專利名稱：車輛用充電發電機及其整流裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種車輛用充電發電機及其整流裝置。
背景技術：
車輛用充電發電機的整流裝置中，在用于整流由電樞(armature)繞 組產生的三相交流功率的全波整流器中，為了降低該功率損失，提出了由 MOSEFT (金屬氧化物半導體、場效應晶體管)構成的全波整流器。
例如，已公開了作為用于導通或截止規定相的MOSFET的控制電路， 當不同于該規定相的其它相的相電壓超過閾值時，導通(ON)或截止(OFF) 整流該規定相的電流的ARM微處理器元件的技術(例如參照專利文獻1)。
專利文獻1: JP特開2004-7964號公報
但是，在所述以往技術中，并沒有充分考慮發電電壓設定值低時的基 于寄生二極管整流的功率損失的增大以及啟動發動機時等的相電壓的變 形等。
發明內容
本發明的目的在于提供一種能夠高效率且穩定操作的車輛用充電發 電機及其整流裝置。
本發明的車輛用充電發電機及其整流裝置具有將輸出三相交流電壓 的電樞繞組的交流輸出電壓全波整流成為直流電壓的整流電路；和指令構
成整流電路的開關元件的導通或截止的控制電路，控制電路根據從構成三 相交流的第一相的相電壓、第二相的相電壓、第三相的相電壓以及整流電 路的輸出電壓計算出的計算信號決定整流電路的所述開關元件的導通或 截止定時。
根據本發明，能夠提供一種能高效率且穩定操作的車輛用充電發電機 及其整流裝置。
圖1表示構成本發明的一個實施方式的車輛用充電發電機裝置的電路圖。
圖2表示圖1的三相整流裝置其中一相的控制電路圖。 圖3表示通過圖1的整流裝置的控制電路控制的操作說明圖。 圖4表示圖1的三相整流裝置的控制電路框圖。 圖5表示通過構成本發明的一個實施方式的控制電路從而進行控制的 操作說明圖。
圖6表示圖5的控制電路圖。
圖7表示基于本發明的一個實施方式的操作說明圖。 圖8表示圖7的控制電路圖。
圖中l一三相充電發電機；2 —三相整流電路；3 —控制電路；4一電 流控制電路；5 —指令控制電路；6—電池(battery) ; 7 —負載裝置；11 一U相繞組；12 — V相繞組；13 — W相繞組；14一勵磁繞組；21-26 —
MOSFET。
具體實施例方式
以下，利用附圖對本發明的一個實施方式進行說明。在這里，作為一 個例子，利用由發動機驅動并向車輛的電池或電流負載提供功率的車輛用 充電發電機的整流裝置進行說明。
在所述的以往技術中，因為由規定的閾值檢測相電壓信號，特別是在 由來自ECU等的外部裝置的信號指示發電電壓設定值的車輛用充電發電 機中，認為存在根據發電電壓設定值無法使MOSFET有效操作的可能性。 例如，發電電壓設定值設定得比對應于規定閾值的電壓低時，由于相電壓 不會到達規定的閾值，因此不會使MOSFET導通(ON)，而通過寄生二 極管整流的時間會變長。因此，存在增加全波整流器中的功率損失，且電 流負載得不到需要的功率的可能性。
另外，在發動機啟動時等中旋轉數低或發電量少時，由于在相電壓波 形上產生變形，相電壓波形變成接近于正弦波形狀，因此存在得不到正確的導通時間或截止時間且從電池經過MOSFET向電樞繞組流過逆向電流
的隱患。
也能與外部信號對應地切換規定的閾值，但是存在控制電路規模變 大、成本變高的問題。另外，由于基于發電電流或發電旋轉數等的發電狀
