具有寬輸入電壓范圍的電力變換方法和裝置的制作方法

專利名稱：具有寬輸入電壓范圍的電力變換方法和裝置的制作方法
技術領域：
本發明一般涉及開關模式電源和電力變換(power conversion)系統，并且更具體 地涉及具有寬輸入電壓范圍的電力變換方法和裝置。本發明可以在獨立的變換器中使用或 者可以作為較大系統的一部分。例如，本發明的一種應用是提供可以在失去輸入電力期間 增加離線電源(off-line powersupply)中的輸出電壓保持時間(holdup time)的裝置。
背景技術：
例如在已知的開關模式電源(SMPS)和變換器中使用的諸如MOSFET之類的電源器 件作為高頻(通常數百kHz)接通/關斷(0N/0FF)開關來工作。在接通狀態中，開關可以 在其端子兩端的電壓接近零時傳導較大電流，從而產生了低的電能損耗。在關斷狀態中，可 將較大電壓施加給開關，但是電流接近零，從而也產生非常小的電能損耗。利用傳統技術可 以減小接通/關斷轉變期間的電能損耗，也稱為開關損耗。結果，SMPS和電力變換器由于 其高效率和優異的熱性能而被廣泛用在通訊、工業和其它應用中。為了使輸出電壓得到調整(regulated)，通常通過反饋電路來控制電源開關的接 通時間與開關周期的比率，也稱為占空比或占空系數。使輸出電壓保持恒定所需的占空系 數范圍通常與輸入電壓范圍在同一量級上。例如，理想正激變換器的輸出電壓V。與輸入電 壓Vin和占空系數D成正比，與電力變壓器(power transformer)的匝數比TR(初級匝數除 以次級匝數)成反比 為了確保在整個輸入電壓范圍Vinmax/Vinmin內調整輸出電壓，基于上面的等式的占 空系數范圍Dmax/Dmin必須等于電壓范圍 由于在實踐中最小脈寬受到限制，因此，輸入電壓范圍也受到限制。例如，如果開 關頻率為250kHz并且Dmax = 50%，則最大接通時間為2 μ S。如果最小接通時間為0. 5μ s， 則Dmin=(最小接通時間)/(開關周期)=0.5/4或12.5%。因此，電壓輸入范圍被限制
為 Vin -/Vin min = Dmax/Dmin 彡(50/12. 5) = 4。當需要更寬的輸入電壓范圍時，必須使用不同的技術。一種傳統技術是降低與較 大磁元件相關聯的開關頻率。這導致了較大的濾波器并且因此導致了較大的變換器大小。 圖1示出了另一種已知的技術。圖1所示的框圖包括在輸入和輸出側上并聯連接的N個電 力變換器。每個電力變換器覆蓋較窄的輸入電壓范圍，并且其余電力變換器在該特定范圍 中關斷。例如考慮根據圖1那樣連接的三個電力變換器的并聯結構，其中Vin min = 9V，Vin _ =72V。令第一電力變換器在9V到18V輸入電壓范圍內是活動的，第二電力變換器在18V 到36V輸入電壓范圍內是活動的，并且第三電力變換器在36V到72V輸入電壓范圍內是活動的。在此特定示例中，三個電力變換器的并聯組合覆蓋了等于72V/9V = 8的輸入電壓范 圍Vin-/Vinmin，而每個電力變換器僅在等于18V/9V = 36V/18V = 72V/36V = 2的范圍內工作。由于每個電力變換器可以在較窄的輸入范圍中得到優化，因此，該已知并聯結構 的優點是高效率。這種已知的并聯結構的缺點是電力變換器的數目增加，其中，每個電力變 換器是針對滿功率(full power)設計的，從而導致電力變換系統的大小和成本增加。上面證明了在本領域中存在對適合用于具有寬輸入電壓范圍的電力變換的更有 效的方法和裝置的尚未滿足的需求。

發明內容
鑒于上面的問題，本發明的優選實施例提供了一種電力變換系統，該電力變換系 統包括輸入端子，被布置為連接到電壓源；變壓器，該變壓器具有連接到輸入端子的第一 繞組和連接到電力變換系統的輸出端子的第二繞組，第一繞組或第二繞組具有至少三個抽 頭，至少三個抽頭被布置為將第一繞組或第二繞組分割為至少兩個子繞組；至少一個抽頭 開關，連接到至少兩個子繞組；控制電路，連接到至少一個抽頭開關；以及至少一個開關， 連接到至少一個抽頭開關。控制電路被布置為控制至少一個抽頭開關以控制變壓器的匝數 比。至少一個開關優選地包括一個開關，該一個開關連接到至少一個抽頭開關中的每 個。至少一個抽頭開關優選地包括多個抽頭開關，并且至少一個開關優選地包括多個開關， 這多個開關各自連接到多個抽頭開關中的相應的一個或多個抽頭開關。至少一個抽頭開關 優選地連接在變壓器與至少一個開關之間。至少一個開關優選地連接在變壓器與至少一個 抽頭開關之間。至少一個抽頭開關優選地連接到次級繞組，并且至少一個開關中的一個開 關優選地連接到初級繞組。控制電路優選地被布置為接收基于輸入電壓的輸入信號并且接收與脈沖調制器 的輸出信號同步的同步信號。根據本發明優選實施例的電力變換系統優選地還包括信號次級繞組，該信號次級 繞組提供基于輸入電壓的輸入信號。優選地，至少一個抽頭開關包括至少兩個抽頭開關，并 且當經過至少兩個繞組的電流為零或接近零時，控制電路被布置為首先關斷至少兩個抽頭 開關中的一個抽頭開關，并且隨后，稍后接通至少兩個抽頭開關中的另一抽頭開關以控制 變壓器的匝數比。至少一個開關優選地是M0SFET。至少一個抽頭開關優選地是M0SFET。至少一個 抽頭開關優選地是共源共柵的兩個MOSFET的串聯組合。根據本發明優選實施例的電力變換系統優選地還包括連接到次級繞組的中心抽 頭的二極管。根據本發明優選實施例的電力變換系統優選地還包括連接在輸入端子與變壓器 之間的開關。輸入端子優選地連接到初級繞組的中心抽頭。輸出端子優選地連接到次級繞 組的中心抽頭。控制電路優選地包括被布置為確定輸入電壓在哪個電壓小范圍中的至少一 個窗口比較器。控制電路優選地包括抽頭繞組零電流檢測器。至少一個開關優選地包括按 全橋式布置進行布置的四個開關。至少一個開關優選地包括按半橋式布置進行布置的兩個開關。根據本發明優選實施例的電力變換系統優選地還包括連接到至少一個開關的脈 沖調制器。根據本發明優選實施例的電力變換系統優選地提供DC電源或AC電源。參考附圖從下面對優選實施例的詳細描述中將更清楚本發明的其它特征、元件、 步驟、特性、方面和優點。


