帶有動態生成追蹤參考電壓的限流負載開關的制作方法

文檔序號：7496189閱讀：268來源：國知局

專利名稱：帶有動態生成追蹤參考電壓的限流負載開關的制作方法
技術領域：
本發明主要涉及電源領域，確切地說，本發明旨在設計一種保護電源及/或其負
載的負載開關。
背景技術：
在電力電子學領域，負載開關一般是在負載上耦合一個電源，用于連接或斷開電源與負載。只要設計得當，負載開關就能夠保護電源和負載免受故障影響，其功能示例如下電源和負載間受控于外部信號的可控功率開關
欠電壓鎖死通過斜率控制減小涌入負載電流來調節負載電壓上升速率，以避免CMOS器件閂鎖等故障影響；這在技術上也被稱為軟啟動。
負載限流，以避免短路時對硬件造成損傷。
負載功率的熱保護，以避免硬件過熱。如圖1A所示，原有技術的限流負載開關(CLLS)l用于耦合外部電源Vss6和外部負載8。此時，外部負載8與電阻負載Rload和電容負載Cload并聯。那么，原有技術的限流負載開關(CLLS)l保持在負載電壓Vload下，將負載電流Iload傳送給外部負載8。一個帶有低導通電阻Rdson的功率場效應管(FET)M12，即一個P-溝道金屬氧化物半導體(PM0S) 場效應管(FET)，用作連接或斷開外部電源Vss6與外部負載8的通路電晶體。因此，當需要從外部電源Vss6上斷開外部負載8時，功率場效應管FET M12將被完全關閉。
原有技術的限流負載開關(CLLS) 1以一個帶有預置的固定參考電壓VR的反饋回路12將負載電流Iload限制在一個可預設的最大值Imax內。這個固定的參考電壓VR同一個可預設的電流反射鏡16—同產生。正常運行時，功率場效應管(FET)M12完全開通，將負載電流Iload從外部電源Vss6傳送至外部負載8上。與此同時，作為負載電流Iload 一部分的感應電流Is，流經感應場效應管FET M24和感應電阻器Rsense，并在感應電阻器 Rsense上產生感應電壓Vs。反饋回路12中有一個輸出端為10c的限流放大器IO，帶動功率場效應管FET M12和感應場效應管FET M24的共功率柵極3b，以此控制它們各自的導通電阻。限流放大器10的第一個輸入端10a和第二個輸入端10b，分別連接固定參考電壓VR 和感應電壓Vs。正常運行時，感應電流Is很小，對應的感應電壓Vs小于固定參考電壓VR，因此反饋回路12保持開路(限流放大器輸出端10c進入高阻抗狀態)。但是，當外部負載 8短接時，負載電流Iload隨感應電流Is急劇上升，導致感應電壓Vs上升。當感應電壓Vs 達到固定參考電壓VR時，反饋回路12通過限流放大器10關閉，并連續控制功率場效應管 FET M12和感應場效應管FET M24的共功率柵極3b，以使感應電壓Vs與固定參考電壓VR 保持一致，而且對應的負載電流Iload限制在可預設的最大值Imax內。原有技術的限流負載開關(CLLS) 1的另一特點就是，它包括輸出端和限流放大器IO輸出端并聯的一個軟啟動控制電路18，以控制功率場效應管FET M12和感應場效應管FET M24的共功率柵極3b在
5啟動時控制負載電壓Vload的斜率。軟啟動后，共功率柵極3b被拉低，以致于功率場效應管FET M12完全打開，并在帶有低導通電壓Rdson的線性區域內運行。對于本領域的技術人員，由于在開關電路的軟啟動時，限流放大器輸出端10c仍保持在高阻抗狀態，因此軟啟動控制電路18與反饋電路12之間沒有功能串擾。為了避免過多的繁瑣細節，軟啟動控制電路18的內部電路本文不再贅述。接下來詳細介紹一下原有技術的限流負載開關(CLLS) 1的子系統層。功率場效應管FET M12是帶有低導通電阻Rdson的連接或斷開外部電源Vss6與外部負載8的主通路電晶體。功率場效應管源端2a(Sl)與外部電源Vss6相連，共電源漏極3c(D)與外部負載8的負載電壓Vload相連。感應場效應管FET M2 4，此例中即P通道金屬氧化物半導體場效應管PM0S FET，是作為電流感應晶體管，它可以與功率場效應管FET Ml 2制作于同一半導體芯片上，作為半導體芯片上的一小部分并按如下典型示例選擇場效應管溝道寬度與溝道長度的比值(W/L)，: RATIOI = Is/Ipower = 0. 001 …(A)其中，RATIOI " W/L(感應場效應管FET M24)/W/L (功率場效應管FET M12)