態，相電壓上會產生變形，因此認為存在無法使MOSFET有效操作的可 能性。因此考慮設置旋轉數檢測電路等，在規定閾值以上時使MOSFET 導通，但是存在控制電路規模變大、成本變高的問題。另外，為了使其穩 定操作，也能夠與發電電壓設定值對應地切換閾值，但是存在控制電路規 模變大、成本變高的問題。
因此，如以下說明的實施例，在由MOSFET等的開關元件構成的全 波整流器中，提供一種不受發動機啟動時的發電狀態或在基于2個電樞繞 組間產生的相互感應電壓的波形的變形的影響的穩定操作的車輛用充電 發電機的整流裝置。 (實施例1)
圖1是構成本發明的一個實施方式的車輛用充電發電機整體的電路圖。
在這里，記載了三相充電發電機l、整流三相充電發電機1的輸出電 壓的三相整流電路2、三相整流電路2的控制電路3、三相充電發電機1 的電流控制電路4、電流控制電路4的指令控制電路5、裝載在車輛上的 電池6、從電池6提供的負載裝置7。
三相充電發電機1具有U相繞組11、 V相繞組12、 W相繞組13星 形連接的定子繞組和作為轉子繞組的勵磁繞組14，為了將發電電壓控制在 規定值，根據來自指令控制電路5的指令值并通過電流控制電路4控制勵 磁繞組14的電流，且控制各相繞組的感應電壓。
三相整流電路2在上ARM微處理器側將整流用的MOSFET21、 22、 23的漏極端子共同連接到電池6的+端子上，在下ARM微處理器側將 MOSFET24、 25、 26的源極端子共同連接到-端子(GND)，在MOSFET21 的源極端子與MOSFET24的漏極端子的連接點上連接了 U相繞組11的一 端，在MOSFET22的源極端子與MOSFET25的漏極端子的連接點上連接 了 V相繞組12的一端，在MOSFET23的源極端子與MOSFET26的漏極端子的連接點上連接了 W相繞組13的一端。
三相整流電路2的控制電路3使在輸入、放大、比較三相整流電路2 的輸出電壓VB (以下，稱作整流電路的輸出電壓VB) 、 U相和V相及 W相的電壓VU和VV及VW等的電子電路中生成的信號作為 MOSFET21 26的柵極端子電壓來輸出，從而進行MOSFET21 26的導通、 截止的控制。
圖2是控制電路3的電路圖，圖3是操作波形，以下，對其操作進行 說明。
在圖2的電路圖中，代表性地表示了對應U相繞組11的上ARM微 處理器的MOSFET21與下ARM微處理器的MOSFET24的柵極端子電壓 VHGD與VLGD的生成電路，在圖3的操作波形中，(a)中用粗線表示 了U相電壓VU，用細線表示了V相、W相的電壓VV、 VW。
另外，用圖3的100X 102X表示對應于圖2的電路100-102的操作 波形。
在圖2中，電路100是用于生成MOSFET21與MOSFET24的柵極端 子電壓的共同的電路，在電平轉換(level shift)電路LS1 LS3中電平轉換 U相電壓VU、 V相電壓VV、 W相電壓VW，并在運算放大器OPl中對 這些電壓進行相加，得到輸出電壓VS，將其作為比較電路COMl的一個 輸入VS。
另外，所述和以下的電平轉換電路是用于合并使用的電路元件從而得 到有效電壓電平的電路。
根據電平轉換LS4改變整流電路的輸出電壓VB后得到的基準值VBR 作為比較電路COMl的另一個輸入。
圖3 (b)中表示了U相、V相、W相的相加電壓VS與電平轉換后 的整流電路的輸出電壓VB的基準值VBR，圖3 (c)中表示了比較電路 COM1的脈沖輸出VT。脈沖輸出VT在VS〉VBR的期間變成高(High) 電平，在VS<VBR的期間變成低(Low)電平，脈沖寬度是T1，周期是 電角度(electrical angle) 120。。
