專利名稱：反激式開關轉換器控制器集成電路的制作方法
技術領域：
本實用新型涉及開關轉換器，尤指一種反激式開關轉換器控制器集成電路。
背景技術：
圖1(現有技術)是交流-直流(AC/DC)反激式恒壓(CV)開關轉換器1的圖。 四二極管式全波整流器2和相關聯的電容器3將輸入引線4與5之間的幅值為110伏的交 流(AC)信號轉換成節點6上的近似直流(DC)電。節點7是節點6上的DC電壓的相對接 地點。轉換器1通過將開關8迅速地切換成導通和非導通狀態來工作。當開關8導通時， 初級電流12從DC節點6流經變壓器10的初級9、導通的開關8、檢測電阻器11而到達接 地節點7。當初級電流12流動時，變壓器中的磁場中會積聚能量。然后，使開關8變成非導 通狀態。變壓器中的崩潰的磁場使電流脈沖13在變壓器的次級14中流動。該次級電流脈 沖被二極管15和電容器16整流成DC輸出電壓(VOUT)。輸出電壓(VOUT)存在于輸出端子 17和18之間。電壓檢測器20通過包含電阻器21和22的電阻性分壓器來檢測輸出電壓。 控制器集成電路19通過電壓檢測器20、光耦合器23、導體24和反饋端子25監測DC輸出 電壓的大小。變壓器10還具有第三繞組26。當初級中的電流流動停止時，崩潰的磁場還 使電流脈沖在輔助繞組26中流動。該電流被整流器二極管28和電容器29轉換成節點27 上的DC電壓。來自節點27的電源電壓通過電源電壓端子30為控制器集成電路19供電。 在初級電流12流動期間，檢測在檢測電阻器11兩端形成的電壓并使用該電壓作為對峰值 初級電流的指示。控制器集成電路19具有限流電路，用于在初級電流脈沖期間檢測電阻器 11兩端的電壓超過預定電壓時通過終止流過初級的電流脈沖來限制峰值初級電流。對峰值 初級電流的此種限制用于限制轉換器1的最大輸出功率。方塊31表示轉換器1上的負載。 輸出電流IOUT是轉換器1供給負載31的電流。圖2(現有技術)是圖解說明圖1所示電路的操作的圖。在其CV模式中，轉換器 1試圖使輸出引線17和18之間的輸出電壓(VOUT)保持在所調節的輸出電壓(VREG)。在 本例子中，所調節的輸出電壓(VREG)為5.0伏。然而，如果輸出引線之間的負載非常大而 使得轉換器須供應峰值電流高于預設電流限值的初級電流脈沖，則輸出電壓(VOUT)不會 維持在所期望的輸出電壓(VREG)，并且輸出電壓(VOUT)會下降。當控制器1以CV模式工 作時，則轉換器的操作是沿圖2中的線90。當控制器1以限流模式工作時，轉換器的操作是 沿圖2中的線91。圖3是簡化的波形圖，其圖解說明控制器集成電路1可用來控制開關8以在CV模 式中將輸出電壓(VOUT)調節到VREG的第一種方式。該技術被稱為“脈沖寬度調制”。如 果在每單位時間中應傳遞更少的能量給負載31才能使電壓VOUT保持在所調節的VREG值， 則集成電路19使供給開關8的控制信號的脈沖變窄。圖3的左側圖解說明具有相對寬的 脈沖的開關控制信號。在開關的接通時間期間允許初級9中的電流升高至更高的峰值電流 值，并且該高的峰值使得當開關斷開時的次級電流具有相應高的脈沖。圖3的右側圖解說明具有相對較窄的脈沖的開關控制信號。在開關8的每次接通的時間期間，不允許初級9中的電流升高到與在寬脈沖情形中一樣高的峰值電流值。相應 地，在次級14中所感應的電流脈沖的大小也變小。控制器集成電路19調節脈沖寬度，以使 VOUT保持在所期望的VREG。圖4是簡化的波形圖，其圖解說明控制器集成電路19可用來控制開關8以在CV 模式中將電壓VOUT調節到VREG的第二種方式。該技術被稱為“脈沖頻率調制”。如果在 每單位時間中應傳遞更少的能量給負載31才能使電壓VOUT保持在所調節的VREG值，則集 成電路19減少在每單位時間中供給開關8的脈沖數量。所有脈沖均為相同的寬度，因此在 每個開關接通時間期間峰值初級電流的大小相同，并且所感應的次級電流脈沖的大小也相 同。然而，改變每單位時間中這些脈沖的數量，以控制每單位時間中供給負載31的能量的 量，從而將VOUT調節到所期望的VREG。圖4的左側圖解說明具有高的脈沖頻率的開關控制 信號。圖4的右側圖解說明具有低的脈沖頻率的開關控制信號。脈沖寬度調制和脈沖頻率調制方案具有不同的優點和缺點。存在圖1中所表示的 寄生電容。電容器符號32-34表示這些電容中的某些。每當開關8接通或斷開時，這些電 容均必須被充電或放電。此種充電和放電相當于能量的浪費。期望提供一種用以減少所浪 費能量的方法。
