用于快速瞬態響應的自適應pwm脈沖定位的制作方法

專利名稱：用于快速瞬態響應的自適應pwm脈沖定位的制作方法
用于快速瞬態響應的自適應PWM脈沖定位 相關申請的交叉引用 本申請是2006年5月17提交的美國專利申請No. 11/383， 878(現在已批準并在 2008年11月18日授權為美國專利No.7，453，246)的部分繼續申請，該已授權申請自身要 求2005年11月16日提交的美國專利申請No.60/737，523的優先權，且要求2006年2月 17日提交的美國臨時專利申請No. 60/774,459的優先權，所有上述申請出于所有意圖和目 的通過引用結合在本文中。


參考以下描述以及附圖將能更好地理解本發明的益處、特征以及優點，在附圖 中 圖1是示出根據本發明的實施例的自適應P麗脈沖定位方案的工作模式的時序 圖； 圖2是根據本發明的實施例實現的后沿調制器電路的簡化框圖；
圖3是示出圖2的后沿調制器電路的工作的時序圖；
圖4是根據本發明的實施例實現的雙沿調制器電路的簡化框圖；
圖5是示出圖4的雙沿調制器電路的工作的時序圖； 圖6是根據在先專利申請中描述的實施例的雙斜坡雙沿P麗調制電路的示意圖；
圖7是示出圖6的雙斜坡雙沿P麗調制電路的操作的時序圖，示出了用于4相系 統的雙斜坡雙沿調制方案中的長消隱周期問題； 圖8是示出根據本發明的一個實施例的可用于雙斜坡雙沿P麗調制電路的自適應 P麗脈沖定位系統的框圖； 圖9是實現圖8的自適應P麗脈沖定位系統的示例性實施例的P麗脈沖定位系統 的示意圖； 圖10是示出用于四相系統的圖9的自適應P麗脈沖定位系統的工作的時序圖；
圖11是示出根據本發明的另一實施例的可用于雙斜坡雙沿P麗調制電路的自適 應P麗脈沖定位系統的框圖； 圖12是示出根據本發明的另一實施例的可用于雙斜坡雙沿P麗調制電路的自適 應P麗脈沖定位系統的框圖； 圖13是實現圖12的自適應P麗脈沖定位系統的示例性實施例的P麗脈沖定位系 統的示意圖； 圖14是示出用于四相系統的圖13的自適應P麗脈沖定位系統的工作的時序圖；
圖15是可用于產生圖6的雙斜坡雙沿P麗調制電路的下降斜坡信號的下降斜坡 發生器的框圖，從而示出根據本發明的另一實施例的自適應P麗脈沖定位系統；
圖16是示出采用圖15的下降斜坡發生器的自適應P麗脈沖定位系統的工作的時 序圖； 圖17是根據另一實施例實現的雙沿調制器電路的示意圖；以及
圖18包括示出圖17的雙沿調制器電路的工作的一系列時序圖。
具體實施例方式
給出以下描述以使本領域普通技術人員能在特定應用及其需求的背景下實施和 利用所提供的本發明。然而，優選實施例的多種修改對本領域普通技術人員將會很明顯，而 且可將本文所限定的一般原理應用于其它實施例。因此，本發明不旨在受限于本文中示出 和描述的特定實施例，而應被給予與本文中公開的原理和新穎特征一致的最廣范圍。
包括新式的中央處理單元(CPU)的新式電路的負載電流是高動態的，而且從低到 高和從高到低迅速地變化。例如，CPU電流瞬態會在1微秒(y s)內出現，這短于常規電壓 調節器的典型開關周期。本公開描述了具有控制回路的直流一直流功率調節器，它對無論 何時出現的快速負載轉變都具有足夠的響應時間。 在許多常規脈寬調制(P麗)方案中，通常通過P麗比較器將誤差放大器的補償輸 出與固定的斜坡信號比較。該P麗比較器產生用于控制直流一直流功率調節器的開關的 P麗信號。為了提供開關抗干擾性，通常將復位一置位(R-S)觸發器耦合至比較器的輸出以 確保各個開關周期僅有一個脈沖。在前沿調制方案中，基于比較器輸出而啟動各個P麗脈 沖，并與時鐘信號同步地終止。該前沿調制方案適宜于負載增加瞬態事件，但不一定對負載 釋放瞬態作出響應。在后沿調制方案中，各個P麗脈沖與時鐘信號同步啟動，并基于比較器 輸出而終止。該后沿調制方案適宜于負載釋放瞬態事件，但不一定對負載增加瞬態事件作 出響應。在常規的雙沿調制方案中，斜坡是三角波形，從而各個P麗脈沖基于三角波形與補 償信號的比較而開始和結束。不過，常規的雙沿調制方案也呈現出開或關延時，因為斜坡是 固定的，而且因為P麗脈沖的前沿僅在第一半周期中出現，而后沿僅在第二半周期中出現。 因此，這些常規方案中的每一種在某些負載變化情況下插入時鐘信號延時。
圖1是示出根據本發明的實施例的自適應P麗脈沖定位方案的工作模式的時序 圖。在圖l中繪出了直流-直流功率調節器(未示出)的輸出負載電流I，j與時鐘信號和 P麗信號的關系。在開始時刻t0， I貞"言號處于標稱電平I皿M。該時鐘時鐘信號根據預定 時鐘頻率產生周期性時鐘脈沖。在如I，j信號的INQEM電平所指示的正常負載下的正常工作 期間，各個P麗脈沖在各個時鐘周期期間開始，并通過該時鐘信號上的脈沖終止。在隨后的 時刻tl，如1^信號跳躍至Ie表示的高電流電平所指示的那樣，出現了輸出瞬態。響應于 該輸出負載瞬態，如箭頭103所示，P麗信號的下一脈沖101相對于虛線所示的它的正常位 置向當前時鐘周期的起點處重新定位。在施加重負載之后，通過將脈沖101向周期的起點 移動，自然縮短了瞬態事件之后的消隱周期，導致在初始瞬態響應之后無額外的電壓降。在 此情況下，脈沖IOI還響應于輸出負載的增大而具有較長持續時間。在負載增大事件期間 (當1^為I高時)，P麗信號的后續脈沖105、 107以及109向相應時鐘周期的起點移動。
在隨后的時刻t2，I，j信號返回標稱電平IN。KM。如箭頭113所示，P麗信號的下一 脈沖111移回時鐘周期末尾處的正常位置。在如圖1所示的某些調制方案中，P麗脈沖通 常在周期末尾處出現。在瞬態事件下，P麗脈沖響應于輸出電壓降被提前。在瞬態事件之 后，P麗脈沖返回其正常位置(例如周期末尾)。為了避免由消隱周期引起的額外電壓降， P麗脈沖在重負載下向周期的起點移動。P麗脈沖在輕負載下位于周期末尾，因此，它根據 負載情況移動，諸如在滿負載情況下向周期的起點移動。為了性能更好，P麗脈沖位置是靈
