專利名稱：開關電源裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及將輸入電壓變換為期望的直流電壓、對電子設備進行電力供給的開關 電源裝置，特別涉及一種具備與主振蕩元件互補地接通/關斷的同步整流元件的開關電源
直O
背景技術：
現有的具備與輸入電源串聯連接的主振蕩元件和與主振蕩元件互補地接通/關 斷的同步整流元件的開關電源裝置有例如圖16所示的降壓斬波式開關電源裝置10。首先說明開關電源裝置10的電路結構。開關電源裝置10具備轉換器電路12，轉換 器電路12所具有的主振蕩元件TR1有一個端子連接到用于供給輸入電壓Vin的輸入電源 E的正極側，利用主振蕩元件TR1的接通/關斷，在主振蕩元件TR1的另一個端子產生預定 的斷續電壓。該主振蕩元件TR1是例如N溝道M0S型場效應晶體管(以下稱為Nch-FET)， 其一個端子是漏極端子，連接到輸入電源E的正極側，另一個端子是源極端子，輸出斷續電 壓。在轉換器電路12的輸出和輸入電源E的負極側之間具備整流電路14，整流電路 14所具有的同步整流元件SR1對上述斷續電壓進行整流；上述斷續電壓經整流后形成的整 流電壓被輸出到同步整流元件SR1的兩端。該同步整流元件SR1是例如Nch-FET，漏極端子 連接到主振蕩元件TR1的源極端子上，源極端子則連接到輸入電源E的負極側。另外，一般 說來，在Nch-FET的內部，從源極到漏極形成有PN結型寄生二極管DSR1。因而，上述整流電 路實質上是由同步整流元件SR1和寄生二極管DSR1的并聯電路構成的。在同步整流元件SR1的兩端連接著由電感器Lo和電容器Co串聯連接而成的平滑 電路16，在電容器Co的兩端產生上述整流電壓經平滑處理后形成的輸出電壓Vout。此外， 為連接在電容器Co兩端的負載LD供給規定的電力。另外，在主振蕩元件TR1和同步整流元件SR1所具有的柵極端子上分別輸入由控 制電路PW1生成的、互補地接通/關斷的控制脈沖Vga、Vgb。控制脈沖Vga、Vgb是在輸入 電壓Vin和輸出電壓Vout的基礎上進行脈沖寬度調制而生成的。另外，在該控制脈沖Vga、 Vgb的動作中設定有從同步整流元件SRI關閉開始、經過了一定時間后使主振蕩元件TR1開 啟的延遲時間Atd。接著，根據圖17、18來說明開關電源裝置10的動作。在期間I內，控制脈沖Vga 處于高電平狀態，主振蕩元件TR1接通。另一方面，控制脈沖Vgb處于低電平狀態，同步整 流元件SR1關斷。因而，如圖18(a)所示，輸入電源E在向通過主振蕩元件TR1、電感器Lo、 電容器Co和負載LD的路徑供給電流的同時，在電感器Lo中積累勵磁能量。在期間II內，控制脈沖Vga呈低電平，主振蕩元件TR1關斷。另一方面，控制脈沖 Vgb呈高電平狀態，同步整流元件SR1接通。因而，如圖18(b)所示，電感器Lo中產生的反 電動勢在穿過電容器Co和負載LD、同步整流元件SR1的路徑中形成電流，電感器Lo中積累 的勵磁能量被釋放出來。這時，同步整流元件SR1的導通電阻非常小，因而寄生二極管DSR1中沒有電流。期間III是從上述同步整流元件SR1關閉開始、直到主振蕩元件TR1開啟為止的 延遲時間Atd的期間。該延遲時間Atd是為了防止主振蕩元件TR1和同步整流元件SR1 同時接通從而導致輸入電源E的兩端實質性短路、產生浪涌電流而設定的。在該期間III 內，控制脈沖Vga呈低電平，主振蕩元件TR1關斷。另一方面，控制脈沖Vgb也呈低電平，同 步整流元件SR1關斷。因而，如圖18(c)所示，電感器Lo中產生的反電動勢引起的電流會 出現在穿過電容器Co和負載LD、寄生二極管DSR1的路徑中。一旦進入期間IV，控制脈沖Vga就會反轉為高電平，主振蕩元件TR1接通。另一方 面，控制脈沖Vgb保持低電平，同步整流元件SR1關斷。一旦主振蕩元件TR1接通，此前有 正向電流流動的寄生二極管DSR1的兩端上就會被施加反向電壓，達到一種在從陰極端子 到陽極端子的方向上可能出現恢復電流的狀態。因而，如圖18(d)所示，在從輸入電源E開 始穿過主振蕩元件TR1、寄生二極管DSR1的路徑上出現電流。此外，關于恢復電流將在后文 進行敘述。如上所述，開關電源裝置10通過重復上述期間I IV的動作，將輸入電壓Vin變 換為預定的輸出電壓Vout，向負載LD供給輸出電力。另外，如專利文獻1中公開的那樣，有一種開關電源裝置，其具備這樣的結構在 換流元件的兩端具備在二極管和晶體管的并聯電路上串聯連接電容器的再生緩沖電路，一 旦主振蕩元件開啟、并且換流元件同時關閉，就會將平滑用電感器的漏感所積蓄的能量經 由該二極管吸收到該電容器中，在經過了一定時間后通過使該晶體管開啟，將所吸收的能 量再生到二次側換流電路內。此外，雖然其中并未提及該開關電源裝置中的換流元件的 具體形態，但可以理解為，除了使用一般的PN結型二極管之外，在使用具有寄生二極管的 Nch-FET的情況下也可以收到專利文獻1中記載的使用效果。現有技術文獻專利文獻專利文獻1特開2005-27394號公報