實用新型內容本實用新型所要解決的技術問題是提供一種反激式開關轉換器控制器集成電路， 可以減少電量的消耗，節約成本。為了解決以上技術問題，本實用新型提供了如下技術方案本實用新型提供了一種反激式開關轉換器控制器集成電路，包括反饋端子，其 中指示輸出電壓的反饋信號存在于所述反饋端子上；開關端子；和脈沖寬度和頻率調制 (PWFM)電路，其在恒壓(CV)模式中接收所述反饋信號，并根據所述反饋信號，在所述開關 端子上提供控制信號脈沖流，其中每一脈沖均具有脈沖寬度，并且其中所述流中的脈沖以 一脈沖頻率出現，其中在所述CV模式的較低輸出功率子模式中，所述PWFM電路調制所述脈 沖的脈沖寬度、但所述脈沖頻率固定在第一頻率，其中在所述CV模式的較高輸出功率子模 式中，所述PWFM電路同時調制所述流的脈沖寬度和脈沖頻率兩者。本實用新型還提供了一種反激式開關轉換器控制器集成電路，其包括反饋端子； 開關端子；和脈沖寬度和頻率調制(PWFM)電路，其適于根據在所述反饋端子上接收的反饋 信號，通過所述開關端子拉動電流脈沖，其中在恒壓(CV)模式的第二子模式中，所述PWFM 電路調制所述電流脈沖的脈沖頻率和脈沖寬度兩者，并且其中在所述CV模式的第一子模 式中，所述PWFM電路調制所述脈沖的脈沖寬度、但使所述脈沖頻率保持在第一基本恒定的 值。最后，本實用新型提供了一種反激式開關轉換器控制器集成電路，包括反饋端 子，其適于接收反饋信號，所述反饋信號指示反激式開關轉換器的輸出電壓；開關端子，其 適于傳送控制信號脈沖流；和用于以下的裝置1)在恒壓(CV)模式的低輸出功率子模式 中，對所述控制信號脈沖流進行脈沖寬度調制，以使所述流的脈沖頻率固定在第一頻率，2) 在所述CV模式的中間輸出功率子模式中，對所述控制信號脈沖流同時進行脈沖寬度調制 和脈沖頻率調制，和3)在所述CV模式的高輸出功率子模式中，對所述控制信號脈沖流進行
5脈沖寬度調制，以使所述控制信號脈沖流的脈沖頻率固定在第二頻率，其中所述第二頻率 高于所述第一頻率，并且其中所述第一頻率低于30千赫茲。一種反激式AC/DC開關轉換器具有恒壓(CV)模式。該轉換器的控制器集成電路 產生控制信號并將控制信號提供給開關。該脈沖控制信號使開關接通和斷開，從而使初級 電流的脈沖流經變壓器的初級。當每一脈沖的初級電流停止時，相應的電流脈沖流經變壓 器的次級。這些次級電流脈沖將能量傳遞到轉換器的輸出。通過恰當控制脈沖的脈沖寬度 和/或脈沖頻率，控制器集成電路使轉換器的輸出電壓VOUT調節到所期望的VREG電壓。在一個新穎方面中，該反激式轉換器具有CV模式的“中間輸出功率子模式”。在該 子模式中，同時使用脈沖寬度調制以及脈沖頻率調制來將輸出電壓VOUT調節到VREG。除“中間輸出功率子模式”外，該反激式轉換器還具有CV模式的“低輸出功率子模 式”。在該子模式中，使用脈沖寬度調制將輸出電壓調節到VREG，但轉換器的開關頻率固定 在第一頻率。為適應在每單位時間中傳遞到負載的越來越少的能量的量，脈沖的脈沖寬度 變窄、但脈沖的頻率保持固定不變。在一個例子中，該固定的開關頻率是剛好高于人的聽覺 范圍(例如20kHz)的上限的頻率。通過防止開關頻率降到20kHz以下，可避免原本可能發 生的變壓器的不希望有的可聽到的嗡嗡聲。在某些實施例中，該反激式轉換器還具有CV模式的“高輸出功率子模式”。在該子 模式中，使用脈沖寬度調制將輸出電壓調節到VREG，但轉換器的開關頻率固定在第二頻率。 為適應在每單位時間中傳遞到負載的越來越大的能量的量，脈沖的脈沖寬度變寬。在一個 例子中，第二頻率是約為40kHz的頻率。通過防止開關頻率升到該第二頻率(例如40kHz) 以上，可避免原本可能發生的不希望有的EMI輻射問題和/或EMI注入問題。本實用新型采用的反激式開關轉換器控制器集成電路，具有恒壓(CV)模式，可以 減少電量的消耗，節約成本。在下文詳細說明中描述了其它結構。本實用新型內容并不意圖限定本實用新型。 本實用新型是由權利要求書加以限定。