6活的。 除重新定位脈沖之外，有可能允許同一周期中的第二P麗脈沖，這使輸出更快地 穩定下來。然而，如果在高重復率下發生瞬態事件，則同一周期中的第二脈沖易于提高開關 頻率和功率級上的熱耗散。對于快速瞬態響應，需要P麗脈沖在一個或多個周期中被提前。 在輕負載下將P麗脈沖保持在周期末尾附近更好，從而有充足的空間來響應負載瞬態事件 而將脈沖提前。在重負載下可將P麗脈沖放置在開關周期中的任何位置。對于負載釋放事 件，P麗在瞬態之后很快結束，并需要某些消隱時間來放出電感器電流。因此期望在重負載 情況下讓P麗脈沖出現在周期的起點處。因此P麗脈沖在輕負載情況下被保持在周期末尾 處，而在負載增大時被移動至周期的起點。 圖2是根據本發明的實施例實現的后沿調制器電路200的簡化框圖。定時源201 產生時鐘信號A，該時鐘信號A被提供給延時功能203的輸入。延時功能203將A信號延 時，并將經過延時的時鐘信號AD提供給斜坡發生器205的輸入和脈沖定時電路211的時鐘 (CK)輸入。在替代實施例中，用SR觸發器代替脈沖定時電路。斜坡發生器205產生斜坡信 號B，該信號B被提供給P麗比較器207的一個輸入(例如反相輸入)。誤差放大器209將 補償信號C提供給比較器207的另一輸入(例如非反相輸入)。比較器207產生信號D，該 信號D被提供給脈沖定時電路211的控制(CTL)輸入。脈沖定時電路211基于該D信號產 生用來控制直流_直流功率調節器的輸出電壓的P麗信號，且被配置成確保AD信號每周期 僅一個脈沖。電流感測塊213將調節信號ADJ提供給延時功能203的另一輸入。電流感測 塊213感測輸出電流，諸如流過輸出負載(如圖所示)的負載電流I，j，并相應地控制ADJ 信號。還示出提供給延時功能203的C信號和轉換器的輸出電壓V輸r信號A與AD之間 的延時量，或T延時是ADJ、 V輸出以及C的函數，或T延時二 TDl+fl承ADJ+f2承C+f3搏出，其中TD1 是常數，而函數fl、 f2和f3按需為從相當簡單到復雜的任何合適的函數。在一個實施例 中，fl-f3是常數。 在替代實施例中，電流感測塊213感測流過調節器的輸出電感器的電流，或感測 一個或多個輸出相電路的相電流。 圖3是示出后沿調制器電路200的工作的時序圖。繪出了信號I貞載、A、 AD、 B、 C、 D以及P麗與時間的關系。B和C信號彼此疊置，以更清楚地示出比較器207的功能。在所 示實施例中，斜坡發生器205將B信號生成為具有上升斜坡的鋸齒波。因此，當AD信號脈 沖高時斜坡信號B從低斜坡電平RM開始，而當AD脈沖返回低時以恒定速率上升。在所示 實施例中，斜坡信號B受限于預定的高電平RHI。補償信號C被配置成在RM和RHI的范圍之 間。在工作時，B斜坡信號在AD時鐘信號的前沿時重置回RM，并在AD時鐘信號的后沿開始 斜升。當B低于C時比較器207將D信號確立為高，否則將D信號確立為低。除了在每個 周期中在AD信號變低之后開始P麗信號之外，脈沖定時電路211 —般將P麗信號與D信號 確立為一致，因此當AD變低時P麗變高，而且當D變低時P麗變低。操作如此重復，而且各 個P麗脈沖的時長部分地取決于補償信號C的電平。 在常規的后沿調制器電路(未示出)中，不存在延時功能203，因此時序是基于A 時鐘信號而不是AD時鐘信號。延時功能203允許基于來自電流感測塊213的ADJ信號調節 AD時鐘信號的時序，電流感測塊213基于I^信號(或其它感測到的輸出電流)的電平修 改ADJ信號。在時刻t9，如上所述，I儲信號從Iw。KM跳至Im『作為響應，電流感測塊213修改ADJ信號以減少AD信號相對于時鐘信號A的延時。如301處所示，AD信號上的下一脈 沖被移動或重新定位到該周期中的更早處。如303處所示，該AD脈沖的提早前沿使斜坡信 號B比正常更早地重置回RM。如305處所示，斜坡信號B的提早重置使D信號移位至該周 期中的更早處。如307處所示，D信號上的提早脈沖使P麗信號被移動而更早地在該周期中 確立。在負載瞬態移動事件之后，脈沖的時序有效地一致，除了它們都相對于正常情況被移 動。可調節P麗脈沖的相對寬度以解決附加的負載。如此，響應于負載瞬態事件將P麗信 號重新定位在該周期更早處。只要負載瞬態情況存在，P麗信號就保持被移動，而當消除較 重負載情況時，P麗信號返回正常。如時刻t10所示，I，j信號返回I皿m，而如309處所示， 下一AD脈沖移動至周期中的更晚處。這使D和P麗脈沖移回它們的正常位置。如此，響應 于負載瞬態調節或改變了 P麗脈沖的位置，以提供更好性能。 延時功能203不會提高時鐘信號的頻率，而替代地簡單實現對P麗脈沖的定位的 臨時調節。注意，在需要時可在正常情況期間制造延時，諸如A信號的一個周期。如果該延 時約等于時鐘周期，則可將P麗脈沖重新定位至給定周期的幾乎任何位置，以正確地響應 于異步負載瞬態事件。 圖4是根據本發明的實施例實現的雙沿調制器電路400的簡化框圖。以與后沿調 制器電路200相似的方式，定時源401產生提供給延時功能403的輸入的時鐘信號A。該延 時功能可按照與延時功能205基本相同的方式工作。該延時功能403將A信號延時，并將經 過延時的時鐘信號AD提供給三角斜坡發生器405的輸入和脈沖定時電路411的時鐘(CK) 輸入。該三角斜坡發生器405產生提供給比較器407的一個輸入(例如反相輸入)的三角 斜坡信號T。誤差放大器409將補償信號C提供給比較器407的另一輸入(例如非反相輸 入)和延時功能403。比較器407產生提供給脈沖定時電路411的控制輸入的信號D。脈沖 定時電路411基于該D信號產生用于控制輸出電壓的P麗信號，且被配置成確保每個時鐘 周期僅一個脈沖。電流感測電路413接收I貞"言號并將調節信號ADJ提供給延時功能403 的另一輸入，如圖所示，該輸入還接收V^^信號。電流感測電路413感測諸如流過輸出負載 的負載電流、流過輸出電感器的電流或流過一個或多個輸出相電路中的一個的相電流之類 的輸出電流，并如上所述地相應地控制ADJ信號。還示出向延時功能403提供V^^信號。延 時功能403所提供的延時量基本類似于延時功能203，或Tj^二TDl+fWADJ+f2W+f3搏輸出。
