后的處理。高次諧波判定部300，在有高次諧波的情況下(步驟S200為“是”的判定時)，進行步驟S210的處理，判定電壓指令振幅VA是否進入了接近預備區域510。如上所述，在電壓指令振幅VA的變化速度快的情況下，可以使接近預備區域510相對大。在當前的電壓指令振幅VA在接近預備區域510之外時(S210的“否”判定時)，控制裝置30 (高次諧波判定部300)生成將三次諧波振幅比當前值增大一個級別的指示。并且，在三次諧波振幅已經達到了預定的上限值的情況下，不生成上述增大指示。另一方面，在當前的電壓指令振幅VA在接近預備區域510之內時(S210的“是”判定)，控制裝置30(高次諧波判定部300)生成將三次諧波振幅比當前值降低一個級別的指示。并且，在三次諧波振幅已經是0的情況下，不生成上述降低指示。步驟S220，S230中的振幅增大/降低指示，與判定標志Sir同樣的，在圖5的結構中，從高次諧波判定部300輸入到PWM調制部沈0。通過如此對三次諧波振幅進行控制，能夠抑制在用于防止電壓指令振幅的線性補償舉動急劇變化而切換有高次諧波/沒有高次諧波時的、三次諧波的振幅變化的影響。因此，能夠將本發明實施方式中的過調制PWM控制進一步的穩定化。并且，本實施方式中，雖然說明了適用同步PWM的過調制PWM控制，但是，本發明的適用并不必須是同步PWM的適用。因為進行不適用同步PWM的過調制PWM控制的情況下， 在電壓振幅校正圖上，也會出現與圖7 9同樣的變化點，而且，此變化點在有高次諧波/ 沒有高次諧波時不同。因此，確切記載在適用同步PWM的過調制PWM控制中，與本實施方式或者此變形例同樣地，能夠控制有高次諧波/沒有高次諧波的切換，使得避免電壓指令振幅通過變化點。另外，本實施方式中，作為優選的結構例，示出了如下構成為了能夠可變控制向變換器14的輸入電壓(系統電壓VH)，電動機驅動控制系統的直流電壓產生部10#包含轉換器12，但是，只要是能夠可變控制向變換器14的輸入電壓，直流電壓產生部10#不限于本實施方式所例示的結構。另外，變換器輸入電壓不是必須可變，對于直流電源B的輸出電壓直接輸入變換器14的結構(例如省略轉換器12的配置的結構)，本發明也能夠適用。進一步的，作為馬達驅動控制系統的負載的交流電動機，雖然本實施方式中設想為在電動車輛(混合動力車輛、電氣車輛等)搭載的車輛驅動用的永磁馬達，但是對于其他的用于設備的任意的交流電動機作為負載的結構，本發明都能夠適用。應該認為，此次公開的實施方式的所有方面均為示例，不是對本發明的限制。本發明的范圍不是由上述說明而是由權利要求表示，與權利要求均等的意義以及范圍內的所有變更均包含其中。本發明能夠適用于使用了過調制PWM控制的交流電動機控制。
權利要求
1.一種交流電動機的控制裝置，是通過變換器(14)控制施加電壓的交流電動機(Ml) 的控制裝置，具備電流檢測器04)，其檢測在所述變換器和所述交流電動機之間流動的電流；以及過調制PWM控制部000)，其基于振幅超過載波(160)的電壓振幅的相電壓指令(170) 與該載波的電壓比較，控制從所述變換器向所述交流電動機施加的脈沖寬度調制電壓 (180)，所述過調制PWM控制部，包括電壓指令生成部040)，其根據所述交流電動機的電流指令(Idcom，Iqcom)與基于所述電流檢測器的檢測值的實際電流(Id，Iq)的偏差，生成d軸電壓指令(Vd#)和q軸電壓指令(Vq#)使得消除該偏差；電壓振幅運算部045)，其基于所述電壓指令生成部生成的本來的d軸電壓指令以及q 軸電壓指令運算本來的電壓指令振幅(VA)；電壓振幅校正部(270)，其校正所述d軸電壓指令以及所述q軸電壓指令，使得所述脈沖寬度調制電壓的基波振幅與所述本來的電壓指令振幅一致；以及電壓指令變換部050)，其將所述電壓振幅校正部校正后的d軸電壓指令(Vd)以及q 