發明內容
本發明要解決的問題但是，上述開關電源裝置10中存在著這樣一個問題，在期間IV內其PN結型寄生 二極管DSR1中流動的恢復電流會導致電力損失增大。PN結型二極管在理想狀態下是一種在正偏壓作用下產生正向電流、而即使有反偏 壓作用也不會在反方向上產生電流的元件，即所謂的具有正向整流作用的元件。但是，具有 當所施加的電壓方向驟然反轉時，會出現暫時性的反向電流這樣的性質。二極管在正向偏壓作用下，從陰極側電極向內部的N型半導體供給電子，從陽極 側電極向內部的P型半導體供給空穴。此外，受到因偏置電壓而產生的電場的影響，由陰極 側電極供給的電子在半導體內部向陽極側移動、由陽極側電極供給的空穴在半導體內部向 陰極側移動。這種電子和空穴的移動就是正向電流。在有正向電流流動時，二極管中的N 型半導體部分處于充滿了電子的狀態、P型半導體部分處于充滿了空穴的狀態。一旦從這種施加了正向偏壓的狀態在一瞬間反轉為反向偏壓，來自兩個外部電極的空穴和電子的供給就會停止，半導體內部的電子和空穴各自開始沿著與其在正向偏壓作 用下的移動方向相反的方向在半導體內部移動。亦即，該帶電體(電子和空穴)的相反方 向的移動產生逆向電流。隨著帶電體的移動，大多數空穴移動到陽極側電極、大多數電子移動到陰極側電 極，經過了一定時間之后，在P型半導體和N型半導體的接合部位附近就會形成帶電體濃度 下降的、被稱為耗盡層，二極管成為沒有電流的狀態。這樣一來，在PN結型二極管從受到正向偏壓作用而存在正向電流的狀態驟然變 為受到反向偏壓作用的狀態時，因半導體內積累的帶電體而反向電流流動的期間會存在一 定的時間。該反向電流稱為恢復電流，存在恢復電流的時間稱為恢復時間，而這一系列的帶 電體舉動則稱為恢復動作。如圖18(d)所示，在期間IV內，在從輸入電源E開始穿過主振蕩元件TR1、寄生二 極管DSR1的路徑上存在恢復電流，而對該恢復電流的電流值產生抑制作用的只有主振蕩 元件TR1的導通電阻和布線電阻等極小的電阻，因此，恢復電流非常大。此外，該恢復電流 成為很大的電力損失，在主振蕩元件TR1或寄生二極管DSR1中被消耗掉。因而，該恢復電 流的產生是妨礙開關電源裝置的高效化的主要原因。另外，該恢復電流引起的電力損失在開關的每個周期都會發生，由于這一性質，隨 著開關頻率的提高電力損失會變得更加顯著，因此，無法實現開關頻率的高頻化，妨礙了開 關電源裝置的磁性部件和平滑電路等的小型化。另外，現有的使用了 Nch-FET的同步整流電路是具有能夠降低使用了二極管的整 流電路的導通損失的效果的眾所周知的技術，被廣泛應用于例如5V以下的輸出電壓較低 的開關電源裝置中，但在輸出電壓較高的開關電源裝置中基本上不使用。在輸出電壓高的開關電源裝置中必須選擇與輸出電壓低的開關電源裝置相比漏 極/源極之間的額定電壓更高的Nch-FET。但是，一般說來，Nch-FET的額定電壓越高，寄生 二極管的恢復時間會顯著延長，因此上述因恢復動作而產生的問題會進一步變得顯著。因 而，特別是對于輸出電壓高的開關電源裝置來說，即使采用帶有Nch-FET的同步整流電路， 恢復動作引起的電力損失的增大也會在Nch-FET帶來的導通損失降低量以上，整體看來無 法降低電力損失。另外，也可以考慮采用在該Nch-FET外部并聯連接例如設計恢復時間很 短的快速恢復二極管、屏蔽寄生二極管的恢復動作的對策方法，但即使是快速恢復二極管 也無法獲得充分的效果，不能解決上述恢復動作引起的問題。另外，圖16所示的開關電源裝置10采用了降壓斬波方式，也存在著例如非絕緣型 開關電源裝置——即圖19(a)所示的極性反轉升降壓斬波方式、圖19(b)所示的升壓斬波 方式，或者絕緣型開關電源裝置——即圖20 (a)所示的單端正激方式、圖20(b)所示的回掃 方式等，以及其他電路方式的開關電源裝置。但是，包含以上在內的多數電路方式都具有使 用了與輸入電源E串聯連接的Nch-FET的主振蕩元件TR1、使用了與主振蕩元件TR1互補地 接通/關斷的Nch-FET的同步整流元件SR1，并具備由設定了規定的延遲時間A td的控制 脈沖Vga、Vgb分別對其進行驅動的結構，與開關電源裝置10同樣地會因寄生二極管DSR1 的恢復動作而產生上述問題。另一方面，對于專利文獻1中公開的開關電源裝置來說，例如在使用PN結型二極 管之一的快速恢復二極管作為換流元件的情況下，雖然會執行對于平滑用電感器的漏感中
