專利名稱：Motor drive control device的制作方法
技術領域：
本發明涉及電動機驅動控制裝置，更詳細地說，涉及通過變換器(4 一夕)將 可變直流電壓變換成交流電壓而施加于作為負載的交流電動機(*一々)的電動機驅動控 制裝置。
背景技術：
在使用直流電源，例如從電池供給的直流電壓而驅動交流電動機的情況下，一般 進行通過作為電壓變換器的轉換器(二 >〃一々)將上述直流電壓升壓然后通過變換器變 換成交流電壓而施加于交流電動機。作為此時的交流電動機驅動控制方式，大體具有脈沖 寬度調制(PWM(Pulse Width Modulation))控制與矩形波控制。例如在專利文獻1中，公開了在能夠通過PWM控制以及矩形波控制的任意一種進 行電動機驅動的電動機運行區域，向變換器、電動機的損失較少一方的控制方式切換而驅動。專利文獻1 特開2004-166415號公報
發明內容
一般，矩形波控制的與要求轉矩相對的控制響應性比PWM控制差，但對于電壓利 用率，比PWM控制高效。然而，在矩形波控制中，變換器的開關元件的導通時間(控制周期)比較長，因此 具有來自電池的電流的支出(流出，持6出)變多，電池的電壓下降變大的傾向。該傾向 根據外部環境，若電池溫度越低，電池內部電阻變得越大，所以變得特別顯著。在電池電壓 下降時，矩形波控制區域變大，與要求轉矩相對的電動機輸出轉矩的偏差(下面，稱作“轉 矩偏差”)變大，控制響應性下降，并且燃料經濟性變差。另外，在電池電壓下降而跌破下限 電壓值(割Λ )時，給電池帶來損害而使壽命縮短。本發明的目的在于提供能夠防止由于進行矩形波控制而引起的電池電壓跌破下 限、同時能夠實現電力意義上的燃料經濟性(電力的&燃費)提高的電動機驅動控制裝置。與本發明有關的電動機驅動控制裝置，包括直流電源、能夠將從直流電源供給的 直流電壓升壓的電壓轉換部、將從電壓轉換部供給的直流電壓變換為用于交流電動機驅動 的交流電壓的變換器和向電壓轉換部以及變換器輸出控制信號的控制部，其特征在于控 制部關于交流電動機控制具有第1映射(7 W )與第2映射，第ι映射以及第2映射中 電動機轉速與電動機最大輸出轉矩的關系相同，但第1映射是通過將轉換器的升壓開始點 設定于比第2映射更高轉速的區域從而包含比較寬的矩形波控制區域的映射，第2映射是 用于主要執行脈沖寬度調制控制的映射，控制部還包含根據直流電源的狀態從基于第1映 射的控制向基于第2映射的控制切換的映射切換部。根據該結構的電動機驅動控制裝置，通過基于包含比較寬的矩形波控制區域的第 1映射進行電動機驅動控制而降低變換器的電力損失，由此實現燃料經濟性提高，同時通過與直流電源的狀態相應地從基于第1映射的控制向基于主要執行脈沖寬度調制控制的第2 映射的控制，能夠防止直流電源的電壓跌破下限的產生。在與本發明有關的電動機驅動控制裝置中，優選在第2映射中，從直流電源的輸 出電壓到由轉換器實現的升壓上限電壓的能夠進行脈沖寬度調制控制的整個區域為脈沖 寬度調制控制區域，與此相對，在第1映射中，包含不利用轉換器將直流電源的輸出電壓升 壓而是直接使用直流電源的輸出電壓進行矩形波控制的矩形波控制區域和進行脈沖寬度 調制控制的脈沖寬度調制控制區域。根據該結構的電動機驅動控制裝置，通過采用包含不將直流電源的輸出電壓升壓 而是直接使用進行矩形波控制以及脈沖寬度調制控制的區域的第1映射作為通常映射，能 夠通過電力變換部的開關損失抑制進一步實現燃料經濟性提高，通過與直流電源的狀態相 應從基于第1映射的控制切換為基于大致整個區域為脈沖寬度調制控制區域的第2區域的 控制，能夠可靠地防止直流電源的電壓跌破下限。另外，在與本發明有關的電動機驅動控制裝置中，也可以設置成映射切換部在直 流電源的輸出電壓比預定值低時執行從第1映射向第2映射的控制的切換。根據該結構的電動機驅動控制裝置，通過在直流電源的輸出電壓比預定值低時從 基于第1映射的控制切換為基于第2映射的控制，能夠更可靠地防止直流電源的電壓跌破 下限。另外，在與本發明有關的電動機驅動控制裝置中，也可以設置成映射切換部在直 流電源的輸出電壓比預定值低并且電動機輸入電壓的振幅值除以電壓轉換部的輸出電壓 值所得的比值即調制率比預定值大時執行從第1映射向第2映射的控制的切換。