該周期是等于三相電壓的相位差的周期，且成為表示三相相間的時間 位置的時間信號。電路101是MOSFET21的柵極端子電壓VHGD的生成電路。
將U相電壓VU與整流電路的輸出電壓VB分別經過電平轉換電路 LS5與LS6后的電壓作為輸入，由運算放大器OP2得到電壓差El，在具 有基準電壓Vrefl的refl 1與refl2的滯后特性的比較器COM2中進行比較。
如圖3 (d)所示，比較器COM2的輸出成為脈沖輸出VH-ON，其在 U相電壓VU變成相當于比整流電路的輸出電壓VB高的基準電壓refll 的時刻tl輸出，在變成相當于比整流電路的輸出電壓VB低的基準電壓 refl2的時刻t3不輸出。
在電路AND1中對作為時間信號的脈沖輸出VT與比較器COM2的脈 沖輸出VH-ON進行邏輯與運算時，如圖3 (e)所示，變成脈沖寬度T2 與T3的脈沖輸出VA1，脈沖寬度的時間變成T2〈T3。
輸入圖3(e)的邏輯與電路AND1的脈沖輸出VA1到觸發器(flip-flop) FF1的時鐘端子CLK，與時鐘端子CLK的上升沿同步，觸發器FF1的輸 出Q變成從高電平至低電平、從低電平至高電平，圖3 (f)所示的脈沖輸 出成為MOSFET21的柵極端子電壓VHGD。
電路102是MOSFET24柵極端子電壓VLGD的生成電路。
將電路101的電平轉換電路LS5的輸出與三相整流電路2的輸出電壓 VB的GND電位作為輸入，由運算放大器OP3得到電壓差E2，在具有基 準電壓Vref2的ref21與ref22的滯后特性的比較器COM3中進行比較。
如圖3 (h)所示，比較器COM2的輸出成為脈沖輸出VL-ON，其在 U相電壓VU變成相當于比整流電路的輸出電壓VB的GND電位低的基 準電壓Ref21的時刻t4輸出，在變成相當于比整流電路的輸出電壓VB的 GND電位高的基準電壓Ref22的時刻t6不輸出。
將在逆變器(inverter) INV中反轉共同的脈沖輸出VT后的反轉脈沖 VT (圖3 (g))和比較器COM3的脈沖輸出VL-ON在電路AND2中做 邏輯與運算，則變成如圖3 (i)所示的具有脈沖寬度T4和T5的脈沖輸出 VA2，且脈沖寬度變成T4〈T5。
輸入圖3 (i)的邏輯與電路AND2的脈沖輸出VA2到觸發器FF2的 時鐘端子CLK，與時鐘端子CLK的上升沿同步，觸發器FF2的輸出Q變 成從高電平至低電平、從低電平至高電平，圖3 (j)所示的脈沖輸出成為MOSFET24的柵極端子電壓VLGD。
下面，說明在MOSFET21、 MOSFET24上施加了柵極端子電壓時的 操作。
在MOSFET21上施加柵極端子電壓VHGD、在MOSFET24上施加柵 極端子電壓VLGD時，U相電壓VU變成如圖3 (a)的粗線所示的波形。
但是，對MOSFET而言，從單元結構來看在內部生成了寄生二極管， 在MOSFET的柵極端子上不施加電壓時，源極端子的電位相對于漏極端 子高時二極管就會導通，在MOSFET的源極一漏極間產生二極管的正向 壓降(forward voltage drop) Vd。
另一方面，在柵極端子上施加電壓時，MOSFET在從源極向漏極方向 導通，在MOSFET的源極一漏極間產生比二極管的正向壓降低的壓降 Vfet。
U相電壓VU增加到時刻tl時，比整流電路的輸出電壓VB高，在 MOSFET21的柵極端子上施加如圖3 (f)的脈沖電壓VHGD。