軸電壓指令(Vq)變換為所述相電壓指令，所述電壓振幅校正部，根據表示所述基波振幅和用于實現該基波振幅所需的必要電壓指令振幅之間的關系的、預先設定的電壓振幅特性，運算對所述本來的電壓指令振幅必要的校正比率，并且基于按照該校正比率校正所述本來的電壓指令振幅后得到的校正后的電壓指令振幅，算出所述校正后的d軸電壓指令(Vd)以及q軸電壓指令(Vq)，所述電壓振幅特性包含分別與有無三次諧波成分(172)向由所述電壓指令變換部變換后的所述相電壓指令的疊加對應地個別設定的第一振幅特性以及第二振幅特性，所述過調制PWM控制部還包含高次諧波判定部(300)，該高次諧波判定部(300)基于所述第一振幅特性以及所述第二振幅特性與由所述電壓振幅運算部運算出的所述本來的電壓指令振幅，指示有無三次諧波成分(172)向由所述電壓指令變換部變換后的所述相電壓指令的疊加。
2.如權利要求1所述的交流電動機的控制裝置，其中所述高次諧波判定部(300)，在有所述三次諧波成分(17 的疊加的情況下進行控制時，當所述本來的電壓指令振幅(VA)以預定以上的程度接近了在所述第一振幅特性 (300b)上所述必要電壓指令振幅相對于所述基波振幅的線性特性變為不連續的變化點 (Pb(i))時，向沒有所述三次諧波成分的疊加的控制切換，另一方面，在沒有所述三次諧波成分的疊加的情況下進行控制時，當所述本來的電壓指令振幅以預定以上的程度接近了所述第二振幅特性(300a)上的所述變化點(Pa(i))時，向有所述三次諧波成分的疊加的控制切換。
3.如權利要求2所述的交流電動機的控制裝置，其中 所述高次諧波判定部(300)包含變化點存儲部(302)，其預先存儲所述第一振幅特性以及所述第二振幅特性上的所述變化點(Pa(i)，Pb(i))；推移度算出部(304)，其算出表示所述電壓指令振幅的當前值以及變化方向的推移度(Vp)；以及接近判定部(306)，其構成為基于由所述推移度算出部算出的所述推移度以及在所述變化點存儲部存儲的所述變化點，在當前的所述本來的電壓指令振幅和與所述變化點對應的電壓振幅的差比第一預定值小時，從當前起切換有無所述三次諧波成分(17 的疊加。
4.如權利要求3所述的交流電動機的控制裝置，其中所述第一預定值根據所述本來的電壓指令振幅(VA)的變化速度可變地設定。
5.如權利要求1 4中任意一項所述的交流電動機的控制裝置，其中所述高次諧波判定部(300)，在維持有所述三次諧波成分(17 的疊加的情況下的控制的期間，當所述本來的電壓指令振幅(VA)和與在所述第一振幅特性(300b)上的所述變化點(Pb(i))對應的電壓振幅(Vb)的差比第二預定值大時，將所述三次諧波成分的振幅逐漸增大到預定的上限，另一方面，當所述差為所述第二預定值以下時，使所述三次諧波成分的振幅逐漸減小。
6.如權利要求1 4中任意一項所述的交流電動機的控制裝置，其中所述過調制PWM控制部還包含使來自所述電壓指令變換部的所述相電壓指令和所述載波的相位同步的同步PWM控制部080)，所述同步PWM控制部(觀0)，以將作為所述相電壓指令每一周期的所述載波(160)的周期數的同步數⑷根據所述交流電動機(Ml)的轉速(coe)可變地設定的方式，使所述相電壓指令(170)和所述載波的相位同步，所述第一振幅特性以及所述第二振幅特性(300a，300b)，按每個所述同步數預先設定。
全文摘要
過調制PWM控制部(200)，包括電壓振幅運算部(245)，其基于電流反饋控制運算本來的電壓指令(Vd#，Vq#)的電壓指令振幅(VA)；電壓振幅校正部(270)，其對電壓指令振幅進行線性補償，使得從變換器(14)輸出的脈沖寬度調制電壓的基波振幅與本來的電壓指令振幅(VA)一致；以及高次諧波判定部(300)，基于本來的電壓指令振幅(VA)的推移切換有/沒有三次諧波成分的重疊，使得避開通過分別對有/沒有三次諧波成分的重疊預先求出的、表示基波振幅與為了實現該基波振幅所需的必要電壓振幅之間關系的電壓振幅特性變得不連續的變化點。
文檔編號H02P21/00GK102301586SQ20098015569
公開日2011年12月28日 申請日期2009年1月29日 優先權日2009年1月29日
發明者山田堅滋 申請人:豐田自動車株式會社