專利名稱：三相橋式逆變大容量蓄電池充電裝置的制作方法
技術領域：
本發明屬于直流電源技術領域，尤其涉及一種三相橋式逆變大容量蓄電池充電裝置。
背景技術：
大容量蓄電池充電裝置過去大多釆用相控整流技術，功率器件釆
用可控硅SCR和小容量的GTO、 GTR功率器件，不僅效率低、能耗大、功率因數低、輸出精度差，存在嚴重的過充電和析氣等現象，影響電源的品質和蓄電池的使用壽命，而且由于控制回路與輔助回路需要釆用工頻變壓器隔離，電源的體積和重量都很大。隨著開關電源技術和大功率電子開關器件迅速發展，直流電源裝置主要釆用H橋逆變、高頻變壓器隔離技術，而在鐵路機車上這種直流電源的輸入一般為輔助變流器輸出的三相交流電壓或輔助變流器中間直流電壓，其電壓值一般都很高，且變化范圍大，三相交流電整流成的直流電壓及輔助變流器中間直流電壓 一般都在530V ~ 900V之間。因此在開關功率器件上， 一是釆用高耐壓等級，中、大容量的IGBT,單相H橋逆變、隔離、整流輸出；二是釆用較低耐壓等級、小容量的IBGT或場效應管，多路H橋逆變、隔離、整流并聯輸出；這兩種方式都具有高效率、低能耗、高功率因數，高輸出精度的特點。但是，由于第一種方
3式的開關頻率很難達到15K以上的頻率， 一般在10K以下，因此隔
離變壓器和輸出電抗器會產生高頻噪聲，噪聲隨著輸出電流的增大而
增強。如果增大開關頻率到15K以上，IGBT熱損耗急劇增加、換流惡化，產品的可靠性及壽命都會受到極大影響。第二種方式開關頻率雖然可以到達20K以上，但小容量IBGT或場效應管的耐壓等級低，因此當中間回路電壓較高時還必須采用雙管串聯，另外還需對多路電源的輸出電流進行均流控制，系統選用的元件數量多，控制復雜，可靠性也會受到影響。
在開關電源的主電路中經常會應用到單相半橋逆變電路，它的優點是電路簡單，使用器件少。但是，輸出交流電壓幅值為Udc/2,直流側需兩電容器串聯。另外，單相半橋逆變電路與單相H橋逆變電路相比，輸出電壓是單相H橋逆變電路的1/2，在相同輸出功率的情況下，變壓器的原邊電流是單相H橋逆變電路的2倍，在開關頻率小于lOKHz的情況下，變壓器和電抗器的噪聲會更大。
發明內容
本發明的目的就是克服上述現有技術之不足，提供一種在輸入電壓值高、變化范圍大的條件下，釆用高耐壓大容量IGBT管，而能夠降低隔離變壓器及輸出電抗器高頻噪聲且控制簡單的三相橋式逆變大容量蓄電池充電裝置。
本發明的目的是這樣現的 一種三相橋大容量蓄電池充電裝置，由IGBT管及其PWM脈寬調制控制電路、隔離變壓器、整流二極管和輸出電抗器構成，其特征在于IGBT管(Q1 Q6)和電容(Cl)構成三相橋式逆變輸入電路，整流二極管(D1 D6)、電抗器(Ll)和電容(C2)構成三相整流輸出電路，三相隔離變壓器(Tl)將輸入電路和輸出電路耦合起來。
此種充電裝置的第一種控制方法是在三相橋式逆變輸入電路中，SU、 SV、 SW的上橋臂的觸發信號相位差依次為120° ,占空比大于O,小于33.3%， SU、 SV、 SW的下橋臂的觸發信號與上橋臂的觸發信號互補，且設置死區時間。
此種充電裝置還可以使用第二種控制方法在三相橋式逆變輸入電路中，SU、 SV、 SW的上橋臂的觸發信號相位差依次為120° , SU、SV、 SW的下橋臂的觸發信號相位差仍依次為120° , SU、 SV、 SW的下橋臂的觸發信號與上橋臂的觸發信號相位差為180° ，占空比大于0，小于33.3%。
變壓器噪聲共有兩個聲源， 一是鐵心，二是繞組。鐵心產生噪聲的原因是構成鐵心的硅鋼片在交變磁場的作用下，會發生微小的變化即磁致伸縮，磁致伸縮使鐵心隨勵磁頻率的變化做周期性振動，振動幅度隨勵磁電流的增加而增加。繞組產生振動的原因是電流在繞組中產生電磁力，電磁力(和振動幅值)與電流的平方成正比，而發射的聲功率與振動幅值的平方成正比。因此，發射的聲功率與負載電流有很
明顯的關系。漏磁場也能使結構件產生振動。
采用本發明的技術方案，在第一種控制方法的情況下，與已有技術的單相H橋逆變電路相比較，在變壓器原副邊的電流基波頻率相同、輸入直流電壓及輸出功率相同的情況下，前者原副邊的電流降低；三相變壓器的漏磁比單相變壓器的漏磁低，能夠大幅度降低變壓器產生的高頻噪聲；采用高耐壓等級、中、大容量的IGBT管，雖然其基波頻率無法高出音頻頻率，但整流輸出的脈沖電壓的頻率為開關頻率的三倍，足以超出音頻范圍，因而消除了電抗器產生的高頻噪聲。
在變壓器和電抗器釆用相同材料的鐵心和繞組的情況下，在開關頻率為8KHz,中間電壓為750VDC,輸出電壓為110VDC，輸出電流為55A時，釆用單相H橋逆變輸入電路，其噪聲達到85dB，而釆用三相橋式逆變輸入電路,其噪聲低于50dB;當輸出電流增大到110A時，釆用單相H橋逆變電路，其噪聲達到100dB,而釆用三相橋式逆變電路，其噪聲低于65dB。