MOSFET21導通時，U相電壓變成在整流電路的輸出電壓VB上加 MOSFET21的壓降Vfet的值，直到施加如圖3 (f)的脈沖電壓VHGD的 期間tl t2為止，MOSFET21會繼續導通。
在時刻t2不施加脈沖電壓VHGD時，在時刻t2以后的VB>VU的期 間，二極管的導通取代MOSFET21的導通，U相電壓VU變成整流電路 的輸出電壓VB加上二極管的壓降Vd的值。
到U相電壓VU變得比整流電路的輸出電壓VB小且比GND電位低 的時刻t4時，在MOSFET24的柵極端子上施加如圖3 (j)的脈沖電壓 VLGD。
MOSFET24導通時，U相電壓VU變成比GND電平低的MOSFET24 壓降Vfet，直到施加如圖3 (j)的脈沖電壓VLGD的期間t4 t5為止， MOSFET21會繼續導通。
在時刻t5不施加脈沖電壓VLGD時，在時刻t5以后的VIKGND的 期間，二極管的導通取代MOSFET24的導通，U相電壓VU變成比GND 電位低的二極管的壓降Vd。
如上所述，作為整流操作，從時刻tl至t2和從t4至t5是MOSFET的期間、從t5至VIKGND的期間是基于 寄生二極管的二極管整流操作，tl、 t2、 t4、 t7是切換時間點。
以上，根據圖2和圖3對U相MOSFET21、 24的柵極端子電壓的生 成和U相電壓波形進行了說明，下面對三相整流電路2整體的控制電路和 電壓波形進行說明。
圖4是表示U相、V相、W相MOSFET的柵極端子電壓的生成電路
的框圖。
電路100與圖2的電路100相同，是與U相 W相之間的共通電路， 輸出是圖3 (c)的脈沖輸出VT。
電路101與102是圖2所示的U相電路，輸出MOSFET21與 MOSFET24的柵極端子電壓VHGD-U和VLGD-U。
電路103與104除了取代U相電壓輸入V相電壓之外，與電路101 和102的結構相同，輸出MOSFET22與MOSFET25的柵極端子電壓 VHGD-V和VLGD-V。
電路105與106除了取代U相電壓輸入W相電壓之外，與電路101 與102的結構相同，輸出MOSFET23與MOSFET26的柵極端子電壓 VHGD-W禾B VLGD-W。
在施加所述的柵極端子電壓到三相整流電路2的MOSFET時，變成 如圖3 (a)的粗線的U相電壓VU和細線的V、 W相電壓VV、 VW，并 成為三相整流電路2的整體控制。
但是，作為元件的功率損失MOSFET的漏極一源極間的壓降會發熱， 并且在整流電路的輸出電壓的電壓控制中，成為引起無用電壓的要因，會 降低三相充電發電機1的發電效率。
根據實施例1，通過MOSFET整流操作，由如圖3 (a)粗線所示的 輸出電壓VU可知，由于相對于由MOSFET21、 24的二極管的壓降Vd， 能使MOSFET導通，從而能夠使壓降降低到Vfet，因此具有能夠降低元 件的功率損失并能夠進一步提高三相充電發電機1的發電效率的效果。
但是，實施例1中，在比較器COMl中將整流電路的輸出電壓VB作 為基準，通過與U相、V相、W相的相加值VS之間的比較，從而輸出由 圖2的電路100得到的圖3 (c)所示的時間信號VT。這樣，即使通過勵磁繞組14的電流控制電路4控制不同值的整流電
路的輸出電壓VB，由于整流電路的輸出電壓VB的基準值VBR會自動跟 蹤，因此也能夠得到120°周期的穩定的時間信號VT。
因此，能夠適當控制MOSFET的導通、截止時間點，所以能夠防止 來自電池6的逆向電流，能夠確實進行MOSFET整流操作。