附圖圖解說明本實用新型的實施例，其中相同的編號指示相同的組件。圖1是現有技術中反激式交流_直流(AC/DC)開關轉換器的圖。圖2是現有技術圖解說明圖1所示電路的操作的圖。圖3是現有技術中的一個波形圖，其圖解說明在圖1電路中使用脈沖寬度調制 (PWM)調節輸出電壓(VOUT)。圖4是現有技術中的一個波形圖，其圖解說明在圖1電路中使用脈沖頻率調制 (PFM)調節輸出電壓(VOUT)。圖5是根據一個新穎方面的反激式交流_直流(AC/DC)開關轉換器的第一實施例 的圖。圖6是簡化的波形圖，其圖解說明圖5所示轉換器中的信號的波形。圖7是圖解說明圖5所示轉換器的恒壓(CV)和峰值電流限流操作的圖。圖8是圖5所示轉換器的控制器集成電路107的更詳細的圖。圖9是圖解說明恒壓( )模式的三種子模式的圖1) “中間輸出功率子模式”，2) “低輸出功率子模式”，和3) “高輸出功率子模式”。圖10和11是波形圖，其圖解說明在“中間輸出功率子模式”中的操作，其中同時 執行脈沖寬度調制和脈沖頻率調制。圖12是根據第二新穎方面的反激式交流_直流(AC/DC)開關轉換器的第二實施 例的圖。圖13是簡化的波形圖，其圖解說明圖12轉換器中的信號的波形。圖14是圖解說明圖12電路的恒壓(CV)和恒流(CC)操作的圖。圖15是圖12轉換器的控制器集成電路107的更詳細的圖。
具體實施方式
現在將詳細參照本實用新型的某些實施例，這些實施例的例子在附圖中被示出 了。圖5是根據一個新穎方面的反激式交流_直流(AC/DC)恒壓(CV)開關轉換器100 的第一實施例的圖。反激式轉換器100包括四二極管式全波整流器101和電容器102，四二 極管式全波整流器101和電容器102 —同形成DC電源，用于將存在于輸入端子103和104 之間的交流(AC)電壓轉換成節點105上的近似直流(DC)電壓。節點106是相對的DC接 地節點。端子103和104之間的交流(AC)電壓例如可以為IlOV交流(AC)電壓。新穎的反激式開關轉換器控制器集成電路107 (將在下文予以更詳細說明)控制 開關108，以使開關108經過變壓器111的初級繞組110傳導電流脈沖109。電流脈沖109 從節點105經初級110、開關108流入控制器集成電路107的開關端子112，并經集成電路 107流至接地端子113和接地節點106。當這些脈沖的其中一個脈沖的電流109流通時，能 量便會在變壓器111的磁場中積聚。圖6是簡化的波形圖。被標記為“開關接通/斷開”的上部波形中最左側的脈沖 指示當開關108處于導通狀態(即“接通”)時。在被標記為“初級電流”的第二波形中圖 解說明所得到的初級電流IP的上升的三角波形。然后控制器集成電路107使“開關接通/ 斷開”信號的脈沖變化到低電平，從而使開關108不導通。初級電流109停止流過初級。因 此，初級電流波形具有如圖所示的三角形狀。變壓器111中崩潰的電場使相應的電流114 流過次級115。次級電流114的脈沖在圖6中由被標記為“次級電流”的下降的三角波形表 示。圖6中的電流形狀是理想化的，并且在此處只用于解釋目的。次級電流114的脈沖由二極管116和存儲電容器117整流。通過反復地接通和 斷開開關108，使次級電流脈沖流經二極管116，從而使電容器117上的電壓在反激式轉換 器100的恒壓(CV)模式期間使電容器117上的電壓保持在所期望的電壓VREG。輸出電壓 (VOUT)存在于輸出端子118和119之間。方塊120表示轉換器100上的負載。電流(IOUT) 是轉換器100供給負載120的電流。控制器集成電路107通過包含電阻器121和122的分 壓器、電壓檢測器123、光耦合器124、導體125和反饋端子126監測輸出電壓(VOUT)。變壓器110還包括第三繞組127。第三繞組127有時被稱為輔助繞組。包含二極 管128和電容器129的整流器在節點130上產生近似直流(DC)電壓，并且該近似直流(DC) 電壓被提供給控制器集成電路107的電源電壓端子(VDD) 131。節點130上的電壓用于為控 制器集成電路107供電。[0040]圖7是圖解說明當負載120增大時圖5的反激式轉換器100的操作特性的圖。首 先，反激式轉換器100以恒壓模式運行，并將VOUT調節到5. 0伏的所期望的VREG值。這是 相對低的輸出電流(IOUT)狀態。當負載增大時，圖7所示的運行隨著輸出電流(IOUT)的增 大而沿線204從左向右移動。供給負載的輸出電流(IOUT)增大，直到到達點203。