圖5是示出雙沿調制器電路400的工作的時序圖。繪出了信號I負載、A、AD、T、C、 D以及P麗與時間的關系。T和C信號彼此疊置，以更清楚地示出比較器407的功能。在此 情況下，時鐘信號A和AD是50%占空比的信號。當AD信號低時三角斜坡信號T斜升，而 當AD信號高時三角斜坡信號T斜降。在工作時，當T信號小于C信號時確立D信號為高， 否則確立為低。當D信號為高時，脈沖定時電路411確立P麗信號。操作如此重復，而且各 個P麗脈沖的時長部分地取決于補償信號C的電平。 在常規的雙沿調制器電路(未示出)中，不存在延時功能403，因此時序是基于A 時鐘信號而不是AD時鐘信號。對于雙沿調制器電路400，延時函數403允許基于來自電流 感測塊413的ADJ信號調節AD時鐘信號的時序，電流感測塊213基于I貞"言號的電平修 改ADJ信號。在時刻tll，如上所述，I ，j信號從In。k 跳至IHIOT。作為響應，電流感測塊413 修改ADJ信號以減少AD信號相對于時鐘信號A的延時。如501處所示，在該周期中，AD信 號由于延時減少而移動至更早處。三角斜坡信號T更早地斜降(相比于正常情況)，如503處所示，在該時鐘周期中與C信號更早相交。如505處所示，T與C信號的更早相交使D信 號在該周期中移動而更早確立，從而如507處所示，P麗信號被重新定位于該周期中的更早 處。這種自適應定位導致響應于負載瞬態事件將P麗信號重新定位在該周期中的更早處。 只要負載瞬態情況存在，就保持移動P麗信號，而當該負載情況消除時，P麗信號返回正常 位置。如隨后的時刻tl2所示，I，j信號返回I皿m，使AD、D以及P麗信號移回它們的正常 位置。如此，調節或改變P麗脈沖的位置從而更靈活地實現更好性能。
2005年12月23日提交的題為"具有使用雙斜坡的雙沿調制的P麗控制器(P麗 controller with dual-edge modulation using dual ramps)，，的美國專利申請S/N 11/318,081中公開了使用雙斜坡的雙沿調制方案，該申請為了所有意圖和目的通過引用結 合于此。該雙斜坡雙沿調制方案也將P麗脈沖限制為每個時鐘周期一個脈沖。因為每個周 期一個脈沖的限制，在對重負載瞬態事件的初始響應之后，可能存在沒有任何P麗脈沖的 周期。此消隱周期可能導致瞬態事件之后的額外電壓降。在一個雙斜坡雙沿調制方案中， P麗脈沖一直出現在周期末尾。在瞬態事件下，響應于輸出電壓降而提前了P麗脈沖。在瞬 態事件之后，P麗脈沖返回周期末尾。為了避免由消隱周期引起的額外電壓降，P麗脈沖在 重負載下向周期的起點移動。因此P麗脈沖在輕負載下位于周期末尾，它根據負載情況移 動，在滿負載情況下位于周期的起點。為了性能更好，P麗脈沖位置是靈活的。
圖6是根據以上引用的專利申請中描述的實施例的雙斜坡雙沿P麗調制電路600 的示意圖。下降斜坡比較器CMPl具有接收補償信號V^p(諸如來自誤差放大器，例如209、 409)的非反相輸入、接收下降斜坡信號VTi^^的反相輸入、以及耦合至置位-復位(SR) 觸發器601的置位輸入的輸出。上升斜坡比較器CMP2具有接收Vo^信號的反相輸入、接收 上升斜坡信號V上升斜坡的非反相輸入以及耦合至SR觸發器601的復位輸入的輸出。SR觸 發器601的Q輸出確立提供P麗脈沖的P麗信號。定時源603產生提供給前沿斜坡發生器 605的時鐘信號CK，。在所示實施例中，前沿斜坡發生器605產生與CK信號同步的被示為 V下降—《 的下降斜坡鋸齒波。當下降斜坡信號降至VOTP電平時，比較器CMP1確定其輸出為 高并使SR觸發器601置位，SR觸發器601將P麗信號確立為高以啟動各個P麗脈沖。后沿 斜坡發生器607產生用于終止各個P麗脈沖的后沿斜坡信號，該信號被示為上升斜坡信號 V上升—斜坡。當確立PWM信號為高時，后沿斜坡發生器607開始使V上升—斜坡信號斜升(參見圖 16中所示的V上升—斜坡信號的操作)。當V上升—斜坡到達VTOMP時，比較器CMP2將其輸出確立為 高，將SR觸發器601復位，并將P麗信號拉低，從而終止各個P麗脈沖。當P麗被拉低時， 后沿斜坡發生器607將V^i^^信號再次拉低。 雙斜坡雙沿P麗調制電路600在一個開關周期中的任何時刻打開和關閉P麗脈 沖，因此其瞬態響應非常迅速。在正常工作下，P麗脈沖出現在開關周期的末尾處。當在周 期開始時施加重負載時，使P麗脈沖提前至開關周期的起始，以嘗試保持輸出在規范以內。 為限制開關頻率，在一個開關周期中通常只允許一個P麗脈沖。如果在周期開始時發生瞬 態重負載事件和P麗脈沖，則直到下一周期才會出現另一 P麗脈沖。可能存在P麗脈沖不 出現的長周期，導致在初始響應之后出現額外電壓降。 圖7是示出雙斜坡雙沿P麗調制電路600的操作的時序圖，示出了用于4相系統 的雙斜坡雙沿調制方案中的長消隱周期問題。繪出了信號1，j、四個Vti^"言號l-4(每 個相一個，或V下降—斜坡「V下降—斜坡4)、補償信號的電壓(VCQMP)以及相應的四個P麗信號P麗1、P麗2、P麗3以及P麗4與時間的關系。在約時刻t20時，對系統施加重負載，從而控制回路響 應于此事件迅速打開的所有相，如各個P麗信號上的同時脈沖所示的那樣。在隨后的時刻 t21，關閉所有相。在隨后的時刻t22時，控制電壓Ve。Mp返回其工作點。在理想情況下，如果 系統在此時刻之后穩定，則預期控制電壓為恒定，如虛線701所指示的那樣。然而，因為每 個周期一個脈沖的限制，直到時刻t24才有另一P麗脈沖。因此，在理想情況下，在時刻t21 與t24之間存在"消隱"周期L，它約等于開關周期。在實際情況下，因為在消隱周期中無 P麗脈沖出現，所以輸出電壓下降直到下一P麗脈沖。因此，實際補償電壓Vc。Mp將如703處 所示那樣地升高，以試圖將輸出電壓保持在規范內。因此，在周期中更早的時刻t23處存在 P麗脈沖，因此時刻t21與t23之間的實際消隱周期T2遠小于開關周期。即使消隱周期T2 小于一個開關周期，它也能引起額外的電壓降，而且輸出電壓在穩定之前會振蕩數個周期。
因此，在所示雙沿方案中，在雙斜坡雙沿調制方案中可能存在初始瞬態響應之后 的消隱周期，該消隱周期導致額外的電壓降和可能的振蕩問題。為避免額外的電壓降，該消 隱周期應當盡可能短。解決此問題的一種方法是在高瞬態事件下允許同一周期中的第二脈