圖1示出了包括N個并聯連接的變換器的現有技術的變換器系統的框圖，每個變 換器在較窄輸入電壓范圍內工作。圖2示出了根據本發明第一優選實施例的變換器系統，包括具有單個受脈寬調制 (PWM)控制的主開關以及在電力變壓器初級側上由輸入電壓和與PWM輸出同步的脈沖信號 控制的多個抽頭開關的正激式或反激式變換器。圖2A示出了根據本發明第二優選實施例的變換器系統，包括具有單個受PWM控制 的主M0SFET、具有中心抽頭的電力變壓器以及由輸入電壓和與PWM輸出同步的脈沖信號控 制的兩個抽頭開關的正激式或反激式變換器。圖3示出了根據本發明第三優選實施例的變換器系統，包括具有多個受PWM控制 的主開關以及在電力變壓器的初級側上由輸入電壓和與PWM輸出同步的脈沖信號控制的 多個抽頭開關的正激式或反激式變換器。圖3A示出了根據本發明第四優選實施例的變換器系統，包括具有兩個受PWM控制 的主M0SFET、具有中心抽頭的電力變壓器以及由輸入電壓和與PWM輸出同步的脈沖信號控 制的兩個抽頭開關的正激式或反激式變換器。圖3B示出了根據本發明第五優選實施例的變換器系統，包括具有兩個主的 受PWM控制的M0SFET、具有中心抽頭的電力變壓器、兩個抽頭開關以及四個低電源開關 (low-power switch)的正激式或反激式變換器。圖4示出了根據本發明第六優選實施例的變換器系統，包括具有在電力變壓器的 次級側上的單個PWM控制的正激開關以及由輸入電壓和與PWM輸出同步的脈沖信號控制的 多個抽頭開關的正激式變換器。圖4A示出了根據本發明第七優選實施例的變換器系統，包括具有在電力變壓器 的次級側上的單個PWM控制的正激開關、具有并聯二極管的受PWM控制的續流MOSFET以及 兩個抽頭開關的正激式變換器。圖5示出了根據本發明第八優選實施例的變換器系統，包括具有在電力變壓器的 次級側上的多個PWM控制的正激開關、具有并聯二極管的單個續流開關以及由輸入電壓和 與PWM輸出同步的脈沖信號控制的多個抽頭開關的正激式變換器。圖5A示出了根據本發明第九優選實施例的變換器系統，包括具有在電力變壓器 的次級側上的兩個正激二極管整流器以及由輸入電壓和與PWM輸出同步的脈沖信號控制 的一個抽頭開關的正激式變換器。圖5B示出了根據本發明第十優選實施例的變換器系統，包括具有在電力變壓器 初級側上的兩個PWM控制的正激η溝道MOSFET以及由輸入電壓和與PWM輸出同步的脈沖信號控制的兩個抽頭開關的正激式變換器。圖5C示出了根據本發明第十一優選實施例的變換器系統，包括具有在電力變壓 器次級側上的兩個次級正激η溝道M0SFET、在次級側上具有中心抽頭的電力變壓器、兩個 抽頭開關以及一個低電源開關的正激式變換器，兩個開關和一個低電源開關由輸入電壓和 與PWM輸出同步的脈沖信號控制。圖6示出了根據本發明第十二優選實施例的變換器系統，包括具有由低側主開關 控制的單個PWM主開關以及在電力變壓器的初級側上由輸入電壓和與PWM輸出同步的脈沖 信號控制的多個抽頭開關的雙開關正激變換器。圖7示出了根據本發明第十三優選實施例的變換器系統，包括具有在電力變壓器 次級側上與二極管整流器并聯的單個PWM控制的開關以及由輸入電壓和與PWM輸出同步的 脈沖信號控制的多個抽頭開關的反激式變換器。圖8示出了根據本發明第十四優選實施例的變換器系統，包括具有在電力變壓器 次級側上與二極管整流器并聯的多個PWM控制的開關以及由輸入電壓和與PWM輸出同步的 脈沖信號控制的多個抽頭開關的反激式變換器。圖9示出了根據本發明第十五優選實施例的變換器系統，包括具有在電力變壓器 次級側上的兩個二極管整流器以及由輸入電壓和與PWM輸出同步的脈沖信號控制的一個 抽頭開關的反激式變換器。圖10示出了根據本發明第十六優選實施例的變換器系統，包括具有在電力變壓 器初級側上由輸入電壓和與PWM輸出同步的脈沖信號控制的多個抽頭開關以及兩個PWM控 制的主開關的推拉式變換器。圖11示出了根據本發明第十七優選實施例的變換器系統，包括具有在電力變壓 器初級側上由輸入電壓和與PWM輸出同步的脈沖信號控制的多個抽頭開關以及多個PWM控 制的主開關的推拉式變換器。圖12示出了根據本發明第十八優選實施例的變換器系統，包括具有兩個主要的 受PWM控制的次級整流器以及由輸入電壓和與PWM輸出同步的脈沖信號控制的多個抽頭開 關的、具有中心抽頭次級整流器電路的變換器。圖13示出了根據本發明第十九優選實施例的變換器系統，包括具有多個受PWM控 制的主次級整流器以及由輸入電壓和與PWM輸出同步的脈沖信號控制的多個抽頭開關的、 具有中心抽頭次級整流器的變換器。圖14示出了根據本發明第二十優選實施例的變換器系統，包括具有在電力變壓 器初級側上的由輸入電壓和與PWM輸出同步的脈沖信號控制的多個抽頭開關以及四個PWM 控制的主開關的全橋式變換器。圖15示出了根據本發明第二十一優選實施例的變換器系統，包括具有在電力變 壓器初級側上的由輸入電壓和與PWM輸出同步的脈沖信號控制的多個抽頭開關以及兩個 PWM控制的主開關的半橋式變換器。圖16示出了根據本發明第二十二優選實施例的變換器系統，包括具有兩個PWM控 制的次級整流器以及由輸入電壓和與PWM輸出同步的脈沖信號控制的多個抽頭開關的、具 有電流加倍器次級整流器的變換器。圖17示出了根據本發明第二十三優選實施例的控制電路的框圖。
具體實施例方式將參考圖2-圖17描述本發明的優選實施例。根據本發明的優選實施例，電力變壓器的占空比D和匝數比TR均被控制。按照TR =TRi (i = 1,2,.. .，N，其中N是小范圍的數目)在每個小范圍內恒定的方式來將輸入電壓 范圍v = Vinmax/Vinmin劃分為N個小范圍(或子區間)。通常，均等地選擇所有小范圍(在 編號為i的小范圍內最大輸入電壓Vi _和最小輸入電壓Vi min之間的比率)以使得 對于降壓推導型(buck derived)拓撲，由于TR在每個小范圍內是恒定的，因此小
范圍等于占空系數范圍d = Dmax/Dmin ιa K=Vin =d，因此， 在低輸入電壓時，在第一小范圍內，匝數比TR被設為最小值(TR = TRmin)；在中等 輸入電壓時，匝數比TR被設置得更高；并且在高輸入電壓時，匝數比TR被設為最大(TR = TR ) ·
最大占空系數Dmax和最小占空系數Dmin對于所有小范圍是相同的。在每個小范圍 的較低側，D = Dmax，并且在每個小范圍的較高側，D = Dfflin0在抽頭繞組以下面的方式從電 力系(power train)斷開連接或幾乎斷開連接的時間間隔(經過抽頭繞組部分的電流為零 或接近零的時間)中來完成從一個TR到另一 TR的轉變。當輸入電壓跨越兩個相鄰小范圍 之間的分界線時，控制電路開始搜索上面提到的適當時間間隔，例如針對正激式拓撲的續 流(freewheeling)時間間隔或者針對雙端降壓推導型拓撲(double-ended buck derived topology)的停滯(dead)時間間隔，并且相對應的變壓器繞組部分通過相對應的抽頭開 關物理地與電力系斷開連接。然后，通常在同一或下一類似時間間隔期間僅數百納秒中， 另一繞組部分的組合連接到電力系，從而提供了從一個TR值到另一 TR值的軟轉變。這種 軟轉變方法確保了不間斷的負載電能并且避免了可能與TR控制相關聯的不希望的瞬態 (transient)0理想地，這種軟轉變在沒有電流流經抽頭繞組，即零電流時發生。然而，實際上，即 使當經由抽頭繞組來自輸入電壓源的電流路徑被中斷以使得來自輸入電壓源的電流不能 流經抽頭繞組時，由于寄生組件或由于小的磁化電流(非負載電流)，一些小電流，即接近 零的電流也可能在抽頭繞組中流動。即，在一些情況中，由于因寄生組件和小的磁化電流引 起的電流流動，因此不可能以零電流進行這種軟轉變。在該情況中，軟轉變必須以接近零的 電流進行，此時僅有的電流是由寄生組件和小的磁化電流引起。如果在此轉變期間電流從 輸入電壓源流經抽頭繞組，則會產生不希望的大的瞬態。優選地，避免這些大的瞬態。