當通過感應場效應管FET M2 4的電壓與功率場效應管FET Ml 2相等時，RATIOI的值由方程(A)給出。當通過上述兩個場效應管的電壓不相等時，RATIOI會有變化，稍后給出。無論場效應管是處在飽和區還是處在線性區域，場效應管的導通電阻比RATIOR被修正為RATIOR = Ron (功率場效應管FET M12) /Ron (感應場效應管FET M2 4)=常數與方程(A) —致，RATIOR的值可設置為0. 001。為了在保持電源效率的同時感測電流，一般要遵循下式 RATIOI << 1 其中，Ipower " Iload。因此RATIOI的值一般在下述范圍中選取
RATIOI的取值范圍一般從0. 0001到0. 1。實際上，功率場效應管FET Ml 2和感應場效應管FET M2 4是互相連接在一個分裂源中，這個分裂源中有共功率柵極3b和共功率漏極3c，以及一個獨立的感應場效應管源極4a。由方程(A)可知，當感應電流Is流經連接感應場效應管源極4a和外部電源Vss6間的感應電阻器Rsense時，在感應電阻器Rsense上產生感應電壓Vs，因此可以通過感應電流Is來間接獲得負載電流Iload。作為反饋回路12的一部分，感應電壓Vs饋電至限流放大器10的第二輸入端10b。作為反饋回路12的另一部分，預置的固定參考電壓VR和VR-發生器14共同發電，并饋電至限流放大器10的第一輸入端10a。在VR-發生器內部，固定參考電壓VR是在參考電壓電阻Rref上產生的，參考電壓電阻Rref連接在外部電源Vss6和輸出電流=16的預置的電流反射鏡16的電流輸出節點之間。輸出電流16為場效應管FET M6的漏電流，場效應管FET M6是對偶電流反射鏡(FET M5和FET M6)的一部分，其中FET M5載有電源16a，提供
恒定電流 14 = Iset 其中Iset為可預置的電流，同一個外接電流設置電阻器Rset—同設置。最終，通過電流反射鏡流經輸出電流16(16 = 14 = Iset)，產生固定參考電壓VR;當外部負載8短接，即Vs > VR時，Iset將使反饋回路12把負載電流Iload限制在可預置的最大值Imax之下。圖IB為感應電流Is、電源電流Ipower，以及一些與負載電阻Rload相對的原有技術的限流負載開關(CLLS)l的其他內部信號的示例圖。另外，圖中還標出了感應場效應管 FET M24的輸出電阻(Ro2)。由方程(A)可知，實際上Ipower與負載電流Iload相等，因此可以用來代表Iload。本例中
Imax = 2. 8Amp (安培)
VR = 43mV (毫伏) 由此可知，當Rload很大(> 4. 20hm)時，Iload保持在Imax以下(A區右邊)。其中功率場效應管FET Ml 2接近完全開通，它的共功率柵極3b被拉低至低電位。當Rload 持續降低時，Iload持續升高。當Iload最終被反饋回路12拉低，并控制在Imax以下，即 Rload < 2. 70hm(B區)時，一直存在一個2. 70hm < Rload < 4. 20hm的反常區，在此區域， Iload將發生一個不可接受的高轉換，超出Imax50(A區左邊)。這種情況下，轉換的Iload 過調量50相當于比Imax(2. 8安培)高出4. 4安培，在反饋回路12關閉之前，轉換電流 Iload將限制在Imax以下(B區)。因此，有必要找到發生這種轉換的Iload過調量50的原因，然后通過對原有技術的限流負載開關(CLLS)l進行適當的修正來降低過調量。

發明內容
發明了一種現有的帶有動態生成追蹤參考電壓VRdt的限流負載開關(CLLS)，包括一對用于橋接外部電源Vss和外部負載的功率場效應管和感應場效應管。限流負載開關 (CLLS)在外部負載上產生負載電壓Vload，并自動將因此產生的負載電流Iload限制在可預置的最大值Imax以下。上述的一對場效應管相互連接在一個帶有共功率柵極和共低端端子的分裂電流結構上，而且它們的尺寸設計是為了滿足器件電流Ipo恥r和Is保持一致的電流比RATIO工=Is/Ipower << 1。功率場效應管的高端端子與Vss相連，而感應場效應管的高端端子通過一個串聯的感應電阻Rsense，與Vss耦合，在感應電阻兩端產生感應電壓Vs = Is承Rsense。 —個限流放大器其第一輸入端與VRdt相連，第二輸入端與Rsense的低端相連，輸出端與共功率柵極相連，因此當Vs趨向超過VRdt時，可通過感應場效應管FET關閉反饋回路，并將Vs限制在VRdt以下。 —個VRdt_產生電路，以產生VRdt， VRdt_產生器還耦合到Vload上，因此，當Iload 趨于超過Imax，導致感應場效應管FET從它的線性區域轉換到飽和區時，所述的VRdt-產生器能夠通過并發水平轉換，充分補償由于感應場效應管的運行轉換使RATIO工發生改變所帶來的不良影響，自動動態調節VRdt ;如果沒有VRdt的自動動態調節，RATI0工的變化將導致 Iload過度轉換超過Imax。在更具體的實施方案中，VRdt產生器包括 —種串聯高端追蹤電阻器、追蹤場效應管以及低端分支點的追蹤有源偏置網絡。此網絡橋接Vss和Vload，同時流通來自Vss的追蹤偏置電流，并從Vload中獲取追蹤耦合電流。由于高端追蹤電阻器的低端與限流放大器的第一輸入端相連，其高端上的電壓降與 VRdt相等。高端追蹤電阻器的設計滿足當追蹤偏置電流等于可預置的電流Iset，感應場效應管在飽和區工作時，所對應的VRdt*為