5積蓄的能量的再生動作，但不會執行阻礙快速恢復二極管的恢復電流的發生的動作，因而 會出現上述的效率下降等問題。另外，即使在換流元件中使用了具有寄生二極管的Nch-FET 的情況下，也與開關電源裝置10同樣地會在圖18(d)所示的期間IV內在寄生二極管中形 成恢復電流，出現上述的效率下降等問題。另外，作為用于抑制整流用二極管的恢復電流的技術，已經有將在該二極管的周 圍附加由扼流線圈和電容器等構成的對策電路的方法加以實用化的事例，但在使用包含磁 性部件的對策電路的情況下，除了存在較大的電力損失之外，還存在著難以實現緊湊結構 的問題，需要進一步改善。本發明是借鑒了上述背景技術而實施的，目的是提供一種開關電源裝置，其通過 附加簡單的電路來抑制在同步整流元件的兩端并聯連接的二極管或同步整流用Nch-FET 等所具有的寄生二極管中發生恢復電流，從而容易地實現高效化和小型化。解決問題的方法 本發明是一種開關電源裝置，具有轉換器電路，與輸入電源串聯連接的主振蕩元 件接通/關斷，產生斷續電壓；同步整流元件，與所述主振蕩元件互補地接通/關斷；整流 電路，對所述斷續電壓進行整流；平滑電路，對經所述整流電路整流后的電壓進行平滑處 理，將輸出電力供給到負載；附加二極管，連接到所述同步整流元件的兩端，按照在所述主 振蕩元件關斷的期間可以向所述平滑電路供給電流的方向連接；以及控制電路，在所述同 步整流元件關閉后，經過預定的延遲時間，然后開啟所述主振蕩元件；該開關電源裝置的 特征在于，具備整流輔助電路，該整流輔助電路并聯連接到所述附加二極管的兩端，包括受 到所述控制電路驅動的輔助開關元件和輔助電容器的串聯電路，所述控制電路生成控制脈 沖，對所述輔助開關元件進行驅動，該控制脈沖在所述延遲時間內與所述同步整流元件的 關閉聯動而使所述輔助開關元件開啟，然后，使所述主振蕩元件開啟，并在所述主振蕩元件 關閉之前使所述輔助開關元件關閉。另外，本發明的開關電源裝置的特征在于，在所述整流輔助電路中設置有時間常 數切換電路，該時間常數切換電路用于對應于流動的電流的方向切換包含所述輔助電容器 的電流路徑的時間常數，與所述輔助開關元件和輔助電容器的串聯電路串聯連接。所述時 間常數切換電路包括第一電阻和二極管的串聯電路；以及與該串聯電路并聯連接的第二 電阻。進而，所述第一電阻的電阻值相對地比所述第二電阻的電阻值小。另外，本發明的開關電源裝置的特征在于，在所述輔助開關元件的兩端設置有輔 助二極管，該輔助二極管以在所述主振蕩元件接通的期間內可以向所述輔助電容器供給電 流的方向連接。所述控制脈沖中設定的所述延遲時間被設定在所述同步整流元件關閉之后所述 主振蕩元件的兩端所連接的電容器的電壓下降到小于等于所述輸入電源的輸入電壓的時 間內。所述主振蕩元件的兩端上連接的所述電容器是存在于所述主振蕩元件的內部的電容 分量或其他的用于吸收浪涌電壓的電容器等。另外，本發明的開關電源裝置的特征在于，所 述控制脈沖中設定的所述延遲時間被設定在所述主振蕩元件的兩端電壓下降到零伏的時 間內，優選是設定在下降到盡可能地接近零伏的時間內。發明的效果根據本發明的開關電源裝置，通過附加結構簡單的整流輔助電路，能夠抑制與現有的同步整流元件并聯連接的二極管中產生的恢復電流，因此，基本上不會發生因恢復動 作導致的電力損失。因而，有助于開關電源裝置的高效化、小型化。另外，同時也可以抑制恢復電流引起的浪涌電流的發生，進而，因為可以利用整流 輔助電路吸收變壓器和平滑用電感器等的漏感中積蓄的能量，所以減少了釋放到開關電源 裝置外部的開關噪聲，能夠削減噪聲對策用的濾波電路等。另外，因為整流輔助電路中附加了時間常數切換電路來相應于電流方向切換包含 輔助電容器在內的電流路徑的時間常數，所以既能夠可靠地防止與同步整流元件并聯連接 的二極管的恢復動作，又能夠減輕施加在主振蕩元件等之上的電流應力。