在該點 上，初級電流脈沖的脈沖寬度以及初級電流的頻率是固定的，并且初級電流脈沖中初級電 流的最大值也受到限制。相應地，隨著負載120繼續進一步增大，轉換器的輸出電壓(VOUT) 開始降低。隨著負載120進一步增大，圖7所示的運行沿線202向下移動。該運行被稱為 “峰值電流限流”運行。當負載大到使得在該高輸出功率狀態中返回點201處的輸出電壓 (VOUT)很低時，出于安全和電路保護的原因，控制器集成電路107停止運行。開關108的開 關操作停止，并且輸出電流(IOUT)迅速下降，直到輸出電壓(VOUT)達到零伏。該運行狀態 在圖7中由參考編號200表示。沿線202的限流運行在這里不被稱為恒流(CC)模式，因為如圖所示，輸出電流相 對于輸出電壓(VOUT)的變化程度非常大。當在本專利文件中對于恒流(CC)模式和恒壓 (CV)模式使用術語“恒流”時，該術語意味著當輸出電壓(VOUT)變化時，輸出電流(IOUT) 的變化在“恒流“模式中小于約20%。應注意，在圖7中，當輸出電壓(VOUT)從約1.3伏升 高到5.0伏的VREG值時，輸出電流(IOUT)的變化大于100%。圖8是圖5的控制器集成電路107的更詳細的圖。控制器集成電路107包括反饋 端子126、開關端子112、電源電壓端子131、接地端子113、脈沖寬度和頻率調制(PWFM)電 路300、帶隙參考電路301和電壓調節器電路302。PffFM電路300又包括脈沖寬度調制電路 303、振蕩器304和誤差電路305。振蕩器304產生時鐘信號OSC并將該時鐘信號通過導體306提供給脈沖寬度調制 電路303。本例子中的時鐘信號OSC是數字脈沖串。時鐘信號OSC的頻率FOSC具有20千 赫茲的下限，并且其范圍可最高達上限40千赫茲。振蕩器304包括信號處理電路307和壓 控振蕩器(VCO) 308。信號處理電路通過導體309接收誤差電壓(VE)，并在導體310上輸出 誤差電壓(VE)的被鉗位形式作為電壓信號VFREQ。如果誤差電壓(VE)大于0.95伏，則信 號處理電路307輸出0.95伏的VFREQ電壓。如果誤差電壓(VE)低于0. 20伏，則信號處理 電路307輸出0. 20伏的VFREQ電壓。如果VE是介于0. 20伏與0. 95伏之間的電壓，則信 號處理電路307使誤差電壓(VE)直接通過，以使該誤差電壓(VE)值被傳遞到VCO 307的 電壓控制輸入上。VCO 307產生時鐘信號(OSC)，使得如果VFREQ為0. 95伏，則時鐘信號 OSC的頻率為40千赫茲，而如果VFREQ為0. 2伏，則時鐘信號OSC的頻率為20千赫茲。相 應地，對于從0. 0伏到0. 20伏的范圍中的VE值，時鐘信號OSC的頻率FOSC為20千赫茲。 對于從0. 95伏到1. 00伏的范圍中的VE值，時鐘信號OSC的頻率FOSC為40千赫茲。對于 從0.20伏到0.95伏的范圍中的誤差電壓(VE)值，增大誤差電壓(VE)會使時鐘信號OSC 的頻率FOSC相應地增大。類似地，減小誤差電壓(VE)會使時鐘信號OSC的頻率FOSC相應 地減小。脈沖寬度調制電路303包括脈沖寬度調制(PWM)邏輯311。PWM邏輯311通過導 體306接收時鐘信號0SC，并在時鐘信號OSC的上升沿上開始導體312上的信號NCHON的高 脈沖。信號NCHON的高脈沖為高的時間量取決于在導體313上接收的數字信號COMP OUT 變換到高狀態的時間。[0045]開關信號的電流大部分流經NFET 316，但該電流的一較小比例流經NFET317。該 較小比例的電流流過檢測電阻器318，并被轉換成電壓。電流檢測放大器319將該檢測電壓 轉換成信號VSENSE，以供給比較器314的非反相輸入引線315。相應地，在開關108的接通 時間期間，VSENSE信號隨初級電流的增大而一起增大。當此增大的VSENSE電壓超過比較 器314的非反相輸入引線320上的電壓時，比較器314的輸出信號從低變換到高。此上升 沿使PWM邏輯311終止信號SW的脈沖。相應地，使信號SW在時鐘信號OSC的上升沿上變換到高狀態，并使其在當VSENSE 超過電壓VE時的此后某個時刻變換到低狀態。信號SW的高脈沖的持續時間可通過增大VE 而延長，因為如果VE增大，則上升的電壓VSENSE達到VE將花費更長的時間。