VRdt* = IsetX高端追蹤電阻 Iload與可預置的Imax相等，通過Iload的反饋回路，將Vs局限在VRdt*以下。當Rload連續下降時，VRdt會逼近VRdt氣但不超過VRdt*。低端分支點進一步流通第一偏置電流第一偏置電流=追蹤偏置電流+追蹤耦合電流 —個固定電流有源偏置網絡，與一個高端固定電流偏置電阻器和一個在飽和區接通的固定電流偏置場效應管串聯，固定電流有源偏置網絡與Vss相連接，以流通第二偏置電流第二偏置電流=I set
因此 a)當感應場效應管在飽和區工作時，低端分支點的電勢將追蹤場效應管置于飽和區，與固定電流偏置場效應管一同形成電流鏡。這使追蹤偏置電流與I set相等，VRdt與VRdt* 相等，因此將對應的Iload限制在Imax以下。 b)當感應場效應管在線性區域工作時，低端分支點的電勢將追蹤場效應管置于線性區域，并且追蹤偏置電流減小到Iset以下，使得VRdt小于VRdt*，因此Iload超過Imax的情況就可避免。在更具體的實施方案中，為了從Vload中引出追蹤耦合電流，追蹤有源偏置網絡
還包括無源電阻耦合網絡，無源電阻耦合網絡能夠橋接追蹤場效應管的低端和Vload的低
端，而且擁有串聯在低端分支點上的第一耦合電阻器和第二耦合電阻器。在一首選的實施方案中，對于選擇的最大化區域，當確定追蹤有源偏置網絡的電
路元件的尺寸，以保證VRdt并發電位轉換充分補償RATI0工的改變時，要在1. 2XIset到
5XIset的范圍內設置第一偏置電流。在一個更佳的實施方案中，將第一偏置電流設置在了
2XIset左右。在更具體的實施方案中，VRdt-產生器包括一個可預置的雙電流源，橋接低端分支點和固定電流有源偏置網絡低端接地，因此使得第一偏置電流和第二偏置電流接地。
在更具體的實施方案中，可預置的雙電流源包括一個三支路電流鏡和
配置產生可預置電流Iset的第一電流支路配置將第一偏置電流流通至2X Iset鏡射電位的第二電流支路
配置將第二偏置電流流通至Iset鏡射電位的第三電流支路在更具體的實施方案中，之所以設計限流放大器，是由于當Vs小于VRdt時，限流放大器的輸出進入高阻抗狀態，斷開反饋回路，因此確保限流負載開關免受來自于其他已關閉的反饋回路不必要的無關干擾。在另一實施方案中，限流負載開關(CLLS)還包括軟啟動控制電路，控制共功率柵極，因此實現在啟動時控制負載電壓Vload斜率的目的。軟啟動控制電路的輸出端與限流放大器的輸出端并聯。在更具體的實施方案中，功率場效應管和感應場效應管可以是P-溝道金屬氧化物半導體(PM0S)器件，也可以是N-溝道金屬氧化物半導體(NM0S)器件。
首先要說明，RATI0工要在0. 0001到0. 1的范圍內選取。
在本說明的備忘中，還專為本領域的技術人員進一步闡明有關本發明的各種情況和說明。

為了更加詳細地介紹本發明的各種實施方案，特提交附圖以作參考。但附圖僅用作說明，不能以此限定本發明的范圍。圖1A表示用于在外部負載上耦合外部電源的原有技術的限流負載開關(CLLS);
圖IB為電源電流Ipower加上原有技術的限流負載開關(CLLS)的一些其他外部信號，隨負載電阻Rload的變化關系圖；圖1C和圖ID分別表示原有技術的限流負載開關(CLLS)的控制電路部分，在兩個獨立工作區域內的工作狀態；圖IE和圖IF分別表示感應電流和感應電壓隨原有技術的限流負載開關(CLLS) 的負載電阻Rload的變化關系圖；圖2A表示現有技術的限流負載開關(CLLS)，用于在外部負載上耦合一個外部電源；圖2B為電源電流Ipower加上現有發明限流負載開關(CLLS)與負載電阻Rload 之間的變化關系圖。
具體實施例方式