另外，通過在輔助開關元件的兩端并聯連接輔助二極管，輔助開關元件的驅動變 得易于控制，因此，能夠簡化控制電路內部與輔助開關元件的驅動相關的電路部分的結構。進而，通過將從同步整流元件關閉開始、直到主振蕩元件開啟為止的延遲時間設 定在主振蕩元件的兩端電壓下降到零伏為止的時間內，能夠降低主振蕩元件的損失，另外 也能夠抑制主振蕩元件引起的開關噪聲的發生。
圖1是表示本發明的開關電源裝置的第一實施方式的電路圖。圖2是表示第一實施方式的動作的時序圖。圖3是用于說明第一實施方式中的期間A、B、C、D、E的動作的電路圖(a)、(b)、 (c)、 (d)、 (e)。圖4是表示本發明的開關電源裝置的第二實施方式的電路圖。圖5是表示第二實施方式的動作的時序圖。圖6是用于說明第二實施方式中的期間A、E的動作的電路圖(a)、(b)。圖7是表示本發明的開關電源裝置的第三實施方式的電路圖。圖8是表示第三實施方式的動作的時序圖。圖9是表示本發明的開關電源裝置的第四實施方式的電路圖。圖10是表示第四實施方式的動作的時序圖。圖11是用于說明第四實施方式中的期間E的動作的電路圖。圖12是表示本發明的開關電源裝置的第五實施方式的電路圖。圖13是表示本發明的開關電源裝置的第六實施方式的電路圖。圖14是表示本發明的開關電源裝置的第七實施方式的電路圖。圖15是表示本發明的開關電源裝置的第八實施方式的電路圖。圖16是表示現有的開關電源裝置的一個實例的電路圖。圖17是表示該現有實例的動作的時序圖。圖18是用于說明該現有實例中的期間I、II、III、IV的動作的電路圖(a)、(b)、 (c)、 (d)。圖19是表示現有的非絕緣型開關電源裝置的其他實例的電路圖(a)、(b)。圖20是表示現有的絕緣型開關電源裝置的其他實例的電路圖(a)、(b)。符號的說明10、20、30、40、50......開關電源裝置
12".…轉換器電路
14……整流電路
16……平滑電路
22、32、42……整流輔助電路
34...…時間常數切換電路
C1...…輔助電容器
DQ1- … 輔助二極管
DSR1……寄生二極管
E..… 輸入電源
PWUPW2、PW3......控制電路
Q1……輔助開關元件
SR1- …同步整流元件
TR1- … 主振蕩元件
具體實施例方式下面根據圖1 圖3說明本發明的第一實施方式的開關電源裝置20。這里，對與 上述開關電源裝置10相同的結構附以同一標記進行說明。如圖1所示，開關電源裝置20采用與開關電源裝置10相同的降壓斬波方式構成， 其具備轉換器電路12，轉換器電路12所具有的主振蕩元件TR1有一個端子連接到用于供 給輸入電壓Vin的輸入電源E的正極側，利用主振蕩元件TR1的接通/關斷，在主振蕩元件 TR1的另一個端子產生預定的斷續電壓。主振蕩元件TR1是例如Nch-FET，漏極端子連接到 輸入電源E的正極側，源極端子輸出斷續電壓。在轉換器電路12的輸出側和輸入電源E的負極側之間具備整流電路14，整流電路 14所具有的同步整流元件SR1對上述斷續電壓進行整流；斷續電壓經整流后形成的整流電 壓被輸出到同步整流元件SR1的兩端。同步整流元件SR1是例如Nch-FET，漏極端子連接 到主振蕩元件TR1的源極端子，源極端子則連接到輸入電源E的負極側。另外，在Nch-FET 的內部，從源極到漏極形成有PN結型寄生二極管DSR1，整流電路14實質上是由同步整流 元件SR1和附加二極管——即寄生二極管DSR1的并聯電路構成的。此外，在同步整流元件 SR1的兩端連接著由電感器Lo和電容器Co串聯連接而成的平滑電路16，在電容器Co的兩 端產生上述整流電壓經平滑處理后形成的輸出電壓Vout。進而，在同步整流元件SRI的兩端并聯連接著由輔助開關元件Q1和輔助電容器C1 的串聯電路構成的整流輔助電路22。這里，輔助開關元件Q1使用了不具有寄生二極管的晶 體管等有源元件。 另外，用于驅動主振蕩元件TR1、同步整流元件SR1和輔助開關元件Q1的控制端子 上分別輸入了由控制電路PW2生成的控制脈沖Vga、Vgb、VgC。控制脈沖Vga、Vgb、VgC是在 輸入電壓Vin和輸出電壓Vout的基礎上進行脈沖寬度調制而生成的。關于控制脈沖Vga、 Vgb、Vgc的動作，將在后文敘述的開關電源裝置20的動作說明中進行詳細敘述。
這樣，開關電源裝置20的結構是，在上述背景技術中的開關電源裝置10中附加整 流輔助電路22，并進而采用可輸出3個控制脈沖的控制電路PW2取代可輸出2個控制脈沖的控制電路PWl。