釆用本發明的技術方案，在第二種控制方法的情況下，占空比大于0，小于33.3%,充電裝置中隔離變壓器的相電壓頻率是開關頻率的三倍，已超出音頻范圍，因而實現了消除了變壓器和電抗器產生高頻噪聲的目的。試驗表明，在開關頻率為8KHz，中間電壓為750VDC，輸出電壓為110VDC,輸出電流為IIOA時，人耳基本聽不到變壓器和電抗器產生的噪聲。
附圖1為本發明實施例釆用三相橋式逆變輸入電路的大容量蓄電池充電裝置的主電路示意圖。
附圖2為釆用第一種控制方法時附圖1中的IGBT管的驅動電壓
波形圖。附圖3為釆用第一種控制方法時附圖1的裝置在開關頻率為8K 時，實測的SU和SW上橋臂驅動電壓波形以及變壓器A C端的電壓 波形。
附圖4為釆用第二種控制方法時附圖1中的IGBT管的驅動電壓
波形圖。
附圖5為釆用第二種控制方法時附圖1的裝置在開關頻率為8K 時，不同占空比下，SU上橋臂的驅動電壓、變壓器AO端和AB的 電壓波形。
具體實施例方式
參看附圖1，該實施例的三相橋式逆變大容量蓄電池充電裝置， 其輸入電路是由IGBT管(Q1 Q6)和電容(Cl)構成三相橋式逆變 電路，輸出電路是由整流二極管(D1 D6)、電抗器(L1)和電容(C2) 構成的三相整流電路，三相隔離變壓器(T1)將輸入電路和輸出電路耦 合起來。用PWM脈寬調制控制電路(圖中來示出)控制三相橋式逆變 輸入電路中IGBT管的開通寬度。
采用第一種控制方法控制本實施例的充電裝置，開關頻率為8K 時各橋臂的驅動電壓波形見附圖2。 SU、 SV、 SW的上橋臂的觸發信 號相位差依次為120° ，占空比大于O,小于33.3%， SU、 SV、 SW
的下橋臂的觸發信號與上橋臂的觸發信號互補，為避免上下橋臂貫 通，設置了 6 8us的死區時間。附圖3為在開關頻率為8K時，實測 的SU和SW上橋臂驅動電壓波形以及變壓器A C端的電壓波形。釆用第二種控制方法控制本實施例的充電裝置，開關頻率為8K
時各橋臂的驅動電壓波形見附圖4。 SU、 SV、 SW的上橋臂的觸發信 號相位差依次為120° , SU、 SV、 SW的下橋臂的觸發信號相位差仍 依次為120° , SU、 SV、 SW的下橋臂的觸發信號與上橋臂的觸發 信號相位差為180° ，占空比大于0，小于33.3%。附圖5給出了在 開關頻率為8K時，不同占空比下，SU上橋臂的驅動電壓、變壓器 AO端和AB端的電壓波形。占空比不能等于33.3%。因為，當占空 比等于33.3%時，其各管子的導通順序與傳統的120°導通型各管子 的導通方式相同，輸出相電壓的頻率就會等于開關頻率，如附圖5中 的(g)所示。
權利要求
1、一種三相橋式逆變大容量蓄電池充電裝置，由IGBT管及其PWM脈寬調制控制電路、隔離變壓器、整流二極管和輸出電抗器構成，其特征在于IGBT管(Q1～Q6)和電容(C1)構成三相橋式逆變輸入電路，整流二極管(D1～D6)、電抗器(L1)和電容(C2)構成三相整流輸出電路，三相隔離變壓器(T1)將輸入電路和輸出電路耦合起來。
2、 一種權利要求1所述充電裝置的控制方法，其特征在于三相橋式逆變輸入電路中，SU、 SV、 SW的上橋臂的觸發信號相位差依次為120° ,占空比大于O,小于33.3%, SU、 SV、 SW的下橋臂的觸發信號與上橋臂的觸發信號互補，且設置死區時間。
3、 一種權利要求1所述充電裝置的控制方法，其特征在于三相半橋式逆變輸入電路中，SU、 SV、 SW的上橋臂的觸發信號相位差依次為120° ， SU、 SV、 SW的下橋臂的觸發信號相位差仍依次為120° ， SU、 SV、 SW的下橋臂的觸發信號與上橋臂的觸發信號相位差為180° ,占空比大于O,小于33.3%。
全文摘要
本發明的三相橋式逆變大容量蓄電池充電裝置，由IGBT管及其PWM脈寬調制控制電路、隔離變壓器、整流二極管和輸出電抗器構成，輸入電路采用由IGBT管和電容構成的三相橋式逆變電路，輸出電路采用由整流二極管、電抗器和電容構成的三相整流輸出電路，三相隔離變壓器將輸入電路和輸出電路耦合起來。當IGBT管的開關頻率在音頻范圍時，可大幅度降低隔離變壓器和輸出電抗器的噪聲，甚至可以達到靜音。
文檔編號H02J7/02GK101521402SQ20091013320
公開日2009年9月2日 申請日期2009年3月26日 優先權日2008年6月30日
發明者蔡志偉, 韓樹明 申請人:中國北車集團大連機車車輛有限公司