沖。如圖7所示，Vc。Mp在初始瞬態響應之后再次升高。如果在同一周期中允許第二P麗脈
沖，則輸出很快穩定。但如果瞬態事件以高重復率發生，則這可能增大開關頻率和功率級上 的熱耗散。對于快速瞬態響應，P麗脈沖應當能在一個周期中被提前。在輕負載下將P麗脈 沖保持在周期末尾更好，從而有充足的空間將該脈沖提前。然而，在重負載下可將P麗脈沖 放置在開關周期中的任何位置。對于負載釋放事件，P麗在瞬態之后很快結束，并需要某些 消隱時間來放出電感器電流。因此期望在重負載情況下讓P麗脈沖出現在周期的起點處。 如下進一步討論的那樣，P麗脈沖在輕負載情況下被保持在周期末尾處，而在負載增大時被 移動至周期的起點。 圖8是示出根據本發明的一個實施例的可應用于雙斜坡雙沿P麗調制電路的自適 應P麗脈沖定位系統800的框圖。與雙斜坡雙沿P麗調制電路600的部件相似的那些部件 采用相同的附圖標記。未示出定時源603和發生器605和607，但以相同的方式設置和工 作。上升斜坡比較器CMP2接收Ve。MP和V^i^^信號，而且具有耦合至SR觸發器601的復 位輸入的輸出。下降斜坡比較器CMP1的反相瑜入接收下降斜坡信號Vti^^而且其瑜出 耦合至SR觸發器601的置位輸入。在此情況下，使用功能塊801和加法器803將偏置電壓 VO加至誤差放大器輸出信號VeQMP，該加法器803將經過調節的補償信號Vei提供給比較器 CMP1的非反相輸入。比較器CMP1的輸出耦合至SR觸發器601的置位輸入。偏置電壓VO 是感測到的所有相的平均電流IATC的函數fjs)，從而VO = ^(8)*其中星號"*"表示 乘法。在重負載下，偏置電壓VO為高，以在該周期中較早地觸發P麗脈沖。雖然未示出，但 可使用平衡電流來調節提供給上升斜坡比較器CMP2的補償信號，其中該平衡電流與感測 到的一個相的相電流1 和感測到的所有相的平均電流I皿有關，例如f2(IAve， 1 )，其中f2 是任何合適的函數。簡單的示例是1￥ = b(I皿-Ifl)，其中k是常數。
圖9是實現自適應P麗脈沖定位系統800的示例性實施例的P麗脈沖定位系統900 的示意圖。與雙斜坡雙沿P麗調制電路800的部件相似的那些部件采用相同的附圖標記。 未示出定時源603和發生器605和607，但以相同的方式設置和工作。在此情況下，VroMP信 號被提供給電阻器&的一端，該電阻器&的另一端產生被提供給比較器CMP1的非反相輸 入的VC1信號。IAVG電流被注入產生VC1信號的節點，因此VO = R浐I肌且VC1 = Vc。mp+R^I肌。
圖10是示出用于四相系統的自適應P麗脈沖定位系統900的操作的時序圖，該圖 包括四個下降斜坡信號V下降—斜坡「V下降—斜坡4和四個P麗信號P麗1-P麗4。繪出了信號I負載、 Vd、V下降—斜坡「V下降—斜坡4以及P麗1-P麗4與時間的關系。Vd信號與V
下降—斜坡i—V下降—斜坡4
號疊置，以示出用于產生P麗1-P麗4信號的相應的比較器的操作。為了比較起見，以虛線來 表示VOTP電壓。如圖所示，正好在時刻t30之前出現負載瞬態，從而觸發所有P麗l-P麗4信 號，P麗l-P麗4信號在約時刻t31再次變低。分別在時刻t32、 t33以及t34在P麗2、 P麗3 以及P麗4信號上出現附加的P麗脈沖，這些時刻t32、t33以及t34均顯著早于如果VCQMP信 號而不是經過修改的補償信號Vd被直接提供給比較器CMPl時出現的情況。如此，顯著提 高了性能。 圖11是示出根據本發明的另一實施例的可用于雙斜坡雙沿P麗調制電路的自適 應P麗脈沖定位系統的框圖。該自適應P麗脈沖定位系統1100類似于自適應P麗脈沖定 位系統800，其中相似部件采用相同附圖標記。未示出定時源603和發生器605和607，但 它們以相同的方式設置和工作。I皿信號被提供給用于產生偏置電壓VO的功能塊801，該 偏置電壓VO被提供給加法器1101的反相輸入。加法器1101在其非反相瑜入接收Vti^^ 信號。在此情況下，通過偏置電壓VO而不是誤差放大器輸出信號VeQMP調節V了i^^信號。 加法器1101從V了i^^中減去VO以產生經過調節的斜坡信號VR，該斜坡信號VR被提供給 比較器CMP1的反相輸入。如圖所示，誤差放大器輸出信號Vc。Mp被直接提供給比較器CMP2 的反相輸入，比較器CMP2在其非反相輸入接收— §w，比較器CMP2的輸出耦合至SR觸 發器601的復位輸入。SR觸發器601以相似方式工作以提供P麗信號。
圖12是示出根據本發明的另一實施例的可用于雙斜坡雙沿P麗調制電路的自適 應P麗脈沖定位系統1200的框圖。該自適應P麗脈沖定位系統1200類似于雙斜坡雙沿P麗 調制電路600，其中相似部件采用相同附圖標記。未示出定時源603和發生器605和607， 但以相同的方式設置和工作。設置了比較器CMP1，該比較器CMP1將與VeQMP與V了i^^信號 比較，并將其輸出提供給SR觸發器600的置位輸入，該SR觸發器600在其Q輸出提供P麗 信號。在此情況下，產生了不同的偏置電壓V02，該電壓V02與感測到的多相轉換器的相應 相的相電流I相《關。電流1 被提供給功能塊1201的輸入(將Ifl乘以函數f3(s))以產 生V02，該V02然后被提供給加法器1203的輸入。加法器1203將VeQMP與V02相加以產生 經過調節的補償信號VC2。該VC2信號被提供給比較器CMP2的反相輸入，比較器CMP2在其 非反相輸入接收V上升斜坡，比較器CMP2的輸出耦合至SR觸發器601的復位輸入。在重負 載下，偏置電壓V02為高，而V^電壓減小，這使Vc。Mp增大以保持同一占空比，從而導致較早 地觸發各相的P麗脈沖。 圖13是實現自適應P麗脈沖定位系統1200的示例性實施例的自適應P麗脈沖定 位系統1300的示意圖。同樣，相似部件采用相同附圖標記。未示出定時源603和發生器 605和607，但它們以相同的方式設置和工作。在此情況下，有效地以電阻器R2替換功能塊 1201和加法器1203，該電阻器R2 —端接收VTOMP信號，而另一端產生VC2信號，如圖所示，該 L信號被提供給比較器CMP2的反相輸入。從產生V^信號的節點拉出1 電流，因此人2 = Vc。mp-R2*I 。比較器CMP2將經過調節的補償信號VC2與V^i^^信號比較，該比較器CMP2 具有耦合至SR觸發器601的復位輸入的輸出。比較器CMP1的電路與圖12中所示的相同。