根據該結構的電動機驅動控制裝置，在直流電源的輸出電壓比預定值低并且調制 率比預定值大時執行從第1映射向第2映射的控制的切換，能夠在基于第1映射的控制下 想要從脈沖寬度調制控制向矩形波控制轉移時切換為基于第2映射的脈沖寬度調制控制， 由此能夠在保持脈沖寬度調制控制的條件下開始由電壓轉換部進行的升壓，能夠防止由控 制響應性的惡化引起的轉矩偏差的產生。另外，在與本發明有關的電動機驅動控制裝置中，優選當映射切換部在直流電源 的輸出電壓比預定值低并且處于基于第1映射的矩形波控制執行中的情況下進行從第1映 射向第2映射的控制的切換時，對電壓轉換部的升壓率加以限制。根據該結構的電動機驅動控制裝置，通過在進行從基于第1映射的矩形波控制向 基于第2映射的脈沖寬度調制控制切換時對電壓轉換部的升壓率加以限制，能夠平滑順利 且安全地進行控制方式的切換，能夠避免導致控制故障。另外，在與本發明有關的電動機驅動控制裝置中，優選映射切換部在直流電源的 輸出電壓比預定值低并且電動機轉速比預定值小時執行從第1映射向第2映射的控制的切換。根據該結構的電動機驅動控制裝置，能夠避免在電動機低轉速區域執行比較不穩 定的矩形波控制。進而，在與本發明有關的電動機驅動控制裝置中，優選控制部還具有判定電動機 是處于電動機驅動期間還是處于再生期間的判定單元，映射切換部在電動機處于再生期間 時不進行從第1映射向第2映射的切換。
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根據該結構的電動機驅動控制裝置，在再生中沒有來自直流電源的電流支出，沒 有電壓跌破下限的懸念，所以通過不進行映射切換而繼續進行基于包含比較寬的矩形波區 域的第1映射的控制，能夠實現燃料經濟性提高。
圖1是作為本發明的一個實施方式的電動機驅動控制裝置的整體概略結構圖。圖2是表示構成電動機驅動控制裝置的控制部的一部分的PWM控制塊的圖。圖3是表示構成電動機驅動控制裝置的控制部的一部分的矩形波控制塊的圖。圖4是表示構成電動機驅動控制裝置的控制部的一部分的控制方式選擇部以及 轉換器控制部的圖。圖5是表示PWM控制映射的圖。圖6是表示燃料經濟性提高映射的圖。圖7是表示通過控制方式選擇部執行的第1形態的控制的流程圖。圖8是表示通過控制方式選擇部執行的第2形態的控制的流程圖。圖9是表示通過控制方式選擇部執行的第3形態的控制的流程圖。圖10是表示通過控制方式選擇部執行的第4形態的控制的流程圖。圖11是表示通過控制方式選擇部執行的第5形態的控制的流程圖。圖12是表示通過控制方式選擇部執行的第6形態的控制的流程圖。符號說明10 電動機驅動控制裝置12 轉換器14、33:平滑電容器16 變換器20控制部
22、26、27 電壓傳感:
23、28 電流傳感器
24溫度傳感器
30旋轉角傳感器
32電力線
34接地線
35連接線
36電力線
38=U相臂
40=V相臂
42:ff相臂
50:PWM控制塊
52電流指令生成部
54電壓指令生成部
56:2相3相變換部
58,80 開關信號生成部
60、72 :3相2相變換部
62轉速運算部
70矩形波控制塊
74轉矩推定部
76電壓相位運算部
78矩形波生成部
90控制方式選擇部
92轉換器控制部
B 電池
M 交流電動機
Dl D8 二極管
El Ε8 開關元件
具體實施例方式下面，一邊參照附圖一邊對與本發明有關的電動機驅動控制裝置的實施方式進行 詳細說明。在該說明中，具體的形狀、材料、數值等是用于使本發明的理解容易的例示，能夠 根據用途、目的、規格而適當變更。圖1是作為本發明的一個實施方式的電動機驅動控制裝置10的整體概略結構圖。 電動機驅動控制裝置10包括作為直流電源的電池B ；系統開關SW1、SW2 ；作為能夠將從電 池B經由平滑電容器33供給的直流電壓升壓的電壓轉換部的轉換器12 ；將從轉換器12經 由平滑電容器14供給的直流電壓變換為電動機驅動用的交流電壓的變換器16 ；通過從變 換器16供給的交流電壓驅動的交流電動機M ；和基于所輸入的轉矩指令τ *向轉換器12以 及變換器16輸出控制信號的控制部20。