類似地，信號 Sff的高脈沖的持續時間可通過減小VE而縮短，因為如果VE減小，則上升的電壓VSENSE達 到VE將不會花費這樣長的時間。PWM邏輯311所輸出的信號NCHON直通過門極驅動器321 而到達N溝道場效應晶體管317和316的門極。誤差電路305從反饋端子126接收反饋信號，并產生誤差電壓VE。如果跨導放大 器322的非反相輸入引線上的電壓大于其非反相輸入引線上的1. 0伏的參考電壓，則跨導 放大器322提供電流給電容器323，并且使集成電容器323上的電壓升高。反之，如果跨導 放大器322的非反相輸入引線上的電壓小于其非反相輸入引線上的1.0伏的參考電壓，則 跨導放大器322從集成電容器323吸收電流，并且使集成電容器323上的電壓降低。電阻 器121、122(參見圖5)的值、電壓檢測器123和光耦合器124被選擇成使得當端子118與 119之間的VOUT為其所期望的VREG值5.0伏時，則端子FB 126上的電壓處于1. 0伏。鉗 位電路324對節點325上的電壓VE進行鉗位，使得VE不能超過1. 0伏。由于電容器323 的連接，VE不會降低到地電位以下。當在圖7圖中的點203以CV模式運行時，每一脈沖的峰值初級電流處于其最大的 限流值。初級電流脈沖的脈沖寬度是固定的，初級電流脈沖的脈沖頻率也是固定的。因此， 轉換器的總輸出功率是固定的。輸出功率是VOUT與IOUT的乘積。因此，如果負載進一步 增大并且使IOUT增大，則輸出電壓(VOUT)必須降低。在限流狀態期間VOUT的此種降低在 圖7中由線202指示。圖9是圖解說明圖8的控制器集成電路107的恒壓模式運行圖。控制器集成電路 107具有恒壓模式的三種子模式1) “中間輸出功率子模式”，其中對開關信號SW同時進行 脈沖寬度調制和脈沖頻率調制，2) “低輸出功率子模式”，其中對開關信號SW進行脈沖寬度 調制，但脈沖頻率固定在第一頻率(在本例子中為20千赫茲)，和3)“高輸出功率子模式”， 其中對開關信號SW進行脈沖寬度調制，但脈沖頻率固定在第二頻率(在本例子中為40千 赫茲)。如果轉換器100正以低輸出功率子模式運行，并且如果仍要在每單位時間中供給 負載120更少的能量才能在電壓調節中保持V0UT，則減小每一初級電流脈沖的脈沖寬度， 但每單位時間的初級電流脈沖數量保持恒定在每秒2萬個。在此種情形中，VE低于0. 20伏 (介于地電位與0. 20伏之間)。信號處理電路307將VFREQ鉗位到0. 20伏并由此將振蕩 信號的頻率固定在20kHz。然而，VE的值施加到比較器314并能減小信號SW的脈沖寬度。如果轉換器100正以高輸出功率子模式運行，并且如果仍要在每單位時間中供給 負載更多的能量才能在電壓調節中保持V0UT，則增大每一初級電流脈沖的脈沖寬度，但每單位時間的初級電流脈沖數量保持恒定在每秒4萬個。在此種情形中，VE高于0. 95伏(介 于0. 95伏與1. 0伏之間)。信號處理電路307將VFREQ鉗位到0. 95伏并由此將振蕩信號 的頻率固定在40kHz。然而，VE的值施加到比較器314并能增大信號SW的脈沖寬度。如果轉換器100正以中間輸出功率子模式運行，并且如果要在每單位時間中供給 負載不同量的能量才能在電壓調節中保持V0UT，則改變每一初級電流脈沖的脈沖寬度，并 且還改變每單位時間的初級電流脈沖數量。在此種情形中，VE介于0. 20伏與0. 95伏之間。 信號處理電路307不執行鉗位，因此VE的變化通過信號處理電路307并作為信號VFREQ供 給VCO 308。因此，在中間輸出功率子模式中，同時使用脈沖寬度調制和脈沖頻率調制在恒 壓模式中控制開關108。圖10和11圖解說明在“中間輸出功率子模式”中的運行如何涉及脈沖寬度調制 和脈沖頻率調制兩者。圖10圖解說明如果VE相對較高，則NCHON的脈沖相對較長，并且各 連續脈沖之間的持續時間相對較短，因此在每單位時間中向負載遞送更多的能量。圖11圖 解說明如果VE相對較低，則NCHON的脈沖相對較短，并且各連續脈沖之間的持續時間相對 較長，因此在每單位時間中向負載遞送更少的能量。在一個新穎方面中，控制器集成電路107提高能量效率。已認識到，在電容(例 如圖1所示現有技術轉換器中的電容32-34)的充電和放電過程中，會損失能量。