接著，根據圖2、圖3來說明該實施方式的開關電源裝置20的動作。首先，在期間 A內，控制脈沖Vga是高電平，主振蕩元件TRl接通。另外，控制脈沖Vgb基本上相對于控制 脈沖Vga互補地進行接通/關斷動作，因此，其在該期間內處于低電平狀態，同步整流元件 SRl關斷。此外，控制脈沖Vgc處于高電平狀態，輔助開關元件Ql接通。因而，如圖3(a)所 示，輸入電源E向通過主振蕩元件TR1、電感器Lo、電容器Co和負載LD的路徑中供給電流， 在電感器Lo中積累起勵磁能量。同時，也向穿通過主振蕩元件TR1、輔助開關元件Q1、輔助 電容器Cl的路徑中供給電流Icl (在圖2中向下的方向)，對輔助電容器Cl充電。期間A內輔助電容器Cl充電結束后，在期間B內，如圖2所示，控制脈沖Vga、Vgb、 Vgc保持期間A的狀態。因而，與期間A相同，繼續執行輸入電源E向通過主振蕩元件TR1、 電感器Lo、電容器Co和負載LD的路徑中供給電流，在電感器Lo中積累起勵磁能量的動作 (圖3 (b))。另一方面，輔助開關元件Q1、輔助電容器Cl的路徑中的電流Icl已經完成了充 電、輔助電容器Cl兩端達到了與輸入電壓Vin大致相等的電壓，因此，處于近似零安培的狀 態。在期間C內，如圖2所示，控制脈沖Vga、Vgb保持期間B的狀態，但控制脈沖Vgc 反轉為低電平，輔助開關元件Ql關斷。輔助開關元件Ql的關閉是在期間A和期間B的動 作中所說明的輔助電容器Cl的充電動作完成之后，被設定為后文敘述的期間D內主振蕩元 件TRl關閉之前的期間內的某個定時。在該定時，輔助開關元件Ql的電流Icl處于零狀態 而關閉，因此，不會產生實質性的電氣作用，直接繼續執行期間B的動作(圖3(c))。此外， 通過輔助開關元件Ql的關斷，使輔助電容器Cl中積累的電荷得以保持住，其兩端電壓被保 持在與輸入電壓Vin大致相等的電壓。在期間D內，如圖2所示，控制脈沖Vga成為低電平，主振蕩元件TRl關斷，并且，控 制脈沖Vgb反轉為高電平，同步整流元件SRl開啟。另外，控制脈沖Vgc繼續保持低電平， 輔助開關元件Ql關斷。因而，如圖3(d)所示，電感器Lo中產生的反電動勢在穿過電容器 Co和負載LD、同步整流元件SRl的路徑中形成電流，電感器Lo中積累的勵磁能量被釋放出 來。這時，同步整流元件SRl的導通電阻非常小，因而寄生二極管DSRl中沒有成為恢復電 流的原因的正向電流。在期間E內，控制脈沖Vga保持低電平、主振蕩元件TRl保持關斷狀態，控制脈沖 Vgb變為低電平、同步整流元件SRl關閉。另一方面，控制脈沖Vgc與控制脈沖Vgb反轉為 低電平的定時聯動，同時或延遲片刻后反轉為高電平，輔助開關元件Ql接通。從控制脈沖 Vgb反轉為低電平開始、直到控制脈沖Vgc反轉為高電平為止的少許延遲是為了同步整流 元件SRl實質性關斷之后輔助開關元件Ql實質性接通這一定時不會發生逆轉而設置的，是 參考同步整流元件SRl和輔助開關元件Ql的動作速度、以及布線圖案中存在的寄生電感和 寄生電容來確定的值，在零至Atd的范圍內調整。因而，如圖3(e)所示，被充電至與輸入 電壓Vin大致相等的電壓的電容器Cl向通過輔助開關元件Q1、電感器Lo、電容器Co和負 載LD的路徑中供給電流而放電(在圖2中向上的方向)。這時，輔助電容器Cl具有大于等 于規定值的電容量，因此，即使因上述放電而釋放出一部分電荷，其兩端電壓仍然保持規定 值以上的電壓。由此，輔助電容器Cl會持續進行放電動作，寄生二極管DSRl中沒有成為恢 復電流的原因的正向電流。
此外，通過重復上述期間A E的動作，將輸入電壓Vin變換為預定的輸出電壓 Vout，向負載供給輸出電力。如上述說明，根據開關電源裝置20，在同步整流元件SR1關閉后、主振蕩元件TR1 開啟之前的期間E內，輔助電容器C1執行放電動作，因此，寄生二極管DSR1中沒有正向電 流。此外，在沒有該正向電流的狀態下，主振蕩元件TR1隨后會開啟，因此不會出現恢復電 流。因而，不會產生由恢復電流引起的電力損失。另外，也抑制了由恢復電流引起的浪涌電 壓的發生，除此之外，平滑用電感器等的漏感中積蓄的能量也被整流輔助電路22吸收并再 生，因此，能夠減少開關噪聲。接著，根據圖4 圖6說明本發明的第二實施方式的開關電源裝置30。這里，對與 上述開關電源裝置20相同的結構附以同一標記并省略其說明。