電動機驅動控制裝置10還包括檢測電池B的輸出電壓VB以及溫度TB的電壓傳 感器22以及溫度傳感器24 ；檢測電池電流IB的電流傳感器23 ；檢測平滑電容器33的端子 間電壓即轉換器輸入電壓VL的電壓傳感器37 ；檢測平滑電容器14的端子間電壓即向變換 器供給的系統電壓VH的電壓傳感器26 ；檢測從變換器16分別向交流電動機M的各U、V、W 相端子流動的電動機各相電流iu、iv、iw的電流傳感器28 ；和檢測交流電動機M的轉子旋 轉角θ的由例如分解器(> ’/>〃)或者脈沖編碼器等構成的旋轉角傳感器30。各傳感 器22 37的檢測信號分別向控制部20輸出。交流電動機M為3相同步型或者3相感應型的電動機，是產生用于驅動混合動力 汽車、電動汽車等車輛的驅動輪的轉矩的驅動用電動機，能夠構成為在再生時作為輸出電 力的發電機而起作用。另外，交流電動機M也可以作為能夠給予混合動力汽車的發動機起 動用的動力的電動機而使用。電池B可以由鎳氫電池、鋰離子電池等二次電池構成。系統開關SWl被連接于電 池B的正極端子與電力線32之間，系統開關SW2被連接于電池B的負極端子與接地線34 之間。系統開關SWl、SW2接受來自控制部20的信號而導通、斷開，通過將各開關SWl、SW2 接通而從電池B向平滑電容器33供給直流電壓。平滑電容器33被連接于電力線32與接
6地線34之間，將從電池B供給的直流電壓平滑化而向變換器16供給。轉換器12包含電感L、電力用開關元件(下面，簡稱為“開關元件”)E1、E2、二極 管D1、D2。開關元件El、E2被串聯連接于電力線32以及接地線34之間。作為開關元件 El、E2，可以使用 IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)、電力用 MOS (Metal Oxide Semiconductor)晶體管或者電力用雙極晶體管等。二極管Dl、D2為了使電流從發射極側 向集電極側流動而分別相對于各開關元件E1、E2并聯連接。電感L被連接于開關元件El、E2之間的連接線35與電力線32之間。另外，平滑 電容器14被連接于連接轉換器12與變換器16的電力線36以及接地線34之間。平滑電 容器14向變換器16供給將從轉換器12供給的直流電壓平滑化后的系統電壓VH。變換器16包含互相并聯設置于電力線36以及接地線34之間的U相臂38、V相臂 40以及W相臂42。各相臂38 42分別由被串聯連接于電力線36以及接地線34之間的 2個開關元件與相對于各開關元件反并聯地分別連接的2個二極管構成。詳細地說，U相臂 38包括開關元件E3、E4以及二極管D3、D4，V相臂40包括開關元件E5、E6以及二極管D5、 D6，W相臂42包括開關元件E7、E8以及二極管D7、D8。對于各開關元件E3 E8，可以使用 例如IGBT等。開關元件E3 E8的導通、斷開通過來自控制部20的開關信號S3 S8控 制。各相臂38、40、42的中間點分別被連接于交流電動機M的U相、V相以及W相(下 面，簡稱為“3相”)的各相線圈(未圖示)的各一端。各相線圈的各另一端被共同連接于 電動機M內的中性點。轉換器12在升壓動作時，將從電池B供給的直流電壓升壓。升壓后的直流電壓作 為系統電壓VH向變換器16供給。更詳細地說，根據來自控制部20的開關信號Si、S2，將 開關元件El的導通期間以及開關元件E2的導通期間設置為交替，升壓比相當于這些導通 期間的比。另一方面，轉換器12在降壓動作時，將經由平滑電容器14從變換器16供給的直 流電壓降壓而向電池B充電。更詳細地說，根據來自控制部20的開關信號Si、S2，將僅開 關元件El導通的期間與開關元件E1、E2雙方都導通的期間設置為交替，降壓比相當于上述 導通期間的占空比。變換器16在交流電動機M的轉矩指令τ *為正(τ * > 0)的情況下，在從平滑電 容器14供給直流電壓時，通過與來自控制部20的開關信號Sl S8相應的開關元件Ε3 Ε8的導通、斷開(ON、OFF)動作將直流電壓變換成交流電壓而以輸出正的轉矩的方式驅動 交流電動機M。另外，變換器16在交流電動機M的轉矩指令τ *為零(τ * = 0)的情況下， 通過與來自控制部20的開關信號Sl S8相應的開關元件Ε3 Ε8的導通、斷開動作將直 流電壓變換成交流電壓而驅動交流電動機M以使轉矩變為零。進而，在搭載有電動機驅動控制裝置10的車輛的再生時，交流電動機M的轉矩指 令τ*被設定為負(τ*<0)。此時，變換器16通過與開關信號S3 S8相應的開關元件 Ε3 Ε8的導通、斷開動作，將交流電動機M發電的交流電壓變換成直流電壓，將該變換后的 直流電壓經由平滑電容器14向轉換器12供給。另外，在這里的“再生”中，不僅限于由車 輛的駕駛員進行制動操作的情況，也包含由加速踏板操作的解除引起的車輛的加速中止、 減速等情況。