在圖5 所示的新穎電路中，通過減少進行開關操作的量來減少所浪費的此種能量的量。并非只是 使用脈沖寬度調制來減少在恒壓模式期間提供給輸出的能量的量，而是也減少每單位時間 中的脈沖數量以減少每單位時間中寄生電容必須充電和放電的次數。在一個新穎方面中， 認識到，如果信號SW的開關頻率降至足夠低從而處于人類的聽覺頻率范圍內，則變壓器可 產生可能聽到的嗡嗡聲。因此，提供低輸出功率子模式，以使信號SW的最低開關頻率足夠 高，從而使用戶將不再能夠聽到變壓器的嗡嗡聲。在圖5的例子中，最低開關頻率被設定為 20kHz。在另一新穎方面中，認識到，如果以高的頻率來開關轉換器，則可產生不希望有的 電磁干擾(EMI)輻射。量大到令人不悅的電磁能量可能開始從轉換器輻射出。電磁能量也 可通過電源線注入返回到插有該轉換器的電源線的墻上插座中。電磁能量也可傳遞到接收 輸出電壓(VOUT)的設備內。因此，提供高輸出功率子模式，以使最高開關頻率足夠低，從而 使該不希望有的EMI能量的量被保持在可接受的水平內。在圖5的例子中，最高開關頻率 被設定為40kHz。圖12是根據一個新穎方面的反激式交流-直流(AC/DC)恒壓(CV)開關轉換器400 的第二實施例的圖。圖12的反激式轉換器400包括許多與圖5的反激式轉換器100相同 的組件，并且在本例子中較佳僅具有四個端子。圖12和圖5中相同的參考編號標識相同或 對應的組件。然而，圖12的反激式轉換器400不同于圖5的反激式轉換器100之處在于， 其不使用光耦合器，而是利用分壓器感測第三繞組127上的電壓。該分壓器包括電阻器401 和402。所劃分的電壓在反饋端子126處被檢測到。因此，控制器集成電路107被稱為“初 級側控制器”。圖12的轉換器400不同于圖5的轉換器100之處還在于，其具有恒流(CC) 模式，而非簡單的峰值電流限流模式。圖13是簡化的波形圖，其圖解說明初級電流脈沖109如何形成對應的次級電流脈 沖114。該操作與上文結合圖6所述的圖5的操作相同。[0058]圖14是圖解說明當負載120增大時圖12的轉換器400的運行特性的圖。首先，轉 換器400以其恒壓(CV)模式運行，并將端子118和119之間的VOUT調節到所期望的VREG 值5. 0伏。當負載120增大時，CV模式的運行歷經這三種子模式從“低輸出功率子模式” 到“中間輸出功率子模式”再到“高輸出功率子模式”。當負載增大時，圖7所示的運行沿線 500從左向右移動。供給負載的電流IOUT增大，直到達到點501。此時，脈沖的脈沖寬度是 固定的，并且初級電流脈沖中的峰值初級電流也是固定的。當負載120繼續進一步增大時， 輸出電流IOUT被調節到所期望的IREG值。假如開關頻率固定，并且假如脈沖寬度固定，并 且假如在電流脈沖期間的峰值初級電流不變化，則當負載增大時，輸出電流IOUT將如圖7 所示變化。然而，在圖12的第二實施例的情形中，當負載120增大時，開關頻率降低，以使 對輸出電流IOUT的恒定調節保持在IREG。如圖14所示的運行沿線502向下移動。在CC 模式中，IOUT改變小于20%。當由于在返回點503處的負載高而使VOUT足夠低時，出于安 全和電路保護的原因，控制器集成電路107停止運行。開關108的開關操作因而停止，并且 IOUT和VOUT迅速下降到零。該低VOUT運行在圖14中由參考編號504表示。圖15是圖12的第二實施例的控制器集成電路107的更詳細圖。關于此控制器集 成電路107的運行的更詳細說明，參見由Huynh等人在2007年4月23日提交的美國專 利申請第11/789，160號(其整個主題全部以引用方式并入本文中)。圖12的新穎控制器 集成電路不同于專利申請第11/789，160號中所述控制器集成電路之處在于，圖15的電路 包括信號處理電路600及其與誤差放大器600和頻率調制方塊601的連接。信號處理電路 600從節點615接收VE，并將VE的被鉗位形式輸出到FMOD方塊601，其方式與圖8的信號 處理電路307從節點325 (導體309)接收VE并將VE的被鉗位形式輸出到VCO 308的方式 相同。圖15中的電路600、602、603和電容器604和605以及電阻器606對應于圖8的 誤差電路305。圖15的誤差比較器607對應于圖8中的比較器314。圖15的PWM邏輯方 塊608對應于圖8的PWM邏輯方塊311。