本說明和所含附圖僅為本發明的一個或多個目前的最佳實施方案，以及一些典型的可選組件和/或備選實施方案。本說明和附圖旨在舉例說明，并不能以此限定本發明的范圍。因此，本領域的技術人員應能夠輕松識別依本發明所作的變化、修改及替換。這些變化、修改及替換仍屬本發明涵蓋的范圍。圖1C表示在A工作區內，原有技術的限流負載開關(CLLS)l的控制電路部分，簡化后的工作狀態。圖1D表示B區內，原有技術的限流負載開關(CLLS)l的控制電路部分，簡化后的工作狀態。相對應地，圖IE和圖IF分別表示感應電流Is和感應電壓Vs隨原有技術的限流負載開關(CLLS) 1的負載電阻Rload的變化情況。控制電路部分包括分裂源功率場效應管FETM12和感應場效應管FET M24，以及反饋回路12。從圖1C至圖1F，以下示例
僅為舉例說明 RAT叫=0. 001 定義如下表示方法，以便詳細說明A區 Rol =功率場效應管FET M12的漏源電阻 Ro2 =感應場效應管FET M24的漏源電阻 Ron =功率場效應管FET M12的線性電阻(Rdsonl) Rsense =感應電阻 Isl =當Vs < VR1時的感應電流 Ids =漏源電流 Vgs =柵源電壓 Vsl =當I load < Imax時的感應電壓
9
VR1 =當Iload接近Imax時，要觸發限流放大器10(閉合反饋回路12)所需的參考電壓 A區內(圖1C，圖IE的右側以及圖IF)，原有技術的限流負載開關(CLLS) 1在正常
工作狀態下運行 Vsl = Isl*Rsense < VR1 反饋回路12保持開路共功率柵極3b被拉低(例如，這可以通過軟啟動圖1A的控制回路18來實現)
功率場效應管FET M12和感應場效應管FET M24均是在線性區域被完全開通和工作的。 Iload " Ipower = Vss/(Ron+Rload) (1) Isl = {Rol/[Rol+(Ro2+Rsense)]}*Iload = {Ron/[Ron+(1000*Ron+Rsense)]}*I
load (2) 同樣地，定義如下表示方法，以便詳細說明B區 Rol 二功率場效應管FET Ml 2的漏源電阻 Ro2 =感應場效應管FET M2 4的漏源電阻 Rsense =感應電阻 Is2 =當Iload = Imax時的感應電流 Ids =漏源電流 Vgs =柵源電壓 Vs2 =當Iload = Imax時的感應電壓 VR2 =當反饋回路12關閉時，要將Iload保持在Imax水平所需的參考電壓
B區內(圖1D、圖IE的左側以及圖IF)，隨著反饋回路12的關閉，原有技術的限流負載開關(CLLS) 1在限流狀態下工作，而且
Vs2 = Is2*Rsense = VR2 感應場效應管FET M24的Vgs受反饋回路12的控制，并將Iload限制在Imax以下。每當Rload在B區內變化時，反饋回路12會對感應場效應管FET M24的Vgs進行
相應的調整，并將Iload維持在Imax的水平上。 Iload " Ipower = Vss/(Rol+Rload) (3) Ro2 = 1000*Rol Iload = (Rol+Ro2+Rsense)*Is2/Rol " 1000*Is2 (4)
(假設Rsense < < Rol < < Ro2) Is2 " (1/1000)*Iload = Imax/1000 (5) 通過上述各種不同的方程式，可以計算出感應電流Is與感應電壓Vs隨原有技術的限流負載開關(CLLS) 1的負載電阻Rload的變化關系，變化圖像見圖1E和圖1F。從圖IE 中，可以看出，感應電路在A區和B區(Isl和Is2)之間是不連續的。這種不連續是由于，在A區，當感應場效應管FET M2完全開通，而且其漏源電阻Ro2相當小時，感應電阻Rsense 的值可以和感應場效應管FET M24的導通電阻(Ron2 = 1000Ron)相比擬。然而在B區，感應場效應管FET M2工作在飽和區，因此其漏源電阻Ro2很大，感應電阻Rs不可忽略。因此正如方程(2)、方程(5)以及圖IB所示，A區和B區的RATI0工是不同的。這就使得要關閉反饋回路12，以便將Iload限制在Imax以下，A區內所需的參考電壓VR1要小于在B區內所需的參考電壓VR2。但是，原有技術的限流負載開關(CLLS)l電路，對于反饋回路12僅有一個固定參考電壓VR。因此，正如之前在圖IB中所述，在2. 70hm < Rload < 4. 20hm的反常區內，Iload會發生一個超出Imax50的不可接受的高轉換。在本例中，Iload轉換過調量50高達4. 4安培，遠遠高于Imax (2. 8安培)。在此反常區內，當負載電阻Rload降低， Iload首次達到Imax (A點，2. 8安培)時，所產生的感應電壓Vs (C點，30毫伏)仍遠遠小于固定參考電壓VR(B點，43毫伏)。因此，反饋回路12仍然保持開路狀態。