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電流傳感器28檢測在交流電動機M中流動的3相的各相電流iu、iv、iw，向控制部 20輸出。旋轉角傳感器30檢測交流電動機M的轉子旋轉角θ，向控制部20輸出。另外， 也可以代替通過3個電流傳感器28分別檢測上述各相電流iu、iv、iw，根據iu+iv+iw = 0 的關系，檢測2相電流而計算求得剩余的1相電流。接下來，對本實施方式中的由控制部20進行的交流電動機M的控制方式進行詳細 說明。一般，作為交流電動機的控制方式，已知正弦波PWM控制、過調制PWM控制、矩形波控 制這3種控制方式。正弦波PWM控制方式作為一般的PWM控制而使用，根據正弦波狀的電壓指令值與 載波(一般為三角波)的電壓比較而控制各相臂中的開關元件的導通、斷開。結果，對于與 上臂元件的導通期間相對應的高電平期間和與下臂元件的導通期間相對應的低電平期間 的集合，以在一定期間內電動機輸入電壓變為正弦波的方式控制占空比。在正弦波PWM控 制方式中，在比較低轉速區域也能得到平滑的旋轉，但眾所周知，最大只能將作為電動機輸 入電壓相對于作為變換器輸入電壓的系統電壓VH的振幅比的調制率(例如電壓利用率) 提高到0.61。另一方面，在矩形波控制方式中，在上述一定期間內，高電平期間以及低電平期間 的比為1比1的矩形波的1個脈沖量向交流電動機施加。由此，能夠將調制率提高到0. 78， 能夠使比較高轉速區域的輸出提高。另外，能夠使較弱磁場電流減少，所以能夠抑制交流電 動機M的銅損的產生而使能量效率提高。進而，能夠減少變換器16的開關次數，所以也具 有能夠抑制開關損失的優點。過調制PWM控制方式是正弦波PWM控制與矩形波控制之間的中間PWM控制方式， 在以載波的振幅縮小的方式失真的情況下進行與上述正弦波PWM控制方式同樣的PWM控 制，由此能夠生成失真(歪)成向電壓增加方向移位的大致正弦波狀的電動機輸入電壓，由 此能夠將調制率提高到0. 61 0. 78的范圍。在交流電動機M中，在轉速、輸出轉矩增加時，感應電壓也升高，伴隨于此所需電 壓也升高。由轉換器產生的升壓電壓即系統電壓VH需要設定得比該電動機所需電壓高。另 一方面，能夠由轉換器12升壓的電壓值存在上限(系統電壓最大值)。因此，在電動機所需電壓比系統電壓VH的最大值例如650V低的區域，應用通過正 弦波PWM控制方式或者過調制PWM控制方式進行的最大轉矩控制，通過根據矢量控制的電 動機電流控制將輸出轉矩控制為與轉矩指令Z—致。另一方面，在電動機所需電壓超過系統電壓最大值時，在將系統電壓VH維持為最 大值的情況下根據弱磁場控制而應用矩形波控制方式。此時，電動機輸入電壓的振幅被固 定，所以通過基于轉矩推定值與轉矩指令值的偏差的矩形波脈沖的電壓相位控制進行轉矩 控制。在圖2中，表示用于執行正弦波PWM控制以及過調制PWM控制的最大轉矩控制的 控制塊例子。控制部20具有PWM控制塊50。PWM控制塊50包含電流指令生成部52、電壓 指令生成部54、2相3相變換部56、開關信號生成部58、3相2相變換部60以及轉速運算部 62。電流指令生成部52接受從設置于外部的電子控制單元(ECU)向控制部20輸入的 轉矩指令τ *，從預先設定的映射或者表計算出與轉矩指令τ*以及電動機轉速N對應的d軸電流指令IcT以及q軸電流指令Iq*而向電壓指令生成部54輸出。在這里電動機轉速N 使用基于旋轉角傳感器30的檢測值θ通過轉速運算部62計算出的值。電壓指令生成部54通過下述計算式1的PI運算計算出用于使d軸實際電流id 以及q軸實際電流iq分別與d軸電流指令IcT以及q軸電流指令Iq* —致的d軸以及q軸 電壓指令VcTX，向2相3相變換部56輸出。