圖15的門極驅動器609對應于圖8的門極驅動器 321。圖15的晶體管610和611分別對應于圖8的晶體管316和317。圖15的電流檢測晶 體管612和電流檢測放大器613分別對應于圖8的電流檢測電阻器318和放大器319。圖 15的信號處理電路600對應于圖8的信號處理電路307。圖15的方塊601和614對應于 圖8的VCO方塊308。在恒流(CC)模式中，當在FB端子126上檢測的電壓變化時，FMOD方塊601使振 蕩器614改變開關頻率。例如，當VOUT如圖14中沿線502所示減小時，降低開關頻率，以 使IOUT保持基本恒定。圖15的VE節點615對應于圖8的VE節點325。圖15的導體616對應于圖8的導 體306。圖15的導體617對應于圖8的導體326。圖15的軟線(cord)修正電路618-620 (軟 線電阻補償電路)和自適應性限流器621用以在CC模式期間調節I0UT，以使IOUT特性不 像圖7所示延伸出電流限值以外，而是使輸出電流(IOUT)特性如圖14所示在恒流模式中
基本垂直。在CC模式中，在開關循環期間的峰值初級電流要保持恒定和固定不變。這有時很 難實現。如果采用通常的恒流模式電路，則在電路組件中的傳播延遲的變化、AC線電壓的變 化、溫度變化和組件變動可導致初級電流峰值電流發生改變。自適應性限流器621則考慮到了這些原本會影響峰值初級電流的狀態，從而在CC模式中保持基本固定的峰值初級電 流。關于軟線修正電路618-620和自適應性限流器621以及類似電路的運行的其他細節， 參見1)由Huynh等人在2007年4月23日提交的美國專利申請第11/789，160號；和2) 由Kunst等人在2008年3月24日提交的美國專利申請第12/079，039號(上面所列兩個 專利申請的整個主題全部以引用方式并入本文中)。 盡管上文結合某些實例性實施例來說明本實用新型，然而本實用新型并不僅限于 這些實例性實施例。相應地，可在不脫離權利要求所述本實用新型范圍的條件下對所述實 施例的各種特征實施各種修改、改動和組合。
權利要求一種反激式開關轉換器控制器集成電路，其特征在于，包括反饋端子，其中指示輸出電壓的反饋信號存在于所述反饋端子上；開關端子；和脈沖寬度和頻率調制電路，其在恒壓模式中接收所述反饋信號，并根據所述反饋信號，在所述開關端子上提供控制信號脈沖流，其中每一脈沖均具有脈沖寬度，并且其中所述流中的脈沖以一脈沖頻率出現，其中在所述恒壓模式的較低輸出功率子模式中，所述脈沖寬度和頻率調制電路調制所述脈沖的脈沖寬度，但所述脈沖頻率固定在第一頻率，其中在所述恒壓模式的較高輸出功率子模式中，所述脈沖寬度和頻率調制電路同時調制所述流的脈沖寬度和脈沖頻率兩者。
2.如權利要求1所述的反激式開關轉換器控制器集成電路，其特征在于，所述控制信 號脈沖是通過所述開關端子傳導的電流脈沖。
3.如權利要求2所述的反激式開關轉換器控制器集成電路，其特征在于，所述控制信 號脈沖是存在于所述開關端子上的電壓脈沖。
4.如權利要求1所述的反激式開關轉換器控制器集成電路，其特征在于，所述脈沖寬 度和頻率調制電路包括誤差電路，接收所述反饋信號并產生誤差信號；振蕩器，接收所述誤差信號并輸出周期性信號，其中在所述較高輸出功率子模式中，如 果所述誤差信號的大小增大，則增大所述周期性信號的頻率，其中在所述較低輸出功率子 模式中，所述周期性信號的頻率固定在所述第一頻率；和脈沖寬度調制電路，接收所述誤差信號和所述周期性信號，并據此產生所述控制信號 脈沖流。
5.如權利要求1所述的反激式開關轉換器控制器集成電路，其特征在于，還存在所述 恒壓模式的最高輸出功率子模式，其中在所述最高輸出功率子模式中，所述脈沖寬度和頻 率調制電路調制所述脈沖的脈沖寬度、但所述脈沖頻率固定在第二頻率，其中所述第二頻 率高于所述第一頻率。
6.如權利要求5所述的反激式開關轉換器控制器集成電路，其特征在于，所述第一頻 率低于30千赫茲，并且其中所述第二頻率高于30千赫茲。
7.一種反激式開關轉換器控制器集成電路，其特征在于，其包括反饋端子；開關端子；和脈沖寬度和頻率調制電路，其適于根據在所述反饋端子上接收的反饋信號，通過所述 開關端子拉動電流脈沖，其中在恒壓模式的第二子模式中，所述脈沖寬度和頻率調制電路 調制所述電流脈沖的脈沖頻率和脈沖寬度兩者，并且其中在所述恒壓模式的第一子模式 中，所述脈沖寬度和頻率調制電路調制所述脈沖的脈沖寬度，但使所述脈沖頻率保持在第 一基本恒定的值。