Rload必須進一步降低，直到感應電壓Vs最終達到固定參考電壓VR(D點，42毫伏)，才能閉合反饋回路，并使功率場效應管FET M12和感應場效應管FET M24進入飽和區(B區)，然后把Iload降至當前的Imax。為解決上述由于感應電流不連續引起的轉換Iload超出問題，本發明提出了一種用于在外部負載8上耦合外部電源Vss6的限流負載開關(CLLS)101，如圖2A所示。當分裂源電晶體對功率場效應管FET M12和感應場效應管FETM24時，反饋回路12的結構與圖 1A十分相似，不同的是本發明限流負載開關(CLLS)101利用一個動態追蹤參考電壓產生器 VRdt_產生器114，根據轉換分裂源電晶體對(2和4)的工作區，來動態調整參考電壓VRdt。 VRdt_產生器114耦合到Vload上，當Iload趨于超出Imax，導致感應場效應管FET M24從它的線性區域運轉轉換到它的飽和區時，通過一個并發水平轉換，以及對感應場效應管FET M24的運轉轉換引起RATI0工的變化所帶來的不良影響進行充分補償，VRdt-產生器114將自發動態調整VRdt。因此，本發明限流負載開關(CLLS) 101能夠確保Iload從線性工作區 (A區)平穩轉換至飽和區(B區)，消除了原有技術中Iload其他轉換的50過調量。對應的電源電流Ipower加上本發明限流負載開關(CLLS) 101的一些其他外部信號，與負載電阻 Rload之間的關系如圖2B所示。下面詳細介紹一下VRdt-產生器114的子系統水平類型，它包括一個串聯高端追蹤電阻器R4的追蹤有源偏置網絡、一個追蹤場效應管FET M3以及一個低端支路點116。所述的追蹤有源偏置網絡橋接外部電源Vss6以及Vload，以便從Vss6中引出追蹤偏置電流16，從Vload中引出追蹤耦合電流17。由于高端追蹤電阻器R4的低端連接在限流放大器10的第一輸入端10a上，因此R4兩端電壓為參考電壓VRdt。此外，高端追蹤電阻器的設計滿足當追蹤偏置電流等于可預置的電流Iset，感應場效應管在飽和區工作時，所對應的VRdt*為
VRdt* = IsetX高端追蹤電阻R4 通過反饋回路12將Vs限制在VRdt*以下，而且對應的Iload小于或等于可預置的Imax。當Rload連續下降時，VRdt逼近VR^。低端支路點116進一步減小第一偏置電流 13 : 第一偏置電流13 =追蹤偏置電流16+追蹤耦合電流17 為了從Vload中引出追蹤耦合電流17，追蹤有源偏置網絡還包括一個無源電阻耦合網絡，這個無源電阻耦合網絡的第一耦合電阻器R6和第二耦合電阻器R7串聯在低端支路點116上。因此，無源電阻耦合網絡橋接Vload與追蹤場效應管FET M3的低端。
VI^-產生器114具有額外的固定電流有源偏置網絡，此網絡包括一個高端固定電流偏置電阻器R5串聯一個在飽和區接通的固定電流偏置場效應管FET M4。固定電流有源偏置網絡與Vss6相連，以減小其中的第二偏置電流12 : R5 = R4 第二偏置電流12 = Iset 為追蹤有源偏置網絡與固定電流有源偏置網絡設計多個電路元件，是為了
a)當感應場效應管FET M2 4在飽和區工作時，低端支路點116的電勢將追蹤場效應管FET M3置于飽和區，同固定電流偏置場效應管FET M4—起形成電流鏡，因此迫使追蹤偏置電流16等于Iset(Iset = 12) ， VRdt等于VR^，并將對應的Iload限制在Imax以下。
b)當感應場效應管FET M24在線性區域工作時，低端支路點116的電勢將追蹤效應管FET M3置于線性區域，而且追蹤偏置電流16降低至Iset以下，這使得VRdt明顯小于 VRdt*，因此避免了 Iload轉換過調量50Imax以上。為了提供上述的多個源電流，VRdt-產生器114還包括可預置的雙電流源118，橋接低端支路點116和低端固定電流有源偏置網絡接地，使得第一偏置電流I3和第二偏置電流 12接地。然后，可預置的雙電流源118還包括以下三支路電流鏡配有電流源Isetl20和場效應管FET M7的第一電流支路，以產生可預置電流14 =Iset(其值取決于外部電阻Rset，此處不再詳述) 配有場效應管FET M8的第二電流支路，以便流通第一偏置電流13， 13 = 2XIset 鏡電流。配有場效應管FET M9的第三電流支路，以便流通第二偏置電流12， 12 = Iset鏡電流。如圖2B所示，本發明中，除了在Rload 4. 50hm附近有一個微小的假信號之外，在Rload的整個量程范圍內(100hm-00hm)，隨著Rload的不斷減小，Iload朝Imax(2. 