這里的d軸實際電流id以及q軸實際電流 iq使用在3相2相變換部60中基于電動機旋轉角θ對由電流傳感器28檢測出的3相的 各相電流iu、iv、iw進行變換后的值。(計算式1)Vd* = Gpd (Id*-id) +Gid (Id*-id) dtVq* = Gpq (Iq*_iq) +Giq (Iq*_iq) dt在這里，GpcUGpq為d軸以及q軸電流控制的比例增益，GicUGiq為d軸以及q軸 電流控制的積分增益。2相3相變換部56基于交流電動機M的旋轉角θ將d軸電壓指令VcT以及q軸 電壓指令Vcf變換成3相的各相電壓Vu、Vv, Vw而向開關信號生成部58輸出。另外，在從 d軸電壓指令VcT以及q軸電壓指令Vq*向3相的各相電壓Vu、Vv, Vw的變換中，也反映了 系統電壓VH。開關信號生成部58基于3相的各相電壓Vu、Vv、Vw與預定的載波的比較，生成開 關信號S3 S8而向變換器16輸出。由此，對變換器16的各開關元件E3 E8進行開關 控制，由此對交流電動機M施加用于輸出與轉矩指令^相應的轉矩的交流電壓。另外，如 上所述，在過調制PWM控制時，在開關信號生成部58使用的載波從正弦波PWM控制時的一 般的載波切換為以振幅縮小的方式失真的載波。接下來，參照圖3對矩形波控制塊70進行說明。控制部20具有矩形波控制塊70。 矩形波控制塊70包含3相2相變換部72、轉矩推定部74、電壓相位運算部76、矩形波生成 部78以及開關信號生成部80。3相2相變換部72基于電動機旋轉角θ將由電流傳感器28檢測出的3相的各 相電流iu、iv、iw變換成d軸實際電流id以及q軸實際電流iq而向轉矩推定部74輸出。 轉矩推定部74基于d軸實際電流id以及q軸實際電流iq從預先設定的映射或者表查出 轉矩推定值τ而向電壓相位運算部76輸出。電壓相位運算部76對從轉矩指令^減去轉矩推定值τ而求得的轉矩偏差Δ τ 進行由預定增益進行的PI運算而求得控制偏差，根據該控制偏差設定矩形波電壓的相位 Y，向矩形波生成部78輸出。具體地說，在轉矩指令^為正(廣>0)的情況下，在轉矩不 足時使電壓相位提前，另一方面在轉矩過剩時使電壓相位滯后，并且轉矩指令τ*為負(τ* < 0)的情況下，在轉矩不足時使電壓相位滯后，另一方面在轉矩過剩時使電壓相位提前。矩形波生成部78根據所輸入的電壓相位Y，生成各相電壓指令Vu、Vv, Vw(矩形 波脈沖)，向開關信號生成部80輸出。開關信號生成部80根據各相電壓指令Vu、Vv、Vw生 成開關信號S3 S8,向變換器16輸出。由此，變換器16進行根據開關信號S3 S8的開 關動作，由此將根據電壓相位Y的矩形波脈沖作為電動機的各相電壓而施加。這樣，在矩 形波控制方式時，能夠通過轉矩的反饋控制進行電動機轉矩控制。另外，矩形波控制塊70中的開關信號生成部80可以由PWM控制塊50的開關信號生成部58兼任。接下來，對本實施方式的電動機驅動控制裝置10的電動機控制方式的切換，與轉 換器控制一起說明。如圖4所示，控制部20還包括控制方式選擇部(映射切換部)90與轉 換器控制部92。對控制方式選擇部90輸入有來自設置于外部的ECU的轉矩指令τ*，從旋 轉角傳感器30的檢測值計算出的電動機轉速N，通過電壓傳感器22檢測出的電池電壓VB， 通過電壓傳感器37檢測出的轉換器輸入電壓VL，以及通過溫度傳感器24檢測出的電池溫 度ΤΒ。控制方式選擇部90如圖5以及圖6所示，關于交流電動機M預先儲存有基于轉矩 與轉速而確定的2種映射，應用這些映射中的任意一種選擇電動機控制方式。圖5所示的映射是主要用于執行PWM控制的PWM控制映射(第2映射)。PWM控 制映射是用于主要利用通過影線表示的正弦波PWM控制區域Al的映射，將系統電壓VH(即 由轉換器12進行的升壓比)控制為此時的正弦波PWM控制中的調制率K為最大值0. 61并 且變為一定。但是，由轉換器12進行的升壓具有上限，所以系統電壓VH為最大值并且調制 率K為0. 61 < K < 0. 78的高轉速區域變為過調制PWM控制區域A2，系統電壓VH為最大值 并且調制率K = 0. 78的更高轉速區域變為矩形波控制區域A3。另外，在圖5中，連接由轉 換器12進行的升壓開始點的線(下面，稱為“升壓開始線”)Cl在正弦波PWM控制區域Al 中通過單點劃線表示。