與傳統的僅控制占空系數，其中TR在整個輸入電壓范圍中為恒定的的技術相比， 控制占空系數和匝數比兩者的技術具有三個優點。首先，擴展了最小占空系數和最小脈 寬。其次，以高的輸入電壓減少了電力變壓器的初級側上的均方根(RMS)電流和電能損 耗，從而產生了具有較高效率的變換器。再次，降低了次級側開關處的電壓應力(voltage stress)，這允許使用具有較低額定電壓的開關，從而使得在次級側產生較低的電能損耗并 且產生了較高效率。作為示例，正激式變換器具有Vinmin= 18V，Vinmax= 162V(9倍的范圍)，以及V。= 12V。如果 TRmin= LDmax = 66. 7%，Dmin= 22.2%，則 d = 66. 7/22. 2 = 3 并且小范圍的數
目為N = L0G39 = 2，并且小范圍為^ = >/^=3。即，第一輸入電壓小范圍為18V到54V(3
倍)，第二輸入電壓小范圍為54V到162V(也為3倍)。為了在第二范圍的較低側(其中，Vin 接近54V)維持相同的Dmax，該小范圍內的匝數比TR等于=TRfflax = (54/12)*0.667 = 3。高 輸入電壓時的最小占空系數為V0*TRmax/Vin = 12*3/162 = 0. 222。第一電壓范圍18V彡Vin < 54V內的匝數比TR等于TRmin = 1，并且占空系數從Vinmin = 18V時的66. 7%偏離到第一 小范圍的高端處(接近54V)的22. 2% ；第二電壓范圍54 < K 162V內的匝數比TR等 于TRmax = 3，并且占空系數在相同范圍中從第二小范圍的低端處(接近54V)的66. 7%偏 離到高端Vin max = 162V處的22. 2%0從TRmin = 1到TRmax = 3的軟轉變是在續流時間間隔期間Vin = 54V時完成的。具 有固定匝數比的傳統技術需要三倍的占空系數比范圍Dmax/Dmin = Vin max/Vin min = 9。利用 傳統技術，在固定的 TR = 1 并且 Dfflin = Dfflax/(Vinmax/Vin min) = Dmax/9 = 66. 7%/9 = 7. 4% 的情況下在高電壓時峰值初級電流為I。/TR = I0,并且RMS2為(I。/TR)2*Dmin = I>Dfflax/9 = I>0. 074。相比而言，對于根據具有TR控制的本發明的優選實施例的基于正激式拓撲的變
換器，RMS2 = (I0/TRfflJ2^Dfflin = I>0. 0247。電流示例的新的RMS2值和傳統RMS2值之比等
于3，S卩，電力變壓器的初級側上的電能損耗按系數3的比例降低。在更一般的情況中，對于
具有N個輸入電壓小范圍利用組合D和TR控制的降壓推導型變換器，與RMS電流相關聯的
電力變壓器的初級側上的損耗按下面的系數比例降低 其是整個輸入范圍ν與小范圍K值之比。對于N = 2的上面的示例，該等式降低 到^。由于高輸入電壓時的匝數比TR按系數3的比例增加，次級側續流整流器上的電壓 應力按系數3的比例降低，這使得能夠使用更好的續流整流器并且提供了進一步的效率提 高。在更一般的情況中，對于具有N個輸入電壓小范圍的利用組合的D和TR控制的正激式 變換器，正激時間期間的次級側整流器上的電壓應力按相同的系數比例降低 如果小范圍的數目較大，N >>1，則K近似為1(非常窄的小范圍)，d近似為1(占 空系數接近常數，Dmax和Dmin幾乎相等)，并且初級損耗和次級側上的電壓應力按系數ν的比例降低。換言之，正激時間間隔期間的次級側上的電壓獨立于線路電壓保持恒定。不受 限制的N的理論情況對應于具有恒定占空系數的連續TR控制，這與在較小的N的情況下的 每個小范圍內恒定TR和連續D控制形成了對照。提供最小復雜度的最優小范圍數N。pt由 所需輸入電壓范圍ν和最大的可實現占空系數d。pt = Kopt來確定。對于降壓推導型拓撲
_ LOG(V) 占空系數和匝數比的組合控制可以應用于包括電力變壓器并且具有變換器繞組 從電力系斷開連接或幾乎斷開連接的時間間隔的任何開關模式電力變換器。各個優選實施 例包括但不限于如圖2-圖17所示的一些常見拓撲，例如具有在電力變壓器的初級側和次 級側上抽頭的電力變壓器的正激式變換器、反激式變換器、推拉式(push-pull)變換器、半 橋式變換器、全橋式變換器。下面的描述提供了具體細節，其圖示說明了本發明的各個優選 實施例。圖2示出了根據包括正激式或反激式變換器100的本發明第一優選實施例的變換 器系統，變換器100具有單個主開關Sl以及電力變壓器Tl的初級側上的多個抽頭開關Q1， Q2，...，QN。電力變壓器Tl的次級繞組連接到整流器和濾波器電路101。反饋電路102連 接到負載103并且連接到脈寬調制器(PWM) 104,PWM 104的輸出控制主開關Si。雖然優選 地使用PWM 104，然而，在本發明的此優選實施例以及本發明的其它優選實施例中，也可以 使用其它合適的脈沖調制器，例如脈沖頻率調制器、脈沖作用時間調制器(pulse on-time modulator)等。抽頭開關Q1，Q2，. . .，QN優選地由下面的兩個信號來控制與輸入信號Vin成比例 的模擬信號"Vin”，以及與PWM輸出同步的脈沖信號SYNC。在此優選實施例和其它優選實施 例中，優選地至少部分地基于脈沖信號SYNC來控制抽頭開關Q1，Q2，. . .，QN。然而，如下面 針對圖17所說明的，也可以不使用脈沖信號SYNC，而使用基于在與抽頭開關Ql，Q2，...， QN相連的繞組中流動的實際電流的信號。圖2中的變換器系統以下面的方式操作。主開關Sl以具有由反饋電路102和PWM 104定義的占空系數的較高頻率(通常數百kHz)循環接通/關斷。電力變壓器Tl的次級 側上經脈寬調制的AC電壓被施加到整流器和濾波器電路101，電路101將該電壓變換為DC 輸出電壓。每個抽頭開關Qi僅在一個輸入電壓小范圍內接通