作為控制不同值的整流電路的輸出電壓VB的例子，有使汽車的發動 機控制裝置具有指令控制電路5，以對燃料噴射控制或點火控制最佳的電 池充電為目標，向電流控制電路4輸出指令值等的情況。
艮P,實施例1的進一步效果除了控制整流電路的輸出電壓的發電控制 電流獨立存在且控制固定的整流電路的輸出電壓的情況之外，在發電控制 電路基于來自外部的信號而操作且控制不同值的發電電壓的情況下，也能 確實切換到穩定的MOSFET整流操作。
而且，在發動機啟動時等的三相充電發電機1的旋轉數低或發電量少 時，由于在圖3 (c)中會變成VS〈VBR，因此時間信號VT會變低。
因此，在邏輯與AND1與AND2的輸出VA1 (圖3 (e))與VA2 (圖 3 (i))上不會產生上升沿的變化，觸發器FF1與FF2的輸出即MOSFET 的柵極端子電壓VHGD與VLGD會變低且MOSFET不導通，所以三相整 流電路2將變成基于寄生二極管的二極管整流操作。
而且，由于旋轉數的上升或發電量增多時，變成VS〉VBR，因此產生 MOSFET的柵極端子電壓且MOSFET導通，所以能夠自動切換MOSFET 整流操作。
艮口，實施例1的進一步效果是自動進行從MOSFET整流到二極管 整流、從二極管整流到MOSFET整流的切換，因此能夠消除相對于整流 電路的輸出電壓或三相充電發電機1的旋轉數的處理。
另外，旋轉數低或發電量少時在各相電壓上會產生變形。
但是，由于作為比較器COMl的一端的輸入的基準值VBR基于全波 整流后的整流電路的輸出電壓VB設定各相電壓，因此能夠排除各相電壓 變形的影響，并能得到時間信號VT。
而且，在圖2的共同電路100的加法器OPl中進行相加后設定作為比 較器COMl的另一端的輸入的相加電壓VS，通過相加各相電壓的增加部分與減少部分的各自不同的電壓，能排除一部分波形變形的影響，能夠得 到時間信號VT。
如上所述，即使是產生變形的各相電壓vu、 vv、 vw，也能夠進行
向準確且穩定的MOSFET整流操作的切換。 (實施例2)
如圖3 (a)所示，在實施例1中，即使是在相電壓VU、 VV、 VW比 整流電路的輸出電壓VB高的期間、相電壓VU、 VV、 VW比GND電位 低的期間，都存在二極管整流操作的期間。
以U相為例，從時刻t2到VU>VB的期間和從t5到VIKGND的期間 是二極管整流操作期間，該期間MOSFET的功率損失大，三相充電發電 機的發電效率會降低。
實施例2是在VU>VB的期間、VIKGND的期間延長了 MOSFET整 流操作的期間、縮短了二極管整流操作的期間的實施例。
圖5是第2實施例的操作波形圖，圖6電路結構圖，下面對U相進行 說明。
如實施例1的圖3所示，由于將時刻t2以后的VU〉VB期間的二極管 整流操作期間作為MOSFET整流操作，如圖5 (f)所示，與上流側 MOSFET21的柵極端子電壓VHGD的下降沿同步地，在邏輯與AND1的 脈沖輸出VA1內，只延遲了脈沖寬度T2的時間。
如在實施例1中所述，在脈沖輸出VA1中，具有T2〈T3的關系，即 使將柵極端子電壓VHGD只延遲T2， MOSFET21的導通期間是VU〉VB 的期間內，不會存在流過來自電池6的逆向電流的現象。
另一方面，如圖5 (j)所示，對于下流側的MOSFET24的柵極端子 電壓VLGD，在邏輯與AND2的脈沖輸出VA2內，只延遲了脈沖寬度T4 的時間。