另一方面，圖6所示的映射是燃料經濟性提高映射(第1映射)。對于燃料經濟 性提高映射，電動機轉速與電動機最大輸出轉矩的關系(即映射的外形線)與PWM控制映 射相同，但由轉換器12進行的升壓開始線C2被設定為比PWM控制映射的升壓開始線Cl高 的轉速區域。升壓開始線C2的右側區域與上述PWM控制映射同樣，為正弦波PWM控制區域 Al、過調制PWM控制區域A2以及矩形波控制區域A3。另一方面，升壓開始線C2的左側的區域即低轉速區域沿著轉速升高的方向按順 序設定有正弦波PWM控制區域al、過調制PWM控制區域a2以及矩形波控制區域a3。在這里， PWM控制區域al的調制率61、過調制PWM控制區域a2的調制率0. 61 < K < 0. 78、 矩形波控制區域a3的調制率K = O. 78，與PWM控制映射的情況同樣。在這些各控制區域al、a2、a3中，來自電池B的電池電壓VB例如200V不通過轉換 器12升壓而原樣直接作為系統電壓VH向變換器16供給。這樣在燃料經濟性提高映射中， 將升壓開始線C2設定為高轉速區域，由此使原樣使用電池電壓VB而執行的矩形波控制區 域比較寬。結果，在通常時進行基于該燃料經濟性提高映射的電動機驅動控制，有效利用上 述比較寬的矩形波控制區域內的運行點，由此通過抑制轉換器12以及變換器16的開關損 失而實現燃料經濟性提高。控制方式選擇部90通常選擇圖6所示的燃料經濟性提高映射，基于轉矩指令τ * 以及電動機轉速N，判定由駕駛員對車輛要求的運行點位于區域al a3、Al A3中的哪 個區域。然后，在判定為要求運行點位于區域al、a2、Al或者A2時，將轉矩指令τ *向PWM 控制塊50輸出，另一方面，在判定為要求運行點位于區域a3或者A3時，將轉矩指令τ *向 矩形波控制塊70輸出。另外，在該判定中，在判定為要求運行點位于區域al、a2、a3中的任 意一個時，將由轉換器12進行的升壓動作停止。此時，電池電壓VB原樣作為系統電壓VH 向變換器16供給。
在這里，在判定為要求運行點位于區域Al時，將用基于轉矩指令τ*與電動機轉 速N而確定的電動機所需電壓VM除以調制率K :0. 61而計算出的電壓指令VH*向轉換器控 制部92輸出。接受該電壓指令VH*，轉換器控制部92為了將電池電壓VB升壓為Vtf而生 成開關信號S1、S2，向轉換器12輸出。由此將為了執行區域Al中的與轉矩指令^相應的 正弦波PWM控制所需要的系統電壓VH從轉換器12向變換器16供給。另外，在判定為要求運行點位于區域Α2或者A3時，將作為轉換器12的升壓上限 值的650V的電壓指令VH*向轉換器控制部92輸出。接受該電壓指令VH*，轉換器控制部92 為了將電池電壓VB升壓為650V而生成開關信號S1、S2，向轉換器12輸出。由此轉換器12 工作而將電池電壓VB升壓到650V，經由平滑電容器14向變換器16供給。因此，在區域A2 使用650V的系統電壓VH執行過調制PWM控制，在區域A3使用650V的系統電壓VH執行矩 形波控制。在上述的圖6的燃料經濟性提高映射的區域a3，不執行由轉換器12進行的升壓， 將電池電壓VB原樣作為系統電壓VH供給而執行矩形波控制，所以燃料經濟性提高映射中 的矩形波控制區域a3的位置以及寬度較大程度上依存于電池電壓VB。特別，在由于外部環 境從而電池溫度下降時，由于內部電阻的增大，電壓下降也增大，電池電壓VB下降。結果， 如圖6中箭頭B所示，矩形波控制區域a3向左方向即低轉速區域側移位或者擴大，轉矩偏 差變大從而控制響應性惡化并且燃料經濟性反而也變差。另外，在電池電壓下降而跌破下 限時，也會給電池本身帶來損害而使壽命縮短。因此，為了防止這樣的不良，在本實施方式 的電動機驅動控制裝置10中，控制方式選擇部90如下所述那樣執行根據電池狀態將映射 從燃料經濟性提高映射切換為PWM控制映射的控制。圖7 圖12是分別表示從燃料經濟性提高映射向PWM控制映射的控制的切換的 流程圖。這些控制流程的處理可以在應用燃料經濟性提高映射時以預定周期執行。或者， 也可以在由搭載于車輛的溫度傳感器檢測到車輛外部的氣溫變為預定溫度(例如o°c)以 下時，以預定周期執行。