8安培)逐漸漸進式增加。另一重要特點是，在A區和B區之間的轉換區域AB中，Iload隨Rload 的變化關系也不再受任何超過Imax的轉換影響。由于功率場效應管FET Ml 2和感應場效應管FET M2 4的分裂源配置電流比為RATI0I = Is/Ipower = 0. 001，因此，Is隨Rload的變化關系圖像與Iload隨Rload的變化關系圖像除在轉換區域AB內不同之外，其他區域大致相同。在轉換區域AB中，功率場效應管FET Ml 2和感應場效應管FET M24經歷了一個從線性到飽和狀態的劇烈轉換。當Ipower/Is的比值在轉換區域AB內仍然劇烈變化(從 1700到1100之間)時，VRdt-產生器114動態調節追蹤參考電壓VRdt，通過一個并發水平轉換，充分補償RATI0I發生改變所帶來的不良影響，這就使得本發明中Iload隨Rload的變化關系也不再受任何超過Imax的轉換影響。參考圖中，在A區內，感應電壓Vs隨Rload 的變化關系在VRdt之下，這說明反饋回路12開路。然而，在B區內，感應電壓Vs隨Rload 的變化關系略微超過VRdt，這說明反饋回路12已閉合(圖2B中，B區內，Vs和VRdt之間的差異，可看作是電流放大器10中輸入偏置的結果)。另一參考圖中，Ro2(感應場效應管 FET M24的漏源電阻)隨Rload的變化關系在A區(線性區域)內的值很小，但在B區(飽和區)內卻迅速增加。基于本發明限流負載開關(CLLS)101中的以下數字電路設計參數，繪出圖2B以作參考功率場效應管FET Ml 2Rdson = 20毫歐
感應場效應管FET M2 4Rdson = 20歐
追蹤場效應管FET M3 Rdson = 40千歐
12
Rsense = 16歐
R4 = R5 = 4. 5千歐
R6二50千歐
R7二25千歐
Iset = 12 = 10微安
13 = 2*Iset = 20微安
Vss = 12伏
Imax = 2. 8安培
Cload = 1 u F 對于本領域的技術人員，在本發明的設計思路基礎上，還可通過調整上述限流負載開關CLLS的數字電路設計參數，例如改變不同的Vss和Imax的值等，達到其他設計任務要求。隨著可用的電路模擬工具不斷開發，在它們的輔助下，這些電路設計參數的調整將越來越快捷。總之，在限流反饋回路中，通過利用所述的動態生成追蹤參考電壓，負載開關能夠保證在整個負載電阻范圍內，負載電流被局限在預置的限流水平上。盡管，本發明闡述的是功率場效應管FET和感應場效應管FET互相連接在一個分裂源結構上，但對于本領域的技術人員來說，本發明還有更廣泛的應用，比如功率場效應管FET和感應場效應管FET，同一個共功率柵極和共低端端子一起，互相連接在一個分裂源結構上。同樣地，本發明闡述的是場效應管FET和感應場效應管FET均為P-溝道金屬氧化物半導體(PMOS)結構，對于本領域的技術人員來說，本發明中的場效應管FET和感應場效應管FET也可以是N-溝道金屬氧化物半導體(NMOS)結構。另外，盡管VRdt-產生器114將第一偏置電流I3設置在I3二 2XIset鏡電流水位上，但是為了最大化追蹤有源偏置網絡的設計選擇區域，以保證VRdt并行發生電位轉換充分補償RATIO工的變化，利用電路模擬，第一偏置電流13的設置，可以通過舉例法，而不是通過局限法，在從1. 2X Iset到5X Iset的更廣泛范圍內設置。
通過說明和圖示，我們給出了參考具體裝置的多個典型示例。其實只要稍加試驗，本領域的技術人員就能實現其他示例的應用，將本發明應用到多個其他結構中。因此，鑒于本專利文件，本發明的保護范圍并不僅僅局限于之前提到地具體典型示例，而是在以下的權利要求中限定。基于權利要求的同等含義和范圍內，所做出的任何以及所有的修改，都將被認為仍屬本發明涵蓋的范圍。
權利要求
帶有動態生成追蹤參考電壓VRdt的限流負載開關CLLS包括一對功率場效應管和感應場效應管，相互連接在帶有共功率柵極和共低端端子的分裂電流結構上，橋接一個外部電源Vss和一個外部負載，產生負載電壓Vload，而且當場效應管對飽和時，自動將產生的負載電流Iload限制在可預置的最大值Imax，選擇場效應管FET對的尺寸使得它們各自流出的器件電流Ipower和Is保持電流比RATIOI＝Is/Ipower＜＜1，感應場效應管FET高端端子通過一個感應電阻器Rsense與Vss耦合，在電阻器兩端產生感應電壓Vs＝Is×Rsense；一個限流放大器，其第一輸入端與動態追蹤參考電壓VRdt相連，其第二輸入端與Rsense的低端相連，其輸出端與共功率柵極相連，因此通過感應場效應管FET形成一反饋回路，當Vs趨向超過VRdt時，將Vs限制在VRdt以下；以及一個VRdt-產生電路，以產生VRdt，VRdt-產生器還耦合到Vload上，因此，當Iload趨于超過Imax，導致感應場效應管FET從它的線性區域轉換到飽和區時，所述的VRdt-產生器能夠通過一并行發生電位轉換，充分補償由于感應場效應管的運行轉換使RATIOI發生改變所帶來的不良影響，自動動態調節VRdt；如果沒有VRdt的自動動態調節，RATIOI的變化將導致Iload過度轉換而超出Imax。