如圖4所示，開關電源裝置 30與開關電源裝置20結構基本相同，不同點在于，其設置了整流輔助電路32，用以取代整 流輔助電路22。整流輔助電路32是在上述整流輔助電路22的輔助電容器C1中串聯插入了時間 常數切換電路34而構成的。時間常數切換電路34由電阻R1和二極管D1的串聯電路、以 及與該串聯電路并聯連接的電阻R2構成，二極管D1配置為可以朝著電感器Lo產生正向電 流的方向。這里，電阻R1設定為與電阻R2相比充分小的電阻值。此外，也可以采用將電阻 R1短路去除的結構。接著，根據圖5、圖6來說明開關電源裝置30的動作。控制電路PW2所生成的控 制脈沖Vga、Vgb、Vgc的電平變化的定時與開關電源裝置20中的控制脈沖Vga、Vgb、Vgc的 定時相同。因而，如圖5所示，開關電源裝置30的動作狀態也同樣可以分解為期間A E。 其中新附加的時間常數切換電路34在輔助電容器C1中出現電流的期間——即期間A、E內 發揮作用。在期間A內，如圖6 (a)所示，輸入電源E向通過主振蕩元件TR1、輔助開關元件Q1、 時間常數切換電路34、輔助電容器C1的路徑中供給電流Icl，對輔助電容器C1進行充電。 此外，電流Icl在通過時間常數切換電路34時受到二極管D1的阻攔而不流過電阻R1，全部 流向電阻R2。亦即，包含該輔助電容器C1的電流路徑的時間常數基本上是由電阻R2和輔 助電容器C1決定的。因而，例如如果將電阻R2的電阻值設定為相對較大的值，就能夠降低期間A內的 電流Icld峰值，能夠減輕主振蕩元件TR1的電流應力。此外，如果將電阻R2的電阻值設定 為很大的值，則輔助電容器C1完成充電所需的時間(期間A)就會延長，如果在輔助開關元 件Q1關閉前輔助電容器C1能夠完成充電，那就沒有什么危害。期間B、C、D的各期間的動作與開關電源裝置20相同，因此省略其說明。在期間E內，如圖6(b)所示，已被充電至與輸入電壓Vin大致相等的電壓的電容 器C1向通過時間常數切換電路34、輔助開關元件Q1、電感器Lo、電容器Co和負載LD的路 徑中供給放電電流。這里，電阻R1被設定為與電阻R2相比充分小的電阻值，因此，電流Icl 在通過時間常數切換電路34時，基本上不會流經電阻R1。如上所述，就該實施方式的開關電源裝置30而言，由于其中附加了相應于電流方 向而切換包含輔助電容器C1的電流路徑的時間常數時間的常數切換電路34，因此，能夠防 止寄生二極管DSR1中產生正向電流、從而阻止恢復電流的發生，并且，能夠減輕施加在主振蕩元件TRl等之上的電流應力。接著，根據圖7、圖8說明本發明的第三實施方式的開關電源裝置40。這里，對與 上述開關電源裝置30相同的結構附以同一標記并省略其說明。如圖7所示，開關電源裝置 40與開關電源裝置30結構基本相同，不同點在于，其設置了整流輔助電路42，用以取代整 流輔助電路32。
整流輔助電路42具備輔助開關元件Q1、時間常數切換電路34、輔助電容器Cl的 串聯電路，并進一步在輔助開關元件Ql的兩端并聯連接著輔助二極管DQ1，輔助二極管DQl 設置為可以使電流從主振蕩元件TRl流向輔助電容器Cl的方向。這里，輔助開關元件Ql 使用例如Nch-FET、輔助二極管DQl使用在該Nch-FET的漏極/源極之間形成的寄生二極管 構成。接著，根據圖8來說明開關電源裝置40的動作。開關電源裝置40的動作狀態如 圖8所示，可以分解為期間A、C、D、E0其動作與開關電源裝置30的不同之處在于期間A。 另外，其中不存在與開關電源裝置30中的期間B相當的動作狀態。以控制脈沖Vgc從高電平反轉為低電平的定時為界，可以將期間A進一步分解為 期間Al和期間A2。期間Al是與所述開關電源裝置30中的期間A相同的動作狀態，如圖 6(a)所示，輸入電源E向通過主振蕩元件TR1、輔助開關元件Q1、時間常數切換電路34、輔 助電容器Cl的路徑中供給電流Icl，對輔助電容器Cl進行充電。繼而，在電容器Cl正在充 電的中途，期間Al結束。控制脈沖Vgc從高電平反轉為低電平、進入期間A2后，輔助開關元件Ql關斷。但 是，與輔助開關元件Ql并聯連接的輔助二極管DQl導通，電容器Cl被繼續充電。亦即，該實施方式的開關電源裝置40中的期間A內的動作與上述第二實施方式的 開關電源裝置30的期間A的動作相比，不同之處在于，電容器Cl的充電電流的路徑在充電 中途從輔助開關元件Ql切換為輔助二極管DQ1，而在抑制恢復電流的電氣作用方面則完全 相同。