圖14是示出用于四相系統的自適應P麗脈沖定位系統1300的操作的時序圖，該圖包括四個下降斜坡信號V下降—斜坡「V下降—斜坡4和四個P麗信號P麗1-P麗4。繪出了信號I負載、 Vc2、V下降—斜坡「V下降—斜坡4以及P麗1-P麗4與時間的關系。Vc。，信號與V
下降—斜坡1—V下降—斜坡4 4苣
號疊置，以示出用于產生P麗1-P麗4信號的相應的比較器的操作。如圖所示，負載瞬態約在 時刻t40時出現，導致VOTP信號增大，從而觸發所有的P麗l-P麗4信號。P麗l-P麗4信號在 隨后的時刻t41再次變低。分別在時刻t42、 t43以及t44在P麗2、 P麗3以及P麗4信號上 出現附加的P麗脈沖，這些時刻t42、 t43以及t44均顯著早于如果VC。MP信號而不是經過修 改的補償信號VC2被直接提供給比較器CMP2時出現的情況。如此，顯著提高了性能。
圖15是可用于產生雙斜坡雙沿P麗調制電路600的V了i斜"言號的下降斜坡發生 器1500的框圖，從而示出根據本發明的另一實施例的自適應P麗脈沖定位系統。因此，使用 了雙斜坡雙沿P麗調制電路600，除了用下降斜坡發生器1500代替了前沿斜坡發生器605。 而對于下降斜坡發生器1500，受控的電流吸收器1501耦合在地(GND)與產生V了i斜"言號 的節點1502之間。電容器Cl耦合在節點1502與GND之間。二極管1503的陰極耦合至節 點1502，而陽極耦合至產生最小斜坡電壓V^的電壓源1505的正端子。單刀單擲(SPST)開 關SW的開關端子耦合在節點1502與產生最大斜坡電壓VMX的電壓源1507的正端子之間， 其中Vmm大于Vm『電壓源1505和1507的負端子耦合至GND。開關SW具有接收時鐘信號 (CLK)的控制端子，該控制端子以CLK信號的頻率斷開和接通SW。電流吸收器1501具有接 收信號C+kW皿的控制端子，其中C和k是常數。如此，電流吸收器1501的電流是基于測 得或感測到的I皿電平的。 在下降斜坡發生器1500工作時，開關SW接通，從而電壓源1507將電容器C l充電 至電壓電平V麗。當開關SW斷開時，電流吸收器1501以基于I皿信號的速率使電容器C1放 電。確定常數C和k以為I皿信號的正常工作電平提供VTi^"言號的合適轉換速率。當 IAve信號因為負載變化而增大時，VTi^^信號的轉換速率相應地增大，以加速電容器Cl的 放電，從而將下一P麗脈沖重新定位于周期中的更早處。因此，基于感測到的平均電流I皿^ 節VTiiw信號的轉換速率。在輕負載下，I肌較低而且VTi^^信號的轉換速率低。在重 負載下，IAve增大從而VTi^^信號的轉換速率增大，從而導致周期中較早地觸發P麗脈沖。
圖16是示出采用下降斜坡發生器1500的自適應P麗脈沖定位系統的工作的時序 圖。繪出了 I負載、CLK、V下降—斜坡、V上升—斜坡、V,以及P麗信號與時間的關系。將Vc。，信號與 V下降—斜坡和V上升—斜坡信號疊置以示出比較器CMP1和CMP2的操作。當I負載信號從IN。KM跳至 I高時，Vc。mp信號臨時增大且I皿信號也增大，從而較早地觸發P麗信號。
圖17是根據另一實施例實現的雙沿調制器電路1700的示意圖。該雙沿調制器電 路1700包括三角斜坡發生器1701和感測調節電路1703。在一個實施例中，雙沿調制器電路 1700代替雙沿調制器電路400的功能塊401、403、405以及413，其中三角斜坡發生器1701 產生周期性三角斜坡電壓T2，如圖所示，該電壓T2代替被提供給比較器407的反相輸入的 三角斜坡信號T。由誤差放大器409產生C信號，并以如上所述的基本相似方式被提供給比 較器407的非反相輸入。比較器407產生D信號，該D信號被提供給脈沖定時電路411的 CTL輸入，該脈沖定時電路411在其輸出產生P麗信號。三角斜坡發生器1701還產生時鐘 信號CLK，該時鐘信號CLK被提供給脈沖定時電路411的CK輸入。脈沖定時電路411基于 該D信號產生用來控制直流_直流功率調節器的輸出電壓的P麗信號，且被配置成確保CLK 信號每周期僅一個脈沖。比較器407和脈沖定時電路411共同形成脈沖發生器電路，該脈沖發生器電路用來產生用于控制電壓調節器輸出的P麗脈沖信號。感測調節電路1703感 測I貞"言號并產生電流調制信號IADJ，該電流調節信號IADJ用來調制或調節三角斜坡電 壓T2的值，如以下進一步描述的那樣。感測調節電路1703基本代替電流感測電路413，其 中IADJ信號以與ADJ信號相似的方式作為調節信號工作，除了 IADJ信號被提供三角斜坡 發生器1701中的節點以調節T2的值以外，如下文將進一步描述的那樣。
源電壓VCC被提供給通常斷開的單刀單擲(SPST)開關SW1的一個開關端子，該開 關SW1的另一開關端子耦合至產生電流2ICH的電流源1702的負端子。電流源1702的正端 子耦合至產生三角斜坡電壓T2的節點1704。節點1704進一步耦合至電容器C0SC的一端、 耦合至產生電流ICH的另一電流源1706的負端子、耦合至比較器COMPH的非反相輸入、耦 合至另一比較器COMPL的反相輸入、以及耦合至比較器407的反相輸入。電流源1706的正 端子和電容器COSC的另一端接地。電壓源1708的負端子接地，而它的正端子向電阻器R1 的一端提供電壓VTHH。電阻器Rl的另一端耦合至節點1710，該節點1710產生電壓VTHHM 且耦合至比較器COMPH的反相輸入。另一電壓源1712的負端子接地，而它的正端子向比 較器COMPL的非反相輸入提供電壓VTHL。比較器COMPH的輸出被提供給SR觸發器FF3的 置位輸入，而比較器COMPL的輸出被提供給SR觸發器FF3的復位輸入。FF3的非反相Q輸 出產生提供給脈沖定時電路411的CK輸入的CLK信號。該CLK信號以與三角斜坡信號T2 相同的頻率在數字電平之間切換。FF3的反相Q輸出(示為"5"，在反相輸出"Q"上有一 劃)被提供給開關SW1的控制輸入。 