2. 根據權利要求1所述的限流負載開關，其中的VRdt-產生器還包括一個追蹤有源偏置網絡，與高端追蹤電阻器、追蹤場效應管以及低端分支點串聯，此網絡橋接Vss和Vload，同時流通來自Vss的追蹤偏置電流，并從Vload中獲取追蹤耦合電流；由于其低端與限流放大器的第一輸入端相連，高端追蹤電阻器上的電壓降與所述的VRdt相等；高端追蹤電阻器的設計滿足當追蹤偏置電流等于一可預置的電流Iset且感應場效應管在飽和區工作時，所對應的VRdt*為VRdt* = IsetX高端追蹤電阻阻值其在Iload與可預置的Imax相等時，通過Iload的反饋回路，將Vs局限在VR^以下，上述的低端分支點進一步流通第一偏置電流第一偏置電流=追蹤偏置電流+追蹤耦合電流以及一個固定電流有源偏置網絡，與一個高端固定電流偏置電阻器和一個在飽和區接通的固定電流偏置場效應管串聯，固定電流有源偏置網絡與Vss相連接，以流通第二偏置電流第二偏置電流=Iset因此a) 當感應場效應管在飽和區工作時，低端分支點的電勢將追蹤場效應管置于飽和區，與固定電流偏置場效應管形成電流鏡，這就使得追蹤偏置電流與I set相等，VRdt與VRdt*相等，因此將對應的Iload限制在Imax ;b) 當感應場效應管在線性區域工作時，低端分支點的電勢將追蹤場效應管置于線性區域，并且追蹤偏置電流減小到Iset以下，使得VRdt小于VRdt*，因此避免Iload過度轉換而超過Imax的情況。
3. 根據權利要求2所述的限流負載開關，為了從Vload中引出追蹤耦合電流，追蹤有源偏置網絡還包括一無源電阻耦合網絡，擁有串聯在低端分支點上的第一耦合電阻器和第二耦合電阻器，橋接追蹤場效應管的低端和Vload的低端。
4. 根據權利要求3所述的限流負載開關，為在選定追蹤有源偏置網絡的電路元件的尺寸以保證一VRdt電位轉換能并行發生且充分補償RATI0工的改變時有最大的選擇范圍，所述第一偏置電流設置在1. 2XIset到5XIset的范圍內。
5. 根據權利要求4所述的限流負載開關，其中所述的第一偏置電流設置在2X Iset左右。
6. 根據權利要求2所述的限流負載開關，其中的VRdt-產生器還包括一個可預置的雙電流源，橋接低端分支點和固定電流有源偏置網絡低端接地，因此流通第一偏置電流和第二偏置電流接地。
7. 根據權利要求6所述的限流負載開關，其中可預置的雙電流源包括一個三支路電流鏡配置產生可預置電流Iset的第一電流支路配置流通鏡電流水平在1. 2 X Iset到5 X Iset范圍內的第一偏置電流的第二電流支路，以及配置流通鏡電流水平為Iset第二偏置電流的第三電流支路。
8. 根據權利要求7所述的限流負載開關，其中的第二電流支路進一步設置以鏡電流水平1.2XIset流通第一偏置電流。
9. 根據權利要求1所述的限流負載開關，其中當Vs小于VRdt時，限流放大器的輸出端進入高阻抗狀態，斷開反饋回路，因此確保限流負載開關免受來自于其他閉合反饋回路不良的無關干擾。
10. 根據權利要求9所述的限流負載開關，其中還包括一個軟啟動控制電路，其輸出端與限流放大器的輸出端并聯，以便控制共功率柵極，因此達到在啟動時控制負載電壓Vload 斜率的目的。
11. 根據權利要求1所述的限流負載開關，其中所述的功率場效應管和所述的感應場效應管均為P-溝道金屬氧化物半導體(PMOS)器件，而且功率場效應管和感應場效應管的高端為源極，低端為漏極。
12. 根據權利要求1所述的限流負載開關，其中所述的功率場效應管和所述的感應場效應管均為N-溝道金屬氧化物半導體(NMOS)器件。
13. 根據權利要求2所述的限流負載開關，其中所述的RATI0工要在0. 0001到0. 1的范圍選取。
14. 根據權利要求1所述的限流負載開關，其中所述的限流放大器的第一輸入端為其正輸入，所述的限流放大器的第二輸入端為其負輸入。
15. 根據權利要求1所述的限流負載開關，其中所述的限流放大器的第一輸入端為其負輸入，所述的限流放大器的第二輸入端為其正輸入。