通過延遲MOSFET21與24的柵極端子電壓VHGD與VLGD，圖5 (a)的粗線所示的U相電壓VU從時刻tl至t2繼續MOSFET整流操作。 圖6是延遲柵極端子電壓VHGD、 VLGD的電路結構。 通過邏輯與AND3與AND4從觸發器FF1與FF2的輸出VFF1與VFF2 提取脈沖輸出VA1與VA2的脈沖寬度T2與T4，由計數器CNT1與CNT2測量脈沖持續時間并保存。
而且，與輸出VFF1與VFF2的下降沿同步地，通過定時器TIM1與 TIM2只延遲脈沖寬度T2與T4的時間，得到柵極端子電壓VHGD與 VLGD。
根據本實施例，通過延長MOSFET整流操作的期間，具有能夠進一 步降低元件的功率損失且能夠進一步提高三相充電發電機1的發電效率的 效果。
在所述說明中，使觸發器FF1與FF2的輸出VFF1與VFF2只延遲脈 沖輸出VA1與VA2的脈沖寬度T2與T4的時間，最大程度地利用了 MOSFET整流操作。
但是，基于無法完全消除變形的影響的情況、或各相電壓極其接近于 整流電路的輸出電壓VB的值的情況、或在該狀態中各相電壓為不同值等 的影響，使柵極端子電壓VHGD與VLGD延遲脈沖寬度T2與T4的時間 時，也需要考慮相對于延遲到電池電壓>相電壓的范圍的情況的可能性。
所以，也能夠將脈沖寬度T2與T4的時間作為最大延遲時間，在該脈 沖寬度的范圍內設定延遲時間。
艮P，對于只延遲脈沖寬度T2與T4的時間的效果，能夠得到次優(the second best)的效果。
在本實施例中，對于在實施例1中所述的其它作用、效果，也能得到 同樣的作用、效果。
所述實施例中的生成MOSFET21與MOSFET24的柵極端子電壓的共 通電路100的操作波形圖3 (b)表示使比較器COMl的基準值VBR成為 相加電壓VS的中間附近的值的方式而設定的例子。如在實施例1中的說 明，在將整流電路的輸出電壓VB控制在不同值的情況中，基準值VBR 會變化。
圖7是將基準值設定為比VBR大的VBR1和比VBR小的VBR2時的
操作波形。
在基準值VBR1中，圖5 (c)所示的時間信號VT的時間寬度T6變 得比圖3 (c)所示的VT的時間寬度T2短，在基準值VBR2中，圖5 (c) 所示的時間信號VT的時間寬度T11變得比圖3 (c)所示的VT的時間寬度T2短，周期等于電角度120°。
而且，這些時間信號VT與VH-ON以及VH-LO之間的邏輯與電路 AND1與AND2的脈沖輸出VA1與VA2維持T7<T8、 T9<T10以及 T12<T13、 T14〈T15的關系。
由此生成的柵極端子電壓VHGD與T7、 T12的上升沿同步輸出，不 與T8、 T13的上升沿同步輸出，另外，VLGD與T9、 T14的上升沿同步 輸出，不與TIO、 T15的上升沿同步輸出，成為與圖3或圖5相同的操作。
另外，圖5中所示的柵極端子電壓VHGD被延遲的時間T2、 VLGD 被延遲的時間T4對于VHGD延遲T7、 T12，對于VLGD延遲T9、 T14, 成為與圖5相同的操作。
即，能夠得到與所述實施例相同的效果。
在所述實施例中，由于圖2所示的電路連接了多個電子電路，并由在 脈沖輸出的上升沿、下降沿中操作的觸發器構成，因此需要能夠處理由噪 聲引起的誤操作的電路結構。
作為最大誤操作之一是在電池6的電壓相對于各相電壓VU、 VV、 VW高的狀態中，在MOSFET上施加了柵極端子電壓時，產生MOSFET 的破損，使得在整流裝置中在電池6—MOSFET—相繞組上流過短路電流， 在充電發電機上流過逆向電流。