示出通過具有輸出的電流傳感器1705提供負載電流I負載信號，它產生與I負載成比 例的電流感測電壓VCS。 I，j信號可以是負載電流本身，或類似于電感器電流信號的與負載 電流有關或受負載電流影響的某些其它信號。VCS被提供給放大器1707的非反相輸入、電 阻器R2的一個輸入、以及壓控電流源1714的正控制輸入，該壓控電流源1714的負控制輸 入接地。電流源1714的負輸出端子耦合至節點1709，而它的正輸出端子接地。電流源1714 從節點1709至地拉取成比例的電流IPADJ，其中電流IPADJ與VCS成比例，而VCS本身與 I M電平成比例。R2的另一端耦合至電容器C2且耦合至放大器1702的反相輸入。電容器 C2的另一端接地，而放大器1707的輸出產生負載瞬態信號LT。 1^被提供給比較器0)1^^+ 的非反相輸入，且被提供給另一比較器COMPTR-的反相輸入。電壓源1716的負端子接GND， 而它的正端子向比較器0)1^^+的反相輸入提供電壓VTRTH+。另一電壓源1718的正端子 接GND，而它的負端子向比較器COMPTR-的非反相輸入提供電壓VTRTH-。比較器COMPTR+ 的輸出耦合至SR觸發器FF1的置位輸入，而比較器COMPTR-的輸出耦合至另一 SR觸發器 FF2的置位輸入。比較器COMPH的輸出耦合至FF1和FF2的復位輸入。FF1的非反相Q輸 出被提供給兩輸入或門1711的一個輸入。FF2的非反相Q輸出被提供給通常斷開的SPST 開關SWL的控制輸入和或門1711的另一輸入。當開關SWL的控制輸入為邏輯高時開關SWL 接通，開關SWL的開關端子耦合在VCC與電流源1720的負端子之間，該電流源1720的正端 子耦合至節點1709。當開關SWL接通時，該電流源1720向節點1709提供電流IPADJOFFS。 或門1711的輸出耦合至另一通常斷開的SPST開關SWH的控制輸入，該開關SWH的開關端子 耦合在節點1710與1709之間，且當它的控制輸入為邏輯高時接通。如下文進一步描述的 那樣，電壓VTHHM—般與VTHH的電壓電平相同。當開關SWH接通時，被示為流向節點1710 的電流IAJD調節VTHHM的電壓電平以調制峰值或T2的上幅值。
如以下進一步示出的那樣，SR觸發器FF1和FF2 、電流源1714和1720 、開關SWL和 SWH以及或門1711共同形成調節信號發生電路，該調節信號發生電路響應于輸出負載瞬態 控制IADJ信號以調節T2的值。響應于引起LT升高超過正閾值電壓VTRTH+的正負載瞬態， T2的上閾值電壓被減小與1^的增大成比例的量。T2的上閾值電壓的降低使比較器C0MPH 更早觸發，從而比較器COMPH在該周期中使下一 P麗脈沖出現更早。COMPH的觸發還將FF1 復位，從而閾值變化受限于一個周期。響應于使LT降低至低于負的閾值電壓VTRTH-的負 的負載瞬態，T2的上閾值被增大由IPADJOFFS確定的偏置量，且被減小與1^減小成比例 的量。T2的上閾值電壓的增大使比較器C0MPH更晚觸發，從而比較器C0MPH在該周期中使 下一 P麗脈沖出現更晚。C0MPH的觸發還將FF2復位，從而閾值變化受限于一個周期。
參考圖18描述雙沿調制器電路1700的操作，圖18包括I負載與時間的第一時序 圖、三角斜坡電壓T2與時間的第二時序圖以及P麗信號與時間的第三時序圖。T2的時序 圖還使用虛線示出了 VTHHM、C以及VTHL的電壓電平，以示出雙沿調制器電路1700的操作。 為清楚起見，將補償電壓C示為處于恒定電平，其中應當理解補償電壓C 一般隨負載情況變 化。最初負載電流I，j處于正常穩定狀態電平，而三角斜坡電壓T2在閾值電壓電平VTHL 與VTHH之間傾斜地上升和下降。當IADJ為零或可忽略時，諸如在穩定狀態負載情況期間 時，VTHHM基本等于VTHH。當開關SW1斷開時，電容器C0SC通過電流ICH放電，從而T2從 VTHH向VTHL傾斜地下降。當T2降至電壓電平VTHL附近時，比較器C0MPL切換并使FF3 復位，這使開關SW1接通。作為ICH電平兩倍的電流2ICH以約ICH(2ICH-ICH)的電流電平 對電容器C0SC充電，從而T2以恒定速率從VTHL向VTHH傾斜地上升。當T2達到VTHH電 壓電平時，比較器C0MPH切換并使FF3置位，這使開關SW1斷開。在正常穩定狀態負載情況 下，或當輸出負載較慢變化時，如此重復操作，其中T2在閾值電壓電平VTHL與VTHH之間傾 斜地改變。在每個周期期間，當T2降低至C的電壓電平以下時，P麗信號被確立為高，且當 T2上升超過C的電壓電平時，P麗信號被復位為低。 電阻器R2和電容器C2共同形成低通濾波器，從而放大器1707的反相輸入相對于 其非反相輸入延時。如此，LT信號的值或電平響應于與1^成比例的VCS的轉變而變化。 電壓VTRTH+和VTRTH-是定義電壓范圍的閾值電壓，LT電壓可在該電壓范圍中變化而不影 響正常工作。1^的較慢變化幾乎不引起LT變化。然而，1^的較快和較大變化引起VCS 的相應變化，因此LT暫時跳出閾值電壓VTRTH+與VTRTH-之間的正常工作范圍。如此，包 括放大器1707的放大器電路和具有R2和C2的RC濾波器以及比較器電路C0MPTR+/-形成 監控輸出負載瞬態的負載瞬態閾值電路。 在時刻tl附近，負載電流I負載迅速跳至I e所示的高電流電平。響應于此輸出負 載瞬態，VCS增大，而放大器1707通過將LT確立為高作出響應。在此情況下，1^的轉變 充分高，從而LT上升超過上閾值電壓VTRTH+，因此比較器C0MPTR+切換狀態并使FF1置位。 或門1711響應于FF1的高輸出將它的輸出確立為高并接通開關SWH。與I，j的相對高電 平成比例的壓控電流源1714的輸出電流IPADJ使負IADJ電流通過電阻器Rl從節點1710 拉取電流。如圖所示，流過電阻器Rl的IPADJ電流將VTHHM的電壓電平降低至VTHH的電 壓電平以下。VTHHM的電壓相對變化量取決于IPADJ的值，而IPADJ的值取決于VCS的值從 而取決于1^的值。