V.V. 丄 而所有其它抽頭開關在該特定電壓小范圍內保持關斷。在低輸入電壓處，抽頭開關Ql接通而抽頭開關Q2，Q3，. . .，QN關斷以使得僅電力 變壓器Tl的繞組的一頂部部分連接到主開關Sl (通過抽頭開關Ql)并且電力變壓器Tl的 匝數比被設為最小比。當輸入電壓跨越例如第一和第二電壓小范圍之間的邊界線時，控制 電路108基于與PWM輸出同步的脈沖信號SYNC，開始搜索與主開關Sl的關斷狀態相對應的 時間間隔，并且生成控制信號，該控制信號首先將抽頭開關Ql切換到關斷狀態，并且然后 在主開關Sl的同一或下一關斷狀態期間在短延時之后將抽頭開關Q2切換到接通狀態。由 于在主開關Sl的關斷時間間隔期間，來自輸入源的能量流被中斷(負載電流由輸出濾波器提供)，因此，電力變壓器Tl的初級繞組僅承載小的磁化電流，從而引起了從一種匝數(例 如，一個頂部繞組部分)比到另一匝數比(例如，兩個頂部繞組部分)的軟(接近零電流) 轉變。如上所述，每個電壓小范圍的低端處的占空系數被自動地設為最大的可實現水平，最 小脈沖寬度被擴展，并且在高(以及標稱)線電壓時電力變壓器Tl的次級側上的電壓應力 和電力變壓器Tl的初級側上的RMS電流被減小，這使得在變換器系統中產生了更高的效 率。圖2A示出了根據本發明第二優選實施例的變換器系統。在此優選實施例中的變 換器系統使用了對圖2所示的變換器系統作出的中心抽頭修改，并且包括具有單個主開關 Si、具有中心抽頭的電力變壓器Tl以及連接到控制電路105的兩個抽頭開關Ql和Q2的正 激式或反激式變換器布置。電力變壓器Tl的次級繞組連接到整流器和濾波器電路101。反 饋電路102連接到負載103以及PWM 104。PWM 104的輸出控制優選地為MOSFET的主開關 Si。抽頭開關Q1、Q2優選地是共源極和共柵極的兩個N溝道MOSFET的串聯組合，共源極和 共柵極由與輸入信號Vin成比例的模擬信號“Vin”以及與PWM輸出同步的脈沖同步信號SYNC 控制。圖2A所示的變換器系統以與圖2的變換器系統類似的方式操作，并且具有兩個輸入 電壓小范圍。圖3示出了根據本發明第三優選實施例的變換器系統。本優選實施例中的變換 器系統包括正激式或反激式變換器100，其包括由PWM 104控制的多個主開關Si，S2，...， SN，并且包括經由控制電路108由模擬信號"Vin”和脈沖同步信號SYNC控制的多個抽頭開 關Q1，Q2，···，QN。抽頭開關Ql，Q2，...，QN連接到電力變壓器Tl的抽頭并且連接到相對 應的主開關Si，S2，. . .，SN0電力變壓器Tl的次級繞組連接到整流器和濾波器電路101， 該電路101的輸出連接到負載103以及反饋電路102，反饋電路102的輸出連接到PWM 104 的輸入。圖3中的變換器系統按與圖2中的變換器系統類似的方式操作。差別在于在圖 3中使用了 N個主開關Si，S2，... , SN來取代圖2中的單個主開關Si。抽頭開關Qi (i = 1，···，N)通過相對應的主開關Si來傳導初級電流。優選地，S1，S2，. . .，SN是功率M0SFET。 必須選擇圖2中的主開關Sl以容忍高輸入電壓時的漏源電壓。具有較大導通電阻的較高 電壓MOSFET在較低輸入電壓時引入了過量的損耗。可以針對每個輸入電壓小范圍來優化 圖3中的功率MOSFET (例如，可以優化電壓和/或導通電阻)，從而降低了主要電能損耗并 且提高了變換器系統的整體效率。圖3A示出了根據本發明第四優選實施例的變換器系統。此優選實施例中的變換 器系統利用了對圖3所示的變換器系統作出的中心抽頭修改，并且包括兩個主開關Si、S2 以及優選地為N溝道功率MOSFET的、連接到控制電路105的兩個抽頭開關Ql、Q2。圖3A中 的正激式或反激式變換器100還包括電力變壓器Tl、整流器和濾波器電路101、負載103、反 饋電路102以及PWM 104。抽頭開關Ql、Q2優選地被配置為與圖2A中的抽頭開關Ql、Q2 類似。圖3B示出了根據本發明第五優選實施例的變換器系統。此優選實施例中的變換 器系統包括減少了功率MOSFET數目的對圖3A所示的變換器的修改。圖3B中的正激式或 反激式變換器100包括兩個主開關S1、S2以及兩個抽頭開關Q1、Q2，按與圖3A所示的類似 布置連接的整流器和濾波器電路101、負載103、反饋電路102以及PWM 104。本優選實施例還包括兩個偏置電壓源VB1、VB2，連接到控制電路108的兩個信號開關Q3、Q4，以及連接到 控制電路106的兩個信號開關Q5、Q6。與圖3A所示的變換器系統相比，圖3B所示的抽頭 開關Ql和Q2優選地為單個N溝道M0SFET。偏置電源VBl連接到電力變壓器Tl的初級繞 組的中心抽頭以及信號開關Q4的第一端子，該信號開關Q4的第二端子連接到抽頭開關Ql 的柵極。類似地，偏置電源VB2連接到電力變壓器Tl的初級繞組的下(無點的)端并且連 接到信號開關Q3的第一端子，信號開關Q3的第二端子連接到抽頭開關Q2的柵極。信號開 關Q5、Q6的第一端子分別連接到主開關Sl和S2的柵極，并且信號開關Q5、Q6的第二端子 彼此相連并且連接到PWM 104的輸出。圖3B中的變換器系統以下面的方式操作。在低輸入電壓時，信號開關Q4、Q6保持 導通狀態并且信號開關Q3、Q6保持截止狀態，并且偏置電壓VBl通過閉合的信號開關Q4被 施加到抽頭開關Ql的柵極，因而抽頭開關Ql保持導通狀態。由于信號開關Q3和Q6在低 輸入電壓時保持截止狀態，因此抽頭開關Q2和主開關S2也保持截止。主開關Sl在低輸入 電壓時以由反饋電路102和PWM 104定義的占空比循環進行導通/截止。在低輸入電壓時僅電力變壓器Tl的頂部部分連接到電力系，并且匝數比被設為 最小比。當輸入電壓跨越第一和第二輸入電壓小范圍之間的邊界線時(即，模擬信號“Vin” 達到預定電平)，利用與PWM輸出同步的脈沖同步信號SYNC的控制電路105和106都開始 搜索PWM輸出為低(LOW) ( S卩，開關Sl的截止狀態)的時間間隔，并且生成首先將信號開關 Q4、Q5切換到截止狀態的控制信號。因此，抽頭開關Ql切換為截止，并且主開關Sl保持截 止。然后，在通常為數百納秒的短的延時之后，例如，在與PWM輸出的低電平相對應的同一 或下一時間間隔期間，信號開關Q3、Q6導通，抽頭開關Q2導通，并且主開關S2接收來自PWM 104的控制信號。全部初級繞組通過抽頭開關Q2連接到電力系，并且匝數比被設為最大比。從一匝數比向另一匝數比的變換(commutation)在來自輸入源的能量流被中斷 的時間間隔中(即，如果輸入電壓從低到高則在主開關Sl的截止狀態期間，或者如果輸 入電壓從高到低則在主開關S2的截止狀態期間)被執行，從而產生了軟轉變，即接近零電 流轉變。