所以，如圖8所示，實際上將柵極端子電壓VHGD、 VLGD，和在 OP2、 OP3中輸出圖2中所示的整流電路的輸出電壓VB與各相電壓的偏 差的電壓差E1、E2，和與基準電壓Vrefl、 Vref2進行比較的比較器COM2、 COM3的輸出VH-ON、 VL-ON之間的邏輯與電路AND5、 AND6的輸出 作為施加在柵極端子上的電壓VHGDO、 VLGDO，并按照如下方式設定 基準電壓Vrefl、 Vref2電壓差。
艮P，將圖3或圖5所示的基準電壓Vrefl的低電平電壓refl2和基準 電壓Vref2的高電平電壓ref22設定為流向MOSFET21 26的逆向電流所 允許的允許值以下的值。
根據所述的圖8的電路結構和基準電壓Vrefl、 Vref2的設定，即使電 路中混入因噪聲等引起的誤操作，由于流向MOSFET的逆向電流能夠在 允許值以下，因此能夠防止充電發電機或MOSFET的破損。但是，在所述實施例中，將三相充電發電機1的相電壓VU、 VV、
VW在運算放大器0P1中相加后作為相加電壓VS，但也能將圖1所示的 三相充電發電機1的星形接線的相繞組11、 12、 13的中性點電壓VMS 電平轉換后的電壓作為相加電壓VS，能得到相同的作用、效果。
另外，在所述實施例中，例示了三相充電發電機l的相繞組ll、 12、 13星形接線時的情況，但是即使是三角(delta)接線的三相充電發電機， 本發明的作用、效果也是相同的。
另夕卜，在所述實施例中，控制電路3取得的整流電路的輸出電壓VB 是三相整流電路2的輸出電壓，但是即使由控制電路的相電壓VU、 VV、 VW構成三相整流電路并作為整流電路的輸出電壓VB，作用、效果也是 相同的。
另外，在所述實施例中，是三相充電發電機1的三相整流電路2，但 是不僅限于三相，也能適用于由多相發電機對多相整流電路的控制。
根據所述的實施方式，通過使由MOSFET等的開關元件構成的全波 整流器成為不受發動機啟動時的發電狀態或在2個電樞繞組間產生的相互 感應電壓引起的波形變形的影響的操作，能夠降低全波整流器的功率損 失，且能提高發電效率。
權利要求
1、一種車輛用充電發電機的整流裝置，其特征在于具有整流電路，將輸出三相交流電壓的電樞繞組的交流輸出電壓全波整流成為直流電壓；和控制電路，指令構成所述整流電路的開關元件的導通或截止，所述控制電路根據從構成所述三相交流的第一相的相電壓、第二相的相電壓、第三相的相電壓以及所述整流電路的輸出電壓計算出的計算信號決定所述整流電路的所述開關元件的導通或截止定時。
2、 根據權利要求1所述的車輛用充電發電機的整流裝置，其特征在于根據比較信號決定所述計算信號，該比較信號是比較根據所述第一相 的相電壓、所述第二相的相電壓以及所述第三相的相電壓的相加信號與根 據所述整流電路的輸出電壓的發電信號的比較信號。
3、 根據權利要求2所述的車輛用充電發電機的整流裝置，其特征在于-所述相加信號是將所述第一相的相電壓、所述第二相的相電壓以及所 述第三相的相電壓分壓后的相電壓分壓信號。
4、 根據權利要求3所述的車輛用充電發電機的整流裝置，其特征在于所述相電壓分壓信號以相同的比例分壓所述第一相的相電壓、所述第 二相的相電壓以及所述第三相的相電壓。
5、 根據權利要求2所述的車輛用充電發電機的整流裝置，其特征在于所述發電信號是分壓所述整流電路的輸出電壓后的電壓分壓信號。
6、 根據權利要求5所述的車輛用充電發電機的整流裝置，其特征在于所述整流電路的輸出電壓比電池端子間電壓低時的所述發電信號的 分壓比設定為比所述相加信號高的第1設定值。