但是，就第二實施方式的開關電源裝置30而言，由于其不具備輔助二極管DQ1，因 此，在從期間E開始、直到電容器Cl開始充電并完成充電為止的期間A內，必須在比較長的 期間內使控制脈沖Vgc保持高電平。與此不同，在開關電源裝置40中，只要在至少超過期 間E的極短時間——即Atc內使控制脈沖Vgc保持高電平即可，而且其反轉為低電平的定 時也不需要非常嚴格，因此，能夠簡化控制電路PW2中與輔助開關元件Ql的驅動相關的電 路部分的結構。期間C、D、E的各期間內的動作與開關電源裝置30相同，因此省略其說明。如以上所述，開關電源裝置40是對開關電源裝置30進一步加以改善而成的，其在 輔助開關元件Ql的兩端附加了輔助二極管DQ1，因此，能夠簡化控制電路PW2內部的電路結 構。接著，根據圖9、圖10說明本發明的第四實施方式的開關電源裝置50。這里，對與 上述開關電源裝置40相同的結構附以同一標記并省略其說明。如圖9所示，開關電源裝置 50與開關電源裝置40結構基本相同，不同點在于，其設置了控制電路PW3，用以取代控制電 路 PW2。控制電路PW3，對于生成控制脈沖Vga、Vgb的動作，特征在于其從同步整流元件SRl關閉開始、直到主振蕩元件TRl開啟為止的延遲時間Atd的設定方法。另外，對于生成 控制脈沖Vgc的動作，輔助開關元件關閉的定時與控制電路PW2不同。關于控制電路PW3 的動作，將在開關電源裝置50的動作說明中進行詳細敘述。另外，在圖9的電路圖中，為了說明控制電路PW3的使用效果，圖中示出了使用了 Nch-FET的主振蕩元件TRl的半導體芯片內部所存在的電容分量——即電容器C2。此外， 該電容器C2也可以是用于吸收施加在主振蕩元件TRl上的浪涌電壓而并聯連接的電容器。接著，根據圖10、圖11來說明開關電源裝置50的動作。開關電源裝置50的動作 狀態如圖10所示，可以分解為期間A、C、D、E0其動作與開關電源裝置40的不同之處在于 期間E。因此，這里省略期間A、C、D的各期間的說明，專注于說明期間E的動作。在期間E內，如圖11所示，已被充電至與輸入電壓Vin大致相等的電壓的電容器 Cl向通過時間常數切換電路34、輔助開關元件Q1、電感器Lo、電容器Co和負載LD的路徑中 供給放電電流。這與開關電源裝置40中的期間E內的動作相同。在開關電源裝置50中， 電容器Cl進一步也向通過時間常數切換電路34、輔助開關元件Q1、主振蕩元件TRl的電容 器C2、輸入電源E的路徑中供給放電電流。此外，電容器C2兩端的電壓Vc2隨著該放電電 流和電流路徑所具有的預定的時間常數而下降。該實施方式的控制電路PW3，從同步整流元件SRl開啟開始、直到主振蕩元件TRl 開啟為止的延遲時間Atd被設定為電壓Vc2下降到預定的低電壓值所需的時間(優選是 下降到小于等于輸入電壓Vin所需的時間，更優選是下降到盡可能地接近零伏所需的時 間)。因而，電壓Vc2下降到充分低的電壓值之后，電容器C2的兩端就會被主振蕩元件TRl 短路，因此，可以大幅度減少放電損失。特別地，如果將延遲時間Atd設定為電壓Vc2下降 到零伏所需的時間，就可以消除電容器C2的放電損失。該放電損失會隨著開關頻率的提高而變得更加顯著，因此成為導致現有的開關電 源裝置中效率下降的原因；而通過使用上述控制電路PW3，這一問題得以解決。如以上所述，開關電源裝置50是對開關電源裝置40進一步加以改善而成的，控制 電路PW3通過適當地設定延遲時間Atd可以大幅度減少電容器C2的放電損失，能夠有助 于實現開關電源裝置的高效化、小型化。接著，根據圖12 圖15說明本發明的其他實施方式。這里，對與上述開關電源裝 置50相同的結構附以同一標記并省略其說明。圖12是第五實施方式的升壓斬波方式的開 關電源裝置。圖13是第六實施方式的極性反轉升降壓斬波方式的開關電源裝置。圖14是 第七實施方式的單端正激方式開關電源裝置。此外，圖15是第八實施方式的回掃方式的開 關電源裝置。上述第五 第八實施方式的開關電源裝置都具備控制電路PW3，并具有與同 步整流元件SRl和寄生二極管DSRl并聯地連接著整流輔助電路42的結構。此外，上述第 五 第八實施方式的開關電源裝置都與上述開關電源裝置50同樣地能夠實現對寄生二極 管DSRl的恢復電流的抑制等的作用效果。此外，本發明并不限于上述實施方式。