當T2達到降低的VTHHM電壓電平時，比較器COMPH較早將它的輸出切 換為高并使FF3置位，以在當前P麗周期中較早地斷開開關SW1 。如此，T2在周期中較早達到較低峰值，并如1801所示開始傾斜地回到低。此外，T2在當前周期中更早達到C，這使下 一P麗脈沖響應于增大的負載瞬態如1802所示地自適應地移動至該周期中更早處。可使 用標準的限制技術來限制上閾值的移動以使其保持高于VTHL。比較器COMPH還在時刻t2 使FF1復位，以使開關SWH重新斷開，從而使VTHHM返回電壓電平VTHH，且放大器1707調節 至瞬態并將LT拉回VTRTH-與VTRTH+之間的閾值電壓范圍內。因此，使感測調節電路1703 有效地復位回正常工作，而且三角斜坡電壓T2和P麗信號返回正常工作以將負載瞬態響應 限制為單個周期。 在時刻t3附近，負載電流I，j迅速降回正常工作電流電平IN。ffl。響應于此負的負 載瞬態，放大器1707將LT確立為低于負閾值電壓VTRTH-，以使比較器COMPTR-使FF2置 位。注意在所示實施例中，VTRTH-是低于GND的負閾值，因此LT降為負且低于VTRTH-以觸 發比較器COMPTR-。作為響應，FF2接通開關SWL和SWH。 I ^的較低電平減小VCS，這將減 小IPADJ的電流電平。因為開關SWL和SWH均接通，所以電流IPADJOFFS被提供給由電流 IPADJ偏置的節點1710，因此IADJ = IPADJOFFS-IPADJ。電流IADJ通過電阻器Rl被注入 節點1710，從而如時刻t3所示地提高了電壓VTHHM，其中該電壓升高是基于電流電平IADJ 和R1的電阻。三角斜坡電壓T2的上升斜坡通過VTHH的正常上閾值，直到在時刻t4達到 升高的VTHHM電壓。因為T2以恒定速率傾斜地變化，所以需要更長時間達到升高的VTHHM 電壓，從而引起T2的值的暫時增大，如1803處所示。在時刻t4，當T2達到電壓電平VTHHM 時，比較器C0MPH切換以啟動T2的負的傾斜變化。T2最終降低至電壓電平C以啟動下一 P麗脈沖。如此，如1804處所示，增大的T2值使下一PWM脈沖延時，之后操作返回正常，直 到下一負載轉變。同樣在時刻t4，比較器C0MKl使FF2復位，這將負載轉變響應限制于單個 周期。 雙沿調制器電路1700在負載瞬態之后對單個周期調制斜坡信號(三角或鋸齒) 的幅度，其中當I，i增大時該幅度對于一個周期是較低的，而當I，j減小時該幅度對于一 個周期是較大的。因為將補償信號C與斜坡信號比較以產生P麗脈沖，但幅度的自適應變 化移動下一 P麗脈沖。因此負載瞬態響應被限制為一個周期，所以隨后的P麗脈沖也被及 時移動以保持同一脈沖速率。 一般而言，在不添加脈沖的情況下及時自適應地移動該脈沖 信號。對于正負載瞬態(負載情況增大)這些脈沖被拉入，而對于負負載瞬態(負載情況 減小)這些脈沖被拉出。如此，僅影響一個周期的工作頻率，且在每次瞬態之后返回正常。 響應于正負載瞬態，移動下一P麗脈沖以使它及時更早出現，從而使工作頻率短暫提高。類 似地，響應于負負載瞬態，移動下一P麗脈沖以使它及時更晚出現，從而使工作頻率短暫降 低。因為瞬態響應在兩種情況的任一種下被限制于一個周期，所以工作頻率立即返回正常， 從而總的工作頻率變化可忽略。 由負載瞬態閾值電路觸發拉入/拉出動作，如果負載變化超過預定限制，則該負 載瞬態閾值電路激活該一個周期閾值變化。在一個實施例中，預定限制是滿負載情況的 10-50%之間的任何位置。基于瞬態的相對值調節P麗脈沖響應于負載瞬態的相對移動。例 如，在正負載瞬態期間，負載電流越低，則IPADJ的電平越低，這樣減少了 VTHHM的下降，從 而減少了下一P麗脈沖響應于負載增大的相對移動。同樣，在負負載瞬態期間，負載電流越 高，則IPADJ電流的電平越高，從而VTHHM的升高越少，因此減小了下一P麗脈沖的延時移 動。如果瞬態在P麗的導通時間出現，則雙沿調制器電路1700不會丟失脈沖和自動擴展脈寬，這輔助負載瞬態響應。 雖然示出了雙沿配置，但此概念能容易地適用于前沿或后沿調制系統。雖然感測
了指示輸出負載情況的負載電流，但也可感測諸如輸出電壓等其它輸出信號。斜坡發生器1701產生三角斜坡電壓，但可構想替代類型的斜坡信號，諸如鋸齒信號、上升斜坡信號、下
降斜坡信號等。將調節信號示為電流信號，但可使用任何替代類型的信號，諸如調節電壓或時序信號等。 雖然已參考本發明的某些優選版本相當詳細地描述了本發明，但可構想其它可能的版本和變化。例如，時鐘信號或添加給斜坡信號的偏置電壓和/或補償信號的延時調節可基于除輸出或負載電流之外的工作參數，諸如輸入電壓、輸出電流和/或輸出電壓的微分(例如瞬態事件之類)等。本發明也可應用于一種模擬功能(例如斜坡、誤差信號、補償信號等)被數字計算和/或算法等代替的數字調制器。本發明可應用于采用數字控制的調制器，諸如用于基于計算結果等調節延時時間、調節時鐘信號、調節P麗脈沖激活的時序、調節P麗占空比。本領域普通技術人員應當理解的是，他們能容易地利用所公開的概念和特定實施例作為基礎來設計或修改其它結構以提供本發明的相同目的，而不背離由所附權利要求限定的本發明的精神和范圍。
權利要求
一種用于電壓轉換器的自適應脈沖定位系統，所述電壓轉換器提供輸出電壓，所述自適應脈沖定位電路包括可調節斜坡發生器，所述可調節斜坡發生器具有調節輸入并提供周期性斜坡電壓，所述斜坡電壓具有基于所述調節輸入而調節的值；脈沖發生器電路，所述脈沖發生器電路接收所述斜坡電壓并基于所述斜坡電壓產生包括多個脈沖的脈沖信號，所述脈沖信號用于控制所述電壓控制器的輸出電壓；以及感測調節電路，所述感測調節電路感測指示所述電壓轉換器的輸出負載瞬態的信號，并將調節信號提供給所述可調節斜坡發生器的所述調節輸入，以響應于所述輸出負載瞬態及時自適應地移動所述脈沖信號，而不向所述多個脈沖中添加脈沖。
2. 如權利要求1所述的自適應脈沖定位系統，其特征在于，所述可調節斜坡發生器包 括提供在下閾值電壓與上閾值電壓之間傾斜地變化的三角斜坡電壓的三角斜坡發生器，而 且其中所述調節輸入調節所述上閾值電壓。
3. 如權利要求2所述的自適應脈沖定位系統，其特征在于，所述感測調節電路具有耦 合至所述可調節斜坡發生器的復位輸入，而且其中所述感測調節電路調節所述斜坡電壓的 僅一個周期的所述上閾值。