8.如權利要求7所述的反激式開關轉換器控制器集成電路，其特征在于，所述脈沖寬 度和頻率調制電路包括振蕩器，其輸出具有頻率的周期性信號，其中所述周期性信號的頻率在所述第二子模 式中得到調制，并且其中所述周期性信號的頻率在所述第一子模式中固定在所述第一基本恒定的值；和脈沖寬度調制電路，其從所述振蕩器接收所述周期性信號，并被耦合以通過所述開關 端子拉動所述電流脈沖。
9.如權利要求7所述的反激式開關轉換器控制器集成電路，其特征在于，所述脈沖寬 度和頻率調制電路還具有所述恒壓模式的第三子模式，其中在所述第三子模式中，所述脈 沖寬度和頻率調制電路調制所述脈沖的脈沖寬度、但使所述脈沖頻率保持在第二基本恒定 的值，其中在所述第二子模式中，所述脈沖頻率的范圍從所述第一基本恒定的值到所述第 二基本恒定的值。
10.如權利要求8所述的反激式開關轉換器控制器集成電路，其特征在于，所述脈沖寬 度和頻率調制進一步包括誤差電路，其根據在所述反饋端子上接收的信號和參考電壓來產生誤差電壓，其中所 述誤差電壓被提供給所述振蕩器，并且其中所述誤差電壓被提供給所述脈沖寬度調制電路。
11.如權利要求10所述的反激式開關轉換器控制器集成電路，其特征在于，所述誤差 電路包括差分放大器，其接收所述反饋信號和所述參考電壓；取樣器，其對所述差分放大 器所輸出的信號進行取樣；和誤差放大器，其接收所述取樣器所輸出的信號并產生所述誤 差電壓。
12.如權利要求7所述的反激式開關轉換器控制器集成電路，其特征在于，所述第一基 本恒定的值是小于30千赫茲的值。
13.如權利要求7所述的反激式開關轉換器控制器集成電路，其特征在于，所述反激式 開關轉換器控制器集成電路是反激式恒壓/恒流交流一直流反激式開關轉換器的一部分。
14.一種反激式開關轉換器控制器集成電路，其特征在于，包括反饋端子，其適于接收反饋信號，所述反饋信號指示反激式開關轉換器的輸出電壓；開關端子，其適于傳送控制信號脈沖流；和用于以下的裝置1)在恒壓模式的低輸出功率子模式中，對所述控制信號脈沖流進行 脈沖寬度調制，以使所述流的脈沖頻率固定在第一頻率，2)在所述恒壓模式的中間輸出功 率子模式中，對所述控制信號脈沖流同時進行脈沖寬度調制和脈沖頻率調制，和3)在所述 恒壓模式的高輸出功率子模式中，對所述控制信號脈沖流進行脈沖寬度調制，以使所述控 制信號脈沖流的脈沖頻率固定在第二頻率，其中所述第二頻率高于所述第一頻率，并且其 中所述第一頻率低于30千赫茲。
15.如權利要求14所述的反激式開關轉換器控制器集成電路，其特征在于，所述裝置 至少部分地根據所述反饋信號，確定所述反激式開關轉換器是將以所述低輸出功率子模 式、所述中間輸出功率子模式、還是所述高輸出功率子模式運行。
16.如權利要求14所述的反激式開關轉換器控制器集成電路，其特征在于，從光耦合 器接收所述反饋信號。
17.如權利要求14所述的反激式開關轉換器控制器集成電路，其特征在于，從變壓器 的輔助繞組接收所述反饋信號。
18.如權利要求14所述的反激式開關轉換器控制器集成電路，其特征在于，所述裝置 還用于4)在恒流模式中，對所述控制信號脈沖流進行脈沖頻率調制。
專利摘要本實用新型公開了一種反激式開關轉換器控制器集成電路，在一個子模式(“中間輸出功率子模式”)中，使用脈沖寬度調制和脈沖頻率調制二者來調節轉換器的輸出電壓(VOUT)。同時使用這兩種類型的調制。在第二子模式(“低輸出功率子模式”)中，使用脈沖寬度調制來調節VOUT，但轉換器開關頻率固定在第一頻率。通過將第一頻率設定為高于人類聽覺的頻率極限的頻率，可避免出現原本可能出現的令人不悅的可聽到的變壓器嗡嗡聲。在某些實施例中，轉換器具有第三子模式(“高輸出功率子模式”)，其中使用脈沖寬度調制，但開關頻率固定在第二頻率。通過恰當地設定第二頻率，避免原本可能出現的不希望有的EMI輻射和其它問題。
文檔編號H02M7/12GK201698247SQ20092014916
公開日2011年1月5日 申請日期2009年5月8日 優先權日2008年5月10日
發明者陶志波, 麥特·葛鑲 申請人:技領半導體(上海)有限公司;技領半導體股份有限公司