圖3B所示的變換器系統與圖3A所示的變換器系統相比使用了較少數目的功率 MOSFET 圖3B中使用四個功率M0SFET，而圖3A中使用六個功率MOSFET。圖4示出了根據本發明第六優選實施例的變換器系統，其包括正激式變換器200， 正激式變換器200具有電力變壓器Tl的初級側上的單個主開關Si、連接到主開關Sl的PWM 201、電力變壓器Tl的次級側上的單個正激開關S2、具有反并聯二極管Dl的續流開關S3、 次級PWM控制電路202、輸出電感器Li、輸出電容器Co，以及連接到控制電路203的多個次 級側抽頭開關Q1，.. .，QN。除抽頭開關Q1，...，QN以外，圖4所示的變換器系統是具有同 步整流的正激式變換器。在低輸入電壓時，僅抽頭開關Ql處于接通狀態，整個次級繞組被激活，并且匝數 比被設為最小比。當輸入電壓跨越第一和第二輸入電壓小范圍之間的邊界線時(即，模擬 信號“vin”達到預定電平)，控制電路203利用與PWM輸出同步的脈沖同步信號SYNC，開始 搜索主開關Sl和單個正激開關S2處于關斷狀態并且續流開關S3處于接通狀態的續流時 間間隔，然后，在通常為數百納秒的短的延時之后，在同一或下一續流時間間隔期間，第二 抽頭開關Q2被轉為接通狀態。因此，匝數比被增加為與第二電壓小范圍相對應的值。與上述其它優選實施例類似，抽頭開關Ql，. . .，QN由模擬信號“Vin”以及脈沖同步信號SYNC來控制。僅與特定小范圍相對應的一個抽頭開關接通。在高輸入電壓時，抽頭開 關QN處于接通狀態并且抽頭開關Ql，...，Q(N-I)處于關斷狀態，以使得僅電力變壓器Tl 的次級繞組的頂部部分被激活，并且使得匝數比被設為最大比。在來自輸入源的能量流被 中斷以使得初級電流和次級電流接近零的續流時間間隔中執行了從一匝數比到另一匝數 比的轉變，從而產生了軟轉變。圖4A示出了根據本發明第七優選實施例的變換器系統。此優選實施例中的變換 器系統利用了對圖4所示的變換器系統作出的中心抽頭修改，并且包括相同的組件，并且 具有與圖4所示的變換器系統類似的操作原理，差異在于電源開關Ql優選地為單個功率 MOSFET并且電源開關Q2優選地為共源共柵的兩個功率MOSFET的組合。開關Si、S2和S3 優選地也為功率M0SFET。圖5示出了根據本發明第八優選實施例的變換器系統，其包括正激式變換器200， 該正激式變換器200具有在電力變壓器Tl的初級側上由PWM 201控制的主開關Sp、次級 正激開關Si，...，SN、具有反并聯二極管Dc的次級續流(捕捉)開關Sc、次級PWM控制電 路202、具有控制電路203的抽頭開關Q1，. . .，QN、輸出電感器Li，以及輸出電容器Co。每 個抽頭開關i(i = 1，...，N)連接到相對應的次級正激開關Si的第一端子；該正激開關Si 的第二端子連接到續流開關Sc。圖5所示的變換器系統按與圖4所示的變換器系統類似的方式操作。由于在特定 的輸入電壓小范圍中，僅一個抽頭開關Qi處于接通狀態并且僅一個正激開關Si工作，因 此，可以針對該特定電壓小范圍來優化每個正激開關Si，從而提高變換器系統的效率。圖5A示出了根據本發明第九優選實施例的變換器系統。此優選實施例中的變換 器系統使用對圖5所示的變換器系統作出的利用二極管整流器的中心抽頭修改，并且包括 正激式變換器200、電力變壓器Tl的初級側上由PWM 201控制的主開關Si，兩個正激二極 管D1、D2，續流二極管D3，優選地為N溝道MOSFET的抽頭開關Ql，控制電路205，信號次級繞 組204、連接到信號次級繞組204的第一(有點的)端子的兩個信號二極管整流器D4、D5， 連接到二極管D5以及信號次級繞組204的第二端子的電阻器R1，連接到二極管D4以及信 號次級繞組204的第二端子的電容器Cl。模擬信號“Vin”是從連接到與初級繞組同相的信號次級繞組204的信號二極管整 流器D4和電容器Cl中的峰值充電器(peak charger)得到的。脈沖同步信號SYNC是從信 號整流器D4和電阻器Rl得到的。替代地，模擬信號"Vin”和脈沖同步信號SYNC可以從與 輸出電感器Ll耦合的信號繞組得到。得到模擬信號"Vin”和脈沖同步信號SYNC的技術還 可以應用到本發明的其它優選實施例。圖5A所示的變換器系統是圖5所示的變換器系統 的具體示例。在操作原理上沒有差別。圖5B示出了根據本發明第十優選實施例的變換器系統。此優選實施例中的變換 器系統使用對圖5A所示的變換器系統作出的具有同步整流的修改，并且包括正激式變換 器200、電力變壓器Tl的初級側上由PWM201控制的主開關SP，優選地為MOSFET并由次級 PWM控制202控制的兩個正激開關Sl和S2，連接到控制電路205的兩個抽頭開關Ql和Q2， 輸出電感器Ll以及輸出電容器Co。第一抽頭開關Ql優選地為單個功率M0SFET，并且第二 抽頭開關Q2優選地為共源共柵的兩個功率MOSFET的串聯組合。圖5B所示的變換器系統 是圖5和圖5A所示的變換器系統的具體示例，并且在操作原理上沒有差別。
圖5C示出了根據本發明第十一優選實施例的變換器系統。此優選實施例中的變 換器系統使用了對圖5B所示的變換器系統作出的利用較少數目的功率MOSFET的修改，并 且包括信號開關Q3，該信號開關Q3優選地為MOSFET并且由控制電路205控制并且連接到 優選地為MOSFET的正激開關S2的柵極。在低輸入電壓時，信號開關Q3和抽頭開關Q2處 于截止狀態，使得正激開關S2進入截止狀態。具有處于截止狀態的溝道并且具有“背靠背” 體二極管的抽頭開關Q2與正激開關S2的串聯組合阻斷了低輸入電壓時的抽頭電流，并且 使得能量流經閉合的抽頭開關Ql和正激開關Si。圖5C所示的變換器系統是圖5B所示的 變換器系統的具體示例。在操作原理上沒有差別。圖6示出了根據本發明第十二優選實施例的變換器系統，其包括雙開關正激變換 器300，該雙開關正激變換器300具有由PWM(未示出)控制的低側開關Sl和高側開關S2， 兩個鉗位二極管Dl和D2，電力變壓器Tl，通過控制電路303由與輸入信號Vin成比例的模 擬信號“Vin”以及與PWM輸出同步的脈沖同步信號SYNC控制的抽頭開關Q1，. . .，QN，整流 器和濾波器電路301，以及負載302。主開關Si、S2，鉗位二極管Dl、D2，電力變壓器Tl，整 流器和濾波器電路301，以及負載302是按雙開關正激拓撲連接的。抽頭開關Q1，. . .，QN 以與圖2所示的變換器系統類似的方式連接到電力變壓器Tl的初級繞組的抽頭并且連接 到主開關Si。圖2和圖6中的抽頭開關Q1，. . .，QN的操作原理類似。