同步整流元件也可以是不具有寄生二極管 的其他半導體開關元件，整流電路中也可以另行附加與上述實施方式的寄生二極管DQl相 當的二極管元件而構成。控制電路并不限于執行根據輸出電壓Vout生成控制脈沖的動作。例如，也可以根 據輸出電流、輸出電力、溫度等執行動作，可以根據開關電源裝置的用途或使用狀態而自由地進行選擇。 另外，控制電路與同步整流元件的關閉和所述輔助開關元件的開啟聯動執行的定 時只要處在能夠發揮本發明的目的的效果的期間內即可，實質上也可以是具有一定程度的 定時范圍。進而，主振蕩元件TR1、同步整流元件SR1、輔助開關元件Q1以外的開關元件也可 以是同時控制的元件，例如，以與有源箝位用開關元件或主振蕩元件相同的相位接通/關 斷的同步整流元件等也可以統一進行控制。控制脈沖也可以采用除脈沖寬度調制之外的頻 率調制方式進行調制。
權利要求
一種開關電源裝置，具有轉換器電路，與輸入電源串聯連接的主振蕩元件接通/關斷，產生斷續電壓；同步整流元件，與所述主振蕩元件互補地接通/關斷；整流電路，對所述斷續電壓進行整流；平滑電路，對經所述整流電路整流后的電壓進行平滑處理，將輸出電力供給到負載；附加二極管，連接到所述同步整流元件的兩端，按照在所述主振蕩元件關斷的期間可以向所述平滑電路供給電流的方向連接；以及控制電路，在所述同步整流元件關閉后，經過預定的延遲時間，然后開啟所述主振蕩元件；該開關電源裝置的特征在于，具備整流輔助電路，該整流輔助電路并聯連接到所述附加二極管的兩端，包括受到所述控制電路驅動的輔助開關元件和輔助電容器的串聯電路，所述控制電路生成控制脈沖，對所述輔助開關元件進行驅動，該控制脈沖在所述延遲時間內與所述同步整流元件的關閉聯動而使所述輔助開關元件開啟，然后，使所述主振蕩元件開啟，并在所述主振蕩元件關閉之前使所述輔助開關元件關閉。
2.如權利要求1所述的開關電源裝置，其特征在于，所述同步整流元件是M0S型場效應 晶體管，所述附加二極管是所述同步整流元件的寄生二極管。
3.如權利要求1所述的開關電源裝置，其特征在于，在所述整流輔助電路中設置有時 間常數切換電路，該時間常數切換電路用于對應于流動的電流的方向切換包含所述輔助電 容器的電流路徑的時間常數，與所述輔助開關元件和輔助電容器的串聯電路串聯連接。
4.如權利要求3所述的開關電源裝置，其特征在于，所述時間常數切換電路包括第一 電阻和二極管的串聯電路；以及與該串聯電路并聯連接的第二電阻。
5.如權利要求4所述的開關電源裝置，其特征在于，所述第一電阻的電阻值相對地比 所述第二電阻的電阻值小。
6.如權利要求3所述的開關電源裝置，其特征在于，在所述輔助開關元件的兩端設置 有輔助二極管，該輔助二極管以在所述主振蕩元件接通的期間內可以向所述輔助電容器供 給電流的方向連接。
7.如權利要求1所述的開關電源裝置，其特征在于，所述控制脈沖中設定的所述延遲 時間被設定在所述同步整流元件關閉之后所述主振蕩元件的兩端所連接的電容器的電壓 下降到小于等于所述輸入電源的輸入電壓的時間內。
8.如權利要求7所述的開關電源裝置，其特征在于，所述主振蕩元件的兩端所連接的 所述電容器是存在于所述主振蕩元件的內部的電容分量。
9.如權利要求1所述的開關電源裝置，其特征在于，所述控制脈沖中設定的所述延遲 時間被設定在所述同步整流元件關閉之后所述主振蕩元件的兩端電壓下降到零伏的時間 內。
全文摘要
本發明提供一種開關電源裝置，其通過附加簡單的電路來抑制同步整流元件的兩端所并聯連接的二極管中發生的恢復電流，從而可以容易地實現高效化和小型化。該開關電源裝置包括同步整流元件(SR1)，與和輸入電源(E)串聯連接的主振蕩元件(TR1)互補地接通/關斷；和寄生二極管(DSR1)，連接到同步整流元件(SR1)的兩端，按照可以向平滑電路(16)供給電流的方向連接。該開關電源裝置具備控制電路(PW2)，用于生成控制脈沖并基于該控制脈沖分別對主振蕩元件(TR1)和同步整流元件(SR1)進行驅動；該控制脈沖中設定有延遲時間，用于在同步整流元件(SR1)關閉后經過一定時間后使振蕩元件(TR1)打開。寄生二極管(DSR1)的兩端具有由受到控制電路(PW2)驅動的輔助開關元件(Q1)和輔助電容器(C1)的串聯電路構成的整流輔助電路(22)。
文檔編號H02M3/155GK101878586SQ20098010118
公開日2010年11月3日 申請日期2009年5月1日 優先權日2008年5月7日
發明者堀井一宏 申請人:科索株式會社