4. 如權利要求1所述的自適應脈沖定位系統，其特征在于，所述脈沖發生器電路包括 比較器，所述比較器將誤差電壓與所述斜坡電壓比較，并產生指示所述比較的脈沖控制信號；以及脈沖定時電路，所述脈沖定時電路具有接收所述脈沖控制信號的第一輸入、接收基于 所述斜坡電壓的時鐘信號的第二輸入以及提供所述脈沖信號的輸出，其中所述脈沖定時電 路確保所述脈沖信號對于所述斜坡電壓的每個周期僅具有一個脈沖。
5. 如權利要求1所述的自適應脈沖定位系統，其特征在于，所述感測調節電路包括 傳感器，所述傳感器感測輸出負載信號并提供與所述輸出負載信號成比例的感測電壓；負載瞬態電路，所述負載瞬態電路具有接收所述感測電壓的輸入和提供指示所述輸出 負載信號的瞬態的負載瞬態感測電壓的輸出；比較器電路，所述比較器電路將所述負載瞬態感測電壓與正閾值電壓和負閾值電壓比 較，其中如果所述負載瞬態感測電壓達到所述正閾值電壓，則所述比較器電路提供第一控 制信號，而如果所述負載瞬態感測電壓達到所述負閾值電壓，則所述比較器電路提供第二 控制信號；以及調節信號產生電路，當提供了所述第一控制信號時，所述調節信號產生電路提供所述 調節信號以降低所述斜坡電壓的所述值，而當提供了所述第二控制信號時，該調節信號產 生電路提供所述調節信號以提高所述斜坡電壓的所述值。
6. 如權利要求5所述的自適應脈沖定位系統，其特征在于，所述傳感器包括感測所述 電壓轉換器的輸出負載電流的電流傳感器。
7. 如權利要求5所述的自適應脈沖定位系統，其特征在于，所述負載瞬態電路包括 低通濾波器，所述低通濾波器具有接收所述感測電壓的輸入和輸出；以及放大器，所述放大器具有接收所述感測電壓的第一輸入、耦合至所述低通濾波器的所 述輸出的第二輸入、以及提供所述負載瞬態感測電壓的輸出。
8. 如權利要求5所述的自適應脈沖定位系統，其特征在于，所述可調節斜坡發生器包 括提供在下閾值電壓與上閾值電壓之間傾斜地變化的三角斜坡電壓的三角斜坡發生器，而 且其中當提供所述第一控制信號時，所述調節信號降低所述上閾值電壓，而當提供所述第 二控制信號時，所述調節信號提高所述上閾值電壓。
9. 如權利要求8所述的自適應脈沖定位系統，其特征在于，當提供所述第一控制信號 時，所述調節信號產生電路確立所述調節信號與所述感測電壓成比例，而當提供所述第二 控制信號時，所述調節信號產生電路確立所述調節信號處于由與所述感測電壓成比例的量 調節的偏置電平。
10. —種自適應地定位用來控制電壓調節器的輸出電壓的脈寬調制脈沖的方法，包括產生周期性的斜坡電壓；將所述斜坡電壓與誤差電壓比較以在所述斜坡電壓的連續周期中提供多個脈沖； 感測指示所述電壓調節器的輸出負載的負載瞬態的信號；以及響應于所述負載瞬態調節所述斜坡電壓以自適應地及時移動所述多個脈沖而不添加 脈沖。
11. 如權利要求io所述的方法，其特征在于，感測指示所述電壓調節器的輸出負載的負載瞬態的信號的所述步驟包括感測輸出負載電流。
12. 如權利要求10所述的方法，其特征在于，產生斜坡電壓的所述步驟包括產生范圍 在第一與第二閾值電壓之間的斜坡電壓，而且其中調節所述斜坡電壓的所述步驟包括調節 所述斜坡電壓的至少一個周期的所述第一和第二閾值電壓中的至少一個。
13. 如權利要求IO所述的方法，其特征在于，所述產生斜坡電壓的步驟包括產生在下 閾值電壓與上閾值電壓之間傾斜地變化的三角斜坡電壓，而且其中調節所述斜坡電壓的所 述步驟包括調節所述斜坡電壓的至少一個周期的所述上閾值電壓。
14. 如權利要求13所述的方法，其特征在于，感測指示所述電壓調節器的輸出負載的 負載瞬態的信號的所述步驟包括檢測指示負載增大的正負載瞬態，而且其中調節所述斜坡 電壓的所述步驟包括降低所述斜坡電壓的至少一個周期的上閾值電壓。
15. 如權利要求13所述的方法，其特征在于，感測指示所述電壓調節器的輸出負載的 負載瞬態的信號的所述步驟包括檢測指示負載減小的負負載瞬態，而且其中調節所述斜坡 電壓的所述步驟包括提高所述斜坡電壓的至少一個周期的上閾值電壓。
16. 如權利要求10所述的方法，其特征在于，感測指示所述電壓調節器的輸出負載的 負載瞬態的信號的所述步驟包括感測輸出信號的變化；將所述輸出信號的所述變化與閾值比較；以及 當所述輸出信號的所述變化達到所述閾值時檢測負載瞬態。
17. 如權利要求IO所述的方法，其特征在于，感測指示所述電壓調節器的輸出負載的 負載瞬態的信號的所述步驟包括感測輸出信號的變化；將所述輸出信號的所述變化與正閾值和負閾值比較；以及當所述輸出信號的所述變化達到所述正閾值和負閾值中的任一個時檢測負載瞬態。
18. 如權利要求IO所述的方法，其特征在于，調節所述斜坡電壓的所述步驟包括調節 僅一個周期的所述斜坡電壓。
19. 如權利要求10所述的方法，其特征在于，調節所述斜坡電壓的所述步驟包括基于 所述負載瞬態的相對量調節所述斜坡電壓。
20. 如權利要求10所述的方法，其特征在于產生周期性斜坡電壓的所述步驟包括產生在下閾值電壓與上閾值電壓之間的所述斜 坡電壓；以及其中調節所述斜坡電壓包括將所述上閾值電壓降低與指示負載增大的所述負載瞬態成比例的量；以及 將所述上閾值電壓提高偏置減去與指示負載減小的所述負載瞬態成比例的量。
全文摘要
一種用于電壓轉換器的自適應脈沖定位系統包括可調節斜坡發生器、脈沖發生器電路以及感測調節電路。可調節斜坡發生器具有調節輸入，并提供具有基于提供給該調節輸入的調節信號可調節值的周期性斜坡電壓。脈沖發生器電路接收該斜坡電壓，并基于該斜坡電壓產生帶有控制脈沖的脈沖信號，該控制脈沖用于控制電壓控制器的輸出電壓。感測調節電路感測輸出負載瞬態，并將調節信號提供給斜坡發生器的調節輸入，以響應于輸出負載瞬態自適應地及時移動脈沖信號，而不向該脈沖信號添加脈沖。
文檔編號H02M3/156GK101741248SQ20091022640
公開日2010年6月16日 申請日期2009年11月17日 優先權日2008年11月18日
發明者R·H·愛沙姆, T·S·塞普西, 梁志翔, 裘衛紅 申請人:英特賽爾美國股份有限公司