16. —種改進限流負載開關(CLLS)的方法，包括一對功率場效應管和感應場效應管，相互連接在帶有共功率柵極的分裂電流結構上，橋接一個外部電源Vss和一個外部負載，產生負載電壓Vload，并將產生的負載電流Iload 限制在可預置的最大值Imax以下，功率場效應管和感應場效應管分別使得它們各自的電流Ipower和Is保持電流比RATIO工=Is/Ipower << 1，功率場效應管的高端端子連接到 Vss上，而感應場效應管的高端端子通過一個串聯的感應電阻器Rsense與Vss耦合，在電阻器兩端產生感應電壓Vs = IsXRsense ;還有一個限流放大器，其第一輸入端與預設的固定參考電壓VRfx相連，其第二輸入端與 Rsense的低端相連，其輸出端與共功率柵極相連，因此當Vs趨向超過VRfx時，可通過感應場效應管閉合反饋回路，并將Vs限制在VRfx以下，此時對應的電流為Iload = Imax，此方法包括用動態追蹤參考電壓VRdt代替固定參考電壓VRfx，因此當Iload趨于超過Imax，導致感應場效應管從它的線性區域轉換至飽和區時，可以通過并行發生電位轉換自動動態調節 VRdt，充分補償由感應場效應管的轉換引起RATIO/變化所帶來的不良影響，；如果沒有對VRdt 的自動動態調節，RATI0工的變化將導致Iload過度轉換超出Imax。
17. 根據權利要求16所述的方法，其中用動態追蹤參考電壓VRdt代替VRfx還包括一個追蹤有源偏置網絡，與高端追蹤電阻器、追蹤場效應管以及低端分支點串聯，此網絡橋接Vss和Vload，同時流通來自Vss的追蹤偏置電流，并從Vload中獲取追蹤耦合電流；由于高端追蹤電阻器的低端還與限流放大器的第一輸入端相連，所以其高端追蹤電阻器上的電壓降與上述的VRdt相等；其高端追蹤電阻器的設計滿足當追蹤偏置電流等于可預置的電流Iset，感應場效應管在飽和區工作時，所對應的VRdt*為 VRdt* = IsetX高端追蹤電阻阻值其在Iload與可預置的Imax相等時，通過Iload的反饋回路，將Vs局限在VR^以下，上述的低端分支點進一步流通第一偏置電流第一偏置電流=追蹤偏置電流+追蹤耦合電流以及一個固定電流有源偏置網絡，與一個高端固定電流偏置電阻器和一個在飽和區接通的固定電流偏置場效應管串聯，固定電流有源偏置網絡與Vss相連接，以流通第二偏置電流第二偏置電流=I set因此a) 當感應場效應管在飽和區工作時，低端分支點的電勢將追蹤場效應管置于飽和區，與固定電流偏置場效應管形成電流鏡，這就使得追蹤偏置電流與Iset相等，VRdt與VR^相等，因此將對應的Iload限制在Imax ;b) 當感應場效應管在線性區域工作時，低端分支點的電勢將追蹤場效應管置于線性區域，并且追蹤偏置電流減小到Iset以下，使得VRdt小于VRdt*，因此避免Iload過度轉換而超過Imax的情況。
18. 根據權利要求17所述的方法，其中，為了從Vload中引出追蹤耦合電流，追蹤有源偏置網絡還需包含一個無源電阻耦合網絡，具有一個第一耦合電阻器和一個第二耦合電阻器串聯在低端分支點，橋接Vload與追蹤場效應管的低端。
19. 根據權利要求17所述的方法，其中用動態追蹤參考電壓VRdt代替VI^還包括，用一個可預置的雙電流源橋接低端分支點和固定電流有源偏置網絡的低端接地，以此流通第一偏置電流和第二偏置電流接地。
全文摘要
提出了一種橋接電源Vss和負載，帶有由VRdt-產生器動態生成的參考電壓VRdt的限流負載開關。它包括互相連接在分裂電流結構上的一對功率場效應管和感應場效應管。此場效應管對產生負載電壓，并把負載電流Iload限制在預置的最大值Imax以下。場效應管FET對使得它們各自的電流Ipower和Is保持電流比RATIOI＝Is/Ipower＜＜1，感應場效應管高端端子通過一個感應電阻器Rsense與Vss耦合，在電阻器兩端產生感應電壓Vs＝Is×Rsense。限流放大器的輸入端與VRdt和Vs相連，輸出端控制場效應管對關閉限流反饋回路。VRdt-產生器在動態調節VRdt的同時，補償由于感應場效應管的運行轉換使RATIOI發生改變所帶來的不良影響，因此避免了Iload過度轉換而超過Imax的情況。
文檔編號H02H9/02GK101728822SQ20091020603
公開日2010年6月9日申請日期2009年10月9日優先權日2008年10月10日
發明者伍志文, 張艾倫, 鄭偉強, 韋志南申請人:萬國半導體有限公司

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