另外，在下述的各控制流程中，將通過電壓傳感器22檢測出的電池 電壓VB作為判定參數而使用，但也可以代替于此，基于通過溫度傳感器24檢測出的電池溫 度TB、從電池內部電阻推定的電池電壓而判定映射切換。此時，也可以在通過溫度傳感器 24檢測出的電池溫度TB下降到例如零下10°C時執行映射切換。圖7表示第1方式的控制流程。首先，判定現在的運行點是否位于燃料經濟性提 高映射的區域a3，即對于交流電動機M是否在未升壓電壓200V下進行矩形波控制(步驟 Si)。在該判定中，在判定為不處于區域a3時(在步驟Sl中否)，繼續進行燃料經濟性提高 映射的其他的區域的運行點下的電動機控制。另一方面，在判定為處于區域a3時(在步驟Sl中是)，接下來判定通過電壓傳感 器22檢測出的電池電壓VB是否低于150V (步驟S2)。在電池電壓VB不低于150V時(在 步驟S2中否)，不進行映射切換，繼續進行基于燃料經濟性提高映射的控制。另一方面，在 電池電壓VB低于150V時(在步驟S2中是)，執行將應用映射從燃料經濟性提高映射切換 為PWM控制映射的控制(步驟S10)。另外，也可以代替上述電池電壓VB，使用通過電壓傳 感器37檢測出的轉換器輸入電壓VL。圖8表示第2方式的控制流程。該控制流程的步驟Sl以及S2與圖7所示的第1 方式的控制流程同樣。在電池電壓VB低于150V時(在步驟S2中是)，判定通過電壓傳感器37檢測出的轉換器輸入電壓VL是否比150V低(步驟S3)。這是為了通過也確認作為 升壓之前的原電壓的轉換器輸入電壓VL，使電池狀態的判定更可靠。在轉換器輸入電壓VL 為150V以上時(在步驟S3中否)，不進行映射切換，繼續進行基于燃料經濟性提高映射的 控制。另一方面，在轉換器輸入電壓VL低于150V時(在步驟S3中是)，執行將應用映射從 燃料經濟性提高映射切換為PWM控制映射的控制(步驟S10)。如上所述，通過根據電池的輸出電壓、溫度、內部電阻等電池狀態將交流電動機M 的控制方式從基于燃料經濟性提高映射的矩形波控制切換為基于PWM控制映射的正弦波 PWM控制，能夠防止電池B的電壓跌破下限，并且能夠實現控制響應性提高以及防止燃料經 濟性惡化。圖9表示第3方式的控制流程。該控制流程的步驟Sl S3與第2方式的控制流 程同樣。在轉換器輸入電壓VL低于150V時(在步驟S3中是)，判定調制率K是否比0. 61 大(步驟S4)。在調制率K小于0.61時(在步驟S4中否)，不進行映射切換，繼續進行基于 燃料經濟性提高映射的控制。另一方面，在調制率K變得大于0.61時(在步驟S4中是)， 執行將應用映射從燃料經濟性提高映射切換為PWM控制映射的控制(步驟S10)。根據第3方式的控制流程，在電池電壓VB以及轉換器輸入電壓降低并且調制率K 比0. 61大時執行從燃料經濟性提高映射向PWM控制映射的控制的切換，由此能夠在燃料經 濟性提高映射的矩形波控制區域a3較寬的狀態下將要從PWM控制向矩形波控制轉移時切 換為基于PWM控制映射的正弦波PWM控制。由此，能夠在繼續PWM控制的狀態下開始由轉 換器12進行的升壓，能夠防止由控制響應性的惡化引起的轉矩偏差的產生。圖10表示第4方式的控制流程。該控制流程的步驟Sl S3與第3方式的控制 流程同樣。在變換器輸入電壓VL低于150V時(在步驟S3中是)，判定是否在對交流電動 機M執行矩形波控制(步驟S5)。當不在執行矩形波控制時，即在執行正弦波PWM控制或者 過調制PWM控制時(在步驟S5中否)，立即執行從燃料經濟性提高映射向PWM控制映射的 控制的切換(步驟S10)。另一方面，當在執行矩形波控制時(在步驟S5中是)，關于由轉 換器12進行的向電壓指令Vtf的升壓動作，以升壓率即每單位時間的電壓上升幅度比較緩 的方式施以限制(步驟S6)，然后執行從燃料經濟性提高映射向PWM控制映射的控制的切換 (步驟S10)。根據該第4方式的控制流程，通過在從基于燃料經濟性提高映射的矩形波控制向 基于PWM控制映射的正弦波PWM控制切換時限制轉換器12的升壓率，能夠順利且安全地進 行控制方式的切換，能夠避免導致控制故障。圖11表示第5方式的控制流程。該控制流程的步驟Sl以及S2與第1方式的控 制流程同樣。在電池電壓VB低于150V時(在步驟S2中是)，判定電動機轉速N是否比 2000rpm低(步驟S7)。在電動機轉速N比2000rpm高時(在步驟S7中否)，不進行映射 切換，繼續進行基于燃料經濟性提高映射的控制。另一方面，在轉速N比2000rpm低時(在 步驟S7中是)，執行將應用映射從燃料經濟性提高映射切換為PWM控制映射的控制(步驟 S10)。根據該第5方式的控制流程，能夠避免在電動機低轉速區域執行比較不穩定的矩 形波控制。圖12表示第6方式的控制流程。該控制流程的步驟Sl以及S2與第1方式的控