圖7示出了根據本發明第十三優選實施例的變換器系統，其包括反激式變換器 400，該反激式變換器400具有在電力變壓器Tl的初級側上的主開關Si，PWM 401，具有并 聯二極管整流器D的單個受PWM控制的次級整流器開關S2，以如圖4所示類似的布置連接 到電力變壓器Tl的次級繞組抽頭以及次級整流器開關S2的抽頭開關Ql，...，QN。除了從 一輸入電壓小范圍到另一輸入電壓小范圍的轉變是在與主開關Sl的接通狀態相對應的時 間間隔(當次級整流器開關S2處于關斷狀態，二極管D被反向偏置，并且次級繞組中的電 流接近零時)中執行的以外，與圖4所示的類似地，電力變壓器Tl的抽頭開關Q1，. . .，QN 通過控制電路405由模擬信號“Vin”以及脈沖同步信號SYNC控制。圖8示出了根據本發明第十四優選實施例的變換器系統，其包括反激式變換器 400，該反激式變換器400具有在電力變壓器Tl的初級側上由PWM 401控制的主開關Sp， 通過控制電路405由模擬信號“Vin”以及脈沖同步信號SYNC控制的多個抽頭開關Q1，...， QN,電力變壓器Tl的次級側上與二極管整流器D1，. . .，DN并聯的多個受PWM控制的開關 Si，...，SN，以及輸出電容器Co。按照與圖5所示的布置類似的布置，每個抽頭開關Qi (i = 1，...，N)與相對應的受PWM控制的開關Si串聯連接。與如圖7所示的類似方式，抽頭 開關Q1，. . .，QN由模擬信號“Vin”以及脈沖同步信號SYNC控制。圖9示出了根據本發明第十五優選實施例的變換器系統。此優選實施例中的變 換器系統使用了對圖8所示的變換器系統作出的利用二極管整流的中心抽頭修改，并且包 括反激式變換器400，該反激式變換器400具有在電力變壓器Tl的初級側上由PWM 401控 制的主開關Si，兩個二極管整流器D1、D2，優選地為功率MOSFET的抽頭開關Q1，控制電路 402，在正向上連接到整流二極管D3、D4的信號繞組403，連接到二極管D4和信號繞組403 的電阻器Rl，連接到整流二極管D3和信號繞組403的電容器Cl。當主開關Sl為導通狀態 時，整流二極管D3、D4同時導通。圖9中的反激式變換器400以如圖8所示類似的方式操 作。以與如圖5A所示的類似方式從信號繞組403得到模擬信號“Vin”和脈沖同步信號SYNC。
圖10示出了根據本發明第十六優選實施例的變換器系統，其包括推拉式變換器 500，該推拉式變換器500具有在電力變壓器Tl的初級側上由PWM 501控制的主開關Si、 S2，兩組抽頭開關Qll，...，QlN和Q21，...，Q2N，整流器和濾波器電路502以及負載503， 這兩組抽頭開關Q11，. . .，QlN和Q21，. . .，Q2N通過控制電路504由模擬信號"Vin”以及脈 沖同步信號SYNC控制，并且連接到電力變壓器Tl的初級繞組抽頭以及相對應的主開關Sl 和S2。控制電路504以下面的方式工作。在低輸入電壓時，僅抽頭開關Qll和Q21處于 接通狀態并且所有其它的抽頭開關Q12，... , QlN, Q22，. . .，Q2N處于關斷狀態。結果，電力 變壓器Tl的匝數比在低輸入電壓時被設為最小比。當輸入電壓跨越第一和第二小范圍之 間的邊界線時，控制電路504基于與PWM輸出同步的脈沖同步信號SYNC，開始搜索與主開關 Sl和S2都處于關斷狀態時的停滯時間相對應的時間間隔，并且生成控制信號，該控制信號 首先將抽頭開關Qll和Q21切換為關斷狀態，并且隨后，在同一或下一停滯時間間隔期間在 短的延時之后，將抽頭開關Q12和Q22切換為接通狀態。從任何其它電壓小范圍到下一電 壓小范圍的變換以類似的方式執行。由于在停滯時間間隔期間，來自輸入源去往負載的能 量流被中斷(負載電流由輸出濾波器提供)，因此電力變壓器的初級繞組僅承載小的磁化 電流，從而產生了軟(接近零電流)轉變。如在其它優選實施例中一樣，每個電壓小范圍的 低端處的占空系數被自動設為最大的可實現水平，因此，最小脈沖寬度被擴展，次級側上的 電壓應力以及初級側上的RMS電流在高(以及標稱)輸入電壓時被減小，從而使變換器系 統產生了更高的效率。圖11示出了根據本發明第十七優選實施例的變換器系統，其包括推拉式變換器 500，該推拉式變換器500具有連接到電力變壓器Tl的初級繞組抽頭并由PWM 501控制的 兩組主開關S11，...，SlN以及S21，. . .，S2N，連接到主開關S11，...，SlN以及S21，...， S2N對的一組抽頭開關Q1，. . ·，QN(即，抽頭開關Ql連接到主開關Sll和S21，抽頭開關Q2 連接到主開關S12和S22，...，并且QN連接到主開關SlN和S2N)，在電力變壓器Tl的次級 側上的整流器和濾波器電路502以及負載503。控制電路504以下面的方式工作。在低輸入電壓時，僅抽頭開關Ql處于接通狀 態，并且所有其它抽頭開關Q2，. . .，QN處于關斷狀態。結果，電力變壓器Tl的匝數比在低 輸入電壓時被設為最小比。當輸入電壓跨越第一和第二小范圍之間的邊界線時，控制電路 504基于與PWM輸出同步的脈沖同步信號SYNC，開始搜索與主開關Sll和S21都處于關斷狀 態時的停滯時間相對應的時間間隔，并且生成控制信號，該控制信號首先將抽頭開關Ql切 換為關斷狀態，并且隨后，在同一或下一停滯時間間隔期間在短的延時之后，將抽頭開關Q2 切換為接通狀態。從任一電壓小范圍到下一電壓小范圍的變換以如上所述的類似的方式執 行。由于在停滯時間間隔期間，來自輸入源去往負載503的能量流被中斷(負載電流由輸 出濾波器提供)，因此電力變壓器Tl的初級繞組僅承載小的磁化電流，從而產生了從一匝 數比到另一匝數比的軟(接近零電流)轉變。圖12示出了根據本發明第十八優選實施例的變換器系統，其包括具有在電力變 壓器Tl的次級側處的中心抽頭整流器電路600的變換器，其具有兩個受PWM控制的主開關 Sl和S2，分別并聯連接到主開關Sl和S2的兩個整流二極管Dl和D2，具有并聯二極管D3 的受PWM控制的續流開關S3，兩組抽頭開關Ql 1，. . .，QlN和Q21，. . .，Q2N,輸出電感器Ll以及輸出電容器Co。第一組抽頭開關Qll，...，Q1N連接到電力變壓器Tl的上部繞組部分 的抽頭以及主開關Si，第二組開關Q21，...，Q2N連接到電力變壓器Tl的下部繞組部分的 抽頭以及主開關S2。本優選實施例的變換器系統以下面的方式操作。在低輸入電壓時，抽頭開關Qll 和Q21處于接通狀態，全部次級繞組連接到主開關Sl和S2，并且匝數比被設為最小比。