7、 根據權利要求1所述的車輛用充電發電機的整流裝置，其特征在于所述計算信號的生成電路包括第2比較單元，對控制的所述第一、 第二、第三相的任一相電壓和所述整流電路的輸出電壓的偏差與第2設定值進行比較；第3比較單元，比較該相的相電壓和GND電壓的偏差、與 第3設定值。
8、 根據權利要求7所述的車輛用充電發電機的整流裝置，其特征在于所述第2設定值與所述第3設定值具有高電平和低電平兩個電平，在 所述開關元件的逆向電流允許值的范圍內設定所述第2設定值的低電平與 所述第3設定值的高電平。
9、 根據權利要求2所述的車輛用充電發電機的整流裝置，其特征在于所述整流電路由MOSFET構成。
10、 根據權利要求2所述的車輛用充電發電機的整流裝置，其特征在于所述控制電路在所述相加信號比所述發電信號低時禁止驅動 MOSFET的柵極，利用MOSFET的寄生二極管控制整流操作。
11、 根據權利要求2所述的車輛用充電發電機的整流裝置，其特征在于所述比較信號是通過所述相加信號與所述發電信號之間的比較結果 切換低電平和高電平的信號，并且所述控制電路決定所述開關元件的截止時間時，利用基于從該開關元 件的相的相電壓與所述整流電路的輸出電壓之間的偏差達到了規定的電 壓的時間到所述比較信號從高電平至低電平或從低電平至電高平切換為 止的時間決定的延遲時間，從而決定所述截止時間。
12、 根據權利要求2所述的車輛用充電發電機的整流裝置，其特征在于所述控制電路將所述比較信號從高電平切換至低電平并進一步回到 高電平的時間作為所述開關元件的截止時間，根據該截止時間指令所述開 關元件的截止。
13、 根據權利要求12所述的車輛用充電發電機的整流裝置，其特征在于所述控制電路將所述開關元件的所述截止時間作為起點，在根據從該 開關元件的相的相電壓與所述整流電路的輸出電壓之間的偏差達到了規 定的電壓的時間到所述比較信號從高電平至低電平或從低電平至電高平 切換為止的時間決定的延遲時間之后，指令所述開關元件的截止。
14、 根據權利要求12所述的車輛用充電發電機的整流裝置，其特征 在于-所述控制電路將所述開關元件的所述截止時間作為起點，在根據從該 開關元件的相的相電壓與所述整流電路的輸出電壓之間的偏差達到了規 定的電壓的時間到所述比較信號從高電平至低電平或從低電平至電高平 切換為止的時間決定的延遲時間經過的期間，指令所述開關元件的截止。
15、 一種車輛用充電發電機，其特征在于 具有權利要求1所述的整流裝置。
全文摘要
本發明提供一種車輛用充電發電機及其整流裝置，在由MOSFET構成的整流裝置(2)中，不會因發動機的啟動而影響發電狀態，能提供穩定的MOSFET整流操作。在COM1中比較相加各相電壓(VU、VV、VW)的輸出(VS)與發電電壓(VBR)，在VBR＞VS的期間，得到電角度120°周期的時間信號(VT)(圖3(c))，使觸發器(FF1、FF2)與相電壓(VU)和發電電壓(VB)的比較結果(VH-ON)(圖3(d))、相電壓(VV)和GND電位的比較結果(VL-ON)(圖3(h))之間的邏輯與(AND1、AND2)的上升沿同步操作，輸出上流側MOSFET的柵極信號(VHGD)、下流側MOSFET的柵極信號(VLGD)，并使MOSFET整流操作。
文檔編號H02M7/12GK101599707SQ20091020285
公開日2009年12月9日 申請日期2009年5月26日 優先權日2008年6月6日
發明者國井啟次, 國分修一, 桝本正壽 申請人:株式會社日立制作所