12制流程同樣。在電池電壓VB低于150V時(在步驟S2中是)，判定通過電流傳感器23檢測 出的電池電流IB是否為正(步驟S8)。在電池電流IB不為正時，即車輛不處于電動機驅動 (力行)中時(在步驟S8中否)，不進行映射切換，繼續進行基于燃料經濟性提高映射的控 制。另一方面，在電池電流IB為正時(在步驟S8中是)，執行將應用映射從燃料經濟性提 高映射切換為PWM控制映射的控制(步驟S10)。根據該第6方式的控制流程，在再生中沒有來自直流電源的電流分擔，沒有電壓 跌破下限的懸念，所以通過不進行映射切換而繼續進行基于燃料經濟性提高映射的矩形波 控制，能夠實現燃料經濟性提高。另外，上述的電動機驅動控制裝置10例示了用于電動汽車、混合動力汽車等車輛 的控制裝置，但與本發明有關的電動機驅動控制裝置并不限定于車輛，也能夠廣泛應用于 能夠通過交流電動機得到驅動力的其他的設備、機構、裝置。
1權利要求
一種電動機驅動控制裝置，包括直流電源、能夠將從直流電源供給的直流電壓升壓的電壓轉換部、將從電壓轉換部供給的直流電壓變換為用于交流電動機驅動的交流電壓的變換器和向電壓轉換部以及變換器輸出控制信號的控制部，其特征在于控制部關于交流電動機控制具有第1映射與第2映射，第1映射以及第2映射中電動機轉速與電動機最大輸出轉矩的關系相同，但第1映射是通過將轉換器的升壓開始點設定于比第2映射更高轉速的區域從而包含比較寬的矩形波控制區域的映射，第2映射是用于主要執行脈沖寬度調制控制的映射，控制部還包含根據直流電源的狀態從基于第1映射的控制向基于第2映射的控制切換的映射切換部。
2.如權利要求1所述的電動機驅動控制裝置，其特征在于在第2映射中，從直流電源的輸出電壓到由轉換器實現的升壓上限電壓的能夠進行脈 沖寬度調制控制的整個區域為脈沖寬度調制控制區域，與此相對，在第1映射中，包含不利 用轉換器將直流電源的輸出電壓升壓而是直接使用直流電源的輸出電壓進行矩形波控制 的矩形波控制區域和進行脈沖寬度調制控制的脈沖寬度調制控制區域。
3.如權利要求1所述的電動機驅動控制裝置，其特征在于映射切換部在直流電源的輸出電壓比預定值低時執行從第1映射向第2映射的控制的 切換。
4.如權利要求1所述的電動機驅動控制裝置，其特征在于映射切換部在直流電源的輸出電壓比預定值低并且轉換器輸入電壓比預定值低時執 行從第1映射向第2映射的控制的切換。
5.如權利要求1所述的電動機驅動控制裝置，其特征在于映射切換部在直流電源的輸出電壓比預定值低并且電動機輸入電壓的振幅值除以電 壓轉換部的輸出電壓值所得的比值即調制率比預定值大時執行從第1映射向第2映射的控 制的切換。
6.如權利要求1所述的電動機驅動控制裝置，其特征在于當映射切換部在直流電源的輸出電壓比預定值低并且處于基于第1映射的矩形波控 制執行中的情況下，進行從第1映射向第2映射的切換時，對電壓轉換部的升壓率加以限 制。
7.如權利要求1所述的電動機驅動控制裝置，其特征在于映射切換部在直流電源的輸出電壓比預定值低并且電動機轉速比預定值小時執行從 第1映射向第2映射的控制的切換。
8.如權利要求1所述的電動機驅動控制裝置，其特征在于控制部還具有判定電動機是處于電動機驅動期間還是處于再生期間的判定單元，映射 切換部在電動機處于再生期間時不進行從第1映射向第2映射的切換。
全文摘要
文檔編號H02P27/08GK101953065SQ200980105649
公開日2011年1月19日 申請日期2009年1月23日 優先權日2008年2月19日
發明者Yamakawa Toshifumi, Hanada Hideto, Hayashi Kazuhito, Suhama Masayoshi 申請人:Toyota Motor Co Ltd