當 輸入電壓跨越第一和第二小范圍之間的邊界線時，控制電路601基于與PWM輸出同步的脈 沖同步信號SYNC，開始搜索來自初級源的能量流被中斷(負載電流通過續流開關S3和二極 管D3由電感器Ll提供)的停滯時間間隔，并且生成控制信號，該控制信號首先將抽頭開關 Qll和Q21切換為關斷狀態，并且隨后，在同一或下一停滯時間間隔期間在短的延時之后， 將抽頭開關Q12和Q22切換為接通狀態。從任一電壓小范圍到下一電壓小范圍的變換以類 似的方式執行。圖13示出了根據本發明第十九優選實施例的變換器系統，其包括具有在電力變 壓器Tl的次級側處的中心抽頭整流器電路700的變換器，該變換器具有擁有相對應的并聯 整流二極管D11，. . .，DlN以及D21，. . .，D2N的兩組受PWM控制的主開關S11，. . .，SlN以 及S21，. . .，S2N,具有并聯二極管D的受PWM控制的續流開關S3，具有控制電路701的抽頭 開關Q1，...，QN，輸出電感器Ll和輸出電容器Co。每個抽頭開關Qi(i = 1，...，N)連接 到輸出回路(output return)并且連接到主開關Sli和S2i的公共端子。具有中心抽頭整流器電路700的變換器以下面的方式操作。在低輸入電壓時，開 關Ql處于接通狀態，電力變壓器Tl的全部次級繞組連接到主開關Sll和S21，并且匝數比 被設為最小比。當輸入電壓跨越第一和第二小范圍之間的邊界線時，控制電路701基于與 PWM輸出同步的脈沖同步信號SYNC，開始搜索來自初級源的能量流被中斷(負載電流通過 續流開關S3和二極管D由電感器Ll提供)的停滯時間間隔，并且生成控制信號，該控制信 號首先將抽頭開關Ql切換為關斷狀態，并且隨后，在同一或下一停滯時間間隔期間在短的 延時之后，將抽頭開關Q2切換為接通狀態。從任一電壓小范圍到下一電壓小范圍的軟轉變 以類似的方式執行。在每個輸入電壓小范圍中，僅抽頭開關Qi之一進行傳導。圖14示出了根據本發明第二十優選實施例的變換器系統，其包括全橋式變換器 800，該變換器800具有由PWM 801控制的四個主開關Sl，...，S4，連接到電力變壓器Tl的 初級側上的控制電路802的抽頭開關Q1，. . .，QN，整流器和濾波器電路803，以及負載804。抽頭開關Ql，. . . ,QN以下面的方式操作。在低輸入電壓時，抽頭開關Ql處于接通 狀態，其它抽頭開關Q2，. . .，QN處于關斷狀態，圖14的初級繞組中的僅右手部分連接到全 橋的對角，并且匝數比被設為最小比。當輸入電壓跨越第一和第二電壓小范圍之間的邊界 線時，控制電路802基于與PWM輸出同步的脈沖同步信號SYNC，開始搜索與主開關Si，...， S4的關斷狀態相對應的停滯時間間隔，并且生成控制信號，該控制信號首先將抽頭開關Ql 切換為關斷狀態，并且隨后，在同一或下一停滯時間間隔期間在短的延時之后，將抽頭開關 Q2切換為接通狀態。從任一電壓小范圍到下一電壓小范圍的轉變以類似方式執行。由于在 停滯時間間隔期間，來自輸入源去往負載804的能量流被中斷(負載電流由輸出濾波器提 供)，因此電力變壓器Tl的初級繞組僅承載小的磁化電流，從而產生了從一匝數比到另一 匝數比的軟(接近零電流)轉變。圖15示出了根據本發明第二十一優選實施例的變換器系統，其包括半橋式變換器900，該變換器900具有在電力變壓器Tl的初級側上由PWM 901控制的兩個主開關 Si、S2，連接到控制電路902的抽頭開關Ql, ... , QN，被布置作為電容分壓器(capacitive divider)的電容器Cl、C2，被布置作為電阻分壓器(resistive divider)的并聯連接到電 容器Cl的電阻器R1、R2，整流器和濾波器電路903，以及負載904。主開關S1、S2，電力變壓 器Tl的繞組，被布置作為電容分壓器的電容器Cl、C2，整流器和濾波器電路903，以及負載 904是如圖15所示那樣連接的。抽頭開關Ql，...，QN連接在電力變壓器Tl的初級繞組的 抽頭與電容器Cl、C2之間的中點之間。模擬信號“Vin”從電阻器Rl、R2得到。抽頭開關Q1，...，QN以下面的方式操作。在低輸入電壓時，抽頭開關Ql處于接 通狀態，其它開關Q2，...，QN處于關斷狀態，圖15的電力變壓器Tl的初級繞組中的僅左 手部分連接到主開關Si、S2與電容器Cl、C2間的中點之間的中點，并且匝數比被設為最小 比。當輸入電壓跨越第一和第二電壓小范圍之間的邊界線時，控制電路902基于與PWM輸 出同步的脈沖同步信號SYNC，開始搜索與主開關Sl和S2的關斷狀態相對應的停滯時間間 隔，并且生成控制信號，該控制信號首先將抽頭開關Ql切換為關斷狀態，并且隨后，在同一 或下一停滯時間間隔期間在短的延時之后，將抽頭開關Q2切換為接通狀態。從任何其它電 壓小范圍到下一電壓小范圍的轉變以幾乎相同的方式執行。由于在停滯時間間隔期間，來 自輸入源去往負載的能量流被中斷(負載電流由輸出濾波器提供)，因此電力變壓器Tl的 初級繞組僅承載小的磁化電流，從而產生了從一匝數比到另一匝數比的軟(接近零電流) 轉變。圖16示出了根據本發明第二十二優選實施例的變換器系統，其包括具有在電力 變壓器Tl的次級側上的電流加倍器整流器1000的變換器，該電流加倍器整流器1000具有 由次級PWM電路(未示出)控制的兩個整流器開關Si、S2，分別與整流器開關Si、S2并聯 連接的兩個二極管Dl、D2，連接到控制電路1001的抽頭開關Q1，. . .，QN，兩個輸出電感器 L1、L2，以及輸出電容器Co。電力變壓器Tl的次級繞組，整流器開關S1、S2，二極管D1、D2， 電感器Li、L2，以及輸出電容器Co按圖16所示那樣連接。抽頭開關Q1，. . .，QN連接在次 級繞組抽頭與整流器開關Sl和電感器Ll之一的連接點之間。抽頭開關Ql，. . . ,QN以下面的方式操作。在低輸入電壓時，抽頭開關Ql處于接通 狀態，其它抽頭開關Q2，. . .，QN處于關斷狀態，電力變壓器Tl的全部次級繞組連接到整流 器電路，并且匝數比被設為最小比。當輸入電壓跨越第一和第二電壓小范圍之間的邊界線 時，控制電路1001基于與PWM輸出同步的脈沖同步信號SYNC，開始搜索與電力變壓器Tl的 繞組中的接近零的電流相對應的停滯時間間隔，并且生成控制信號，該控制信號首先將抽 頭開關Ql切換為關斷狀態，并且隨后，在同一或下一停滯時間間隔期間在短的延時之后， 將抽頭開關Q2切換為接通狀態。從任何其它電壓小范圍到下一電壓小范圍的轉變以類似 方式執行。圖17示出了根據本發明第二十三優選實施例的控制電路1100的框圖。控制電路 1100用來控制抽頭開關Q1，. . .，QN。控制電路1100包括接收輸入信號Vin并且連接到輸 入電壓范圍監視器102 (具有窗口比較器WCl，WC2，. . .，WCN)的輸入電壓監視器1101，接收 與PWM輸出同步的脈沖同步信號SYNC的抽頭繞組零電流檢測器1103，由窗口比較器WC1， WC2, ...，WCN以及電流檢測器103的輸出控制的與門&1，...，&N,以及由與門&1，. . .，&N 的輸出控制的并且連接到開關控制輸入的抽頭開關驅動器DR1，. . .，DRN。
17
控制電路1100以下面的方式操作。輸入電壓監視器1101生成與輸入電壓Vin成 比例的并且通常與輸入電壓Vin隔離的模擬“Vin”信號。輸入電壓監視器1101例如可以包 括具有圖5A所示的峰值充電器的信號繞組，可以包括如圖15所示的分壓器，可以包括光耦 合器電路(未示出)，或者可以包括其它合適的電壓監視電路。輸入電壓范圍監視器1102的窗口比較器WCl，WC2，...，WCN之一在輸入電壓處于 特定輸入電壓小范圍內時生成高輸出電平，而其它窗口比較器WC1，WC2，. . .，WCN針對在該 特定電壓小范圍中的輸入電壓生成低電平輸出。抽頭繞組零電流檢測器1103在與抽頭繞 組中的接近零電流相對應的時間間隔中生成高輸出電平。抽頭繞組零電流檢測器1103優選地基于電流測量電路，或者基于取決于所使用 的電路拓撲進行編程的SYNC信號分析器。例如，對于正激式拓撲，SYNC信號分析器可以在 續流時間間隔中生成高(HIGH)輸出電平，對于推拉式以及其它雙端拓撲，SYNC信號分析 器可以在停滯時間間隔中生成高輸出電平。當且僅當相對應的窗口比較器的輸出為高并 且抽頭繞組零電流檢測器1103生成了指示抽頭繞組中的零或接近零的電流條件時，與門 &1，...，&N之一才生成高輸出電平。生成了高輸出電平的與門&1，...，&N激勵相對應的抽 頭開關驅動器DR1，...，DRN，因此，相對應的抽頭開關接通。在特定Vin小范圍中，僅抽頭開 關Ql，...，QN之一處于接通狀態。上述每個優選實施例包括用來輸出DC電源的整流電路。然而，還可以不包括任何 整流電路，以使得AC電源取代DC電源被輸出。取決于具體應用，可以輸出DC電源或AC電源。應當明白，前面的描述僅僅是對本發明的說明。在不脫離本發明的情況下，本領域 技術人員可以得到各種替代和修改。因此，本發明意圖包括落在所附權利要求的范圍內的 所有這些替代、修改和變形。
權利要求
一種電力變換系統，包括輸入端子，被布置為連接到電壓源；變壓器，該變壓器具有連接到所述輸入端子的第一繞組和連接到所述電力變換系統的輸出端子的第二繞組，所述第一繞組或所述第二繞組具有至少三個抽頭，所述至少三個抽頭被布置為將所述第一繞組或所述第二繞組分割為至少兩個子繞組；至少一個抽頭開關，連接到所述至少兩個子繞組；控制電路，連接到所述至少一個抽頭開關；以及至少一個開關，連接到所述至少一個抽頭開關；其中所述控制電路被布置為控制所述至少一個抽頭開關以控制所述變壓器的匝數比。
2.根據權利要求1所述的電力變換系統，其中，所述至少一個開關連接到所述至少一 個抽頭開關中的每個抽頭開關。
3.根據權利要求1所述的電力變換系統，其中，所述至少一個抽頭開關包括多個抽頭 開關，并且所述至少一個開關包括多個開關，所述多個開關各自連接到所述多個抽頭開關 中的相應的一個或多個抽頭開關。
4.根據權利要求1所述的電力變換系統，其中，所述至少一個抽頭開關連接在所述變 壓器與所述至少一個開關之間。
5.根據權利要求1所述的電力變換系統，其中，所述至少一個開關連接在所述變壓器 與所述至少一個抽頭開關之間。
6.根據權利要求1所述的電力變換系統，其中，所述至少一個抽頭開關連接到所述第 二繞組，并且所述至少一個開關中的一個開關連接到所述第一繞組。
7.根據權利要求1所述的電力變換系統，其中，所述控制電路被布置為接收基于輸入 電壓的輸入信號并且接收與脈沖調制器的輸出信號同步的同步信號。
8.根據權利要求7所述的電力變換系統，還包括信號次級繞組，該信號次級繞組提供 基于輸入電壓的所述輸入信號。
9.根據權利要求1所述的電力變換系統，其中，所述至少一個抽頭開關包括至少兩個 抽頭開關，并且當經過至少兩個繞組的電流為零或接近零時，所述控制電路被布置為首先 關斷所述至少兩個抽頭開關中的一個抽頭開關，并且隨后，稍后接通所述至少兩個抽頭開 關中的另一抽頭開關以控制所述變壓器的匝數比。
10.根據權利要求1所述的電力變換系統，其中，所述至少一個開關是M0SFET。
11.根據權利要求1所述的電力變換系統，其中，所述至少一個抽頭開關是M0SFET。
12.根據權利要求1所述的電力變換系統，其中，所述至少一個抽頭開關是共源共柵的 兩個MOSFET的串聯組合。
13.根據權利要求1所述的電力變換系統，還包括連接到所述第二繞組的中心抽頭的 二極管。
14.根據權利要求1所述的電力變換系統，還包括連接在所述輸入端子與所述變壓器 之間的開關。
15.根據權利要求1所述的電力變換系統，其中，所述輸入端子連接到所述第一繞組的 中心抽頭。
16.根據權利要求1所述的電力變換系統，其中，所述輸出端子連接到所述第二繞組的中心抽頭。
17.根據權利要求1所述的電力變換系統，其中，所述控制電路包括確定輸入電壓在哪 個電壓小范圍中的至少一個窗口比較器。
18.根據權利要求1所述的電力變換系統，其中，所述控制電路包括抽頭繞組零電流檢 測器。
19.根據權利要求1所述的電力變換系統，其中，所述至少一個開關包括按全橋式布置 進行布置的四個開關。
20.根據權利要求1所述的電力變換系統，其中，所述至少一個開關包括按半橋式布置 進行布置的兩個開關。
21.根據權利要求1所述的電力變換系統，還包括連接到所述至少一個開關的脈沖調 制器。
22.根據權利要求1所述的電力變換系統，其中所述電力變換系統提供DC電源。
23.根據權利要求1所述的電力變換系統，其中所述電力變換系統提供AC電源。
全文摘要
電力變換系統(100)包括輸入端子，被布置為連接到電壓源(Vin)；變壓器(T1)，該變壓器具有連接到輸入端子的第一繞組和連接到電力變換系統(100)的輸出端子的第二繞組，第一繞組或第二繞組具有至少三個抽頭，所述至少三個抽頭被布置為將第一繞組或第二繞組分割為至少兩個子繞組；至少一個抽頭開關(Qi)，連接到至少兩個子繞組；控制電路(108)，連接到至少一個抽頭開關(Qi)；以及至少一個開關(Si)，連接到至少一個抽頭開關(Qi)；其中控制電路(108)被布置為控制至少一個抽頭開關(Qi)以控制變壓器(T1)的匝數比。
文檔編號H02M3/28GK101919147SQ200980100770
公開日2010年12月15日 申請日期2009年2月21日 優先權日2008年2月22日
發明者亞歷山大·埃辛諾夫斯基, 米蘭·德拉古杰維克, 約翰·韋恩斯, 艾薩克·奧茲卡納克 申請人:村田電源