直流/直流轉換裝置與跳頻控制模塊及跳頻控制方法

專利名稱：直流/直流轉換裝置與跳頻控制模塊及跳頻控制方法
技術領域：
本發明是有關于一種電壓轉換控制方法，特別是指一種針對電壓轉換電路 操作于跳頻模式下的跳頻控制方法。
背景技術：
參閱圖1，為習知直流/直流轉換裝置900，其中包含一直流/直流轉換器 (DC/DC Converter)卯l及一回授控制電路902,直流/直流轉換器901為半橋式 LLC振蕩電路且回授控制電路902,其中具有一 ST L6599型控制芯片903。
當負載電流減小(負載電阻Ro增大)時，直流/直流轉換器卯l的輸出電壓Vo 會微幅上升，導致回授控制電路卯2中的A點電壓Vcomp下降，當A點電壓 Vcomp低于控制芯片903的默認值時，則回授控制電路902將不會輸出驅動訊 號HVG、 LVG,使得直流/直流轉換器901停止電壓轉換動作，此時，直流/直 流轉換器卯l停止工作一段間歇時間。由于在該間歇時間內，直流/直流轉換器 卯l的輸出電壓Vo會微幅下降，導致回授控制電路902中的A點電壓Vcomp 上升，因此，回授控制電路將會輸出驅動訊號HVG、 LVG,使得直流/直流轉換 器901開始進行電壓轉換動作而進入工作時間。
因此，習知回授控制電if各902是根據A點電壓Vcomp的變化來控制直流/ 直流轉換器901工作還是間歇。且配合參閱圖2所示，A點電壓Vcomp為一漸 變訊號，也就是i兌A點電壓Vcomp遞減至控制芯片903的默i人值的時間相庫交于 輸出電壓Vo緩慢，以致于直流/直流轉換器901在A點電壓Vcomp遞減過程中 產生過長的工作時間，如圖2之t91-t92時間所示。然而，直流/直流轉換器901 所轉換的能量大都集中于前幾個周期，如圖2之電感電流Ipri所示，而后幾個 周期直流/直流轉換器卯l所轉換的能量很少，甚至幾乎不轉換能量，因此，過長的工作時間將會造成習知直流/直流轉換裝置900之功率耗損。

發明內容
因此，本發明之目的，即在提供一種可以降低功率消耗的跳頻控制方法。 于是，本發明跳頻控制方法，是應用于一跳頻控制模塊，該跳頻控制模塊 適合與一電壓轉換電路配合使用，用以在該電壓轉換電路操作于一跳頻模式下
產生一驅動電壓轉換電路的驅動訊號，跳頻控制方法包含以下步驟
(A) 產生 一周期性的脈沖訊號；
(B) 根據一與電壓轉換電路的輸出電壓成反比的調節訊號產生一控制訊號， 該控制訊號的每一周期具有一 間歇時間(off-time)及一 固定的工作時間(on-time)， 且間歇時間是與調節訊號成反比；及
(C) 根據控制訊號與脈沖訊號產生驅動訊號，以驅動電壓轉換電路進行電壓 轉換。
較佳地，步驟(B)是利用調節訊號控制一壓控電流源的輸出電流，并使該輸 出電流對一儲能電容充電至一第一臨界電壓值，以決定間歇時間。
較佳地，步驟(B)的工作時間是儲能電容對一電阻放電至一低于第一臨界電 壓值的第二臨界電壓值的時間。
較佳地，步驟(C)是將控制訊號與脈沖訊號作"及(AND)運算"而產生驅動訊
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此外，本發明之目的，即在提供一種可以降低功率消耗的跳頻控制模塊。 本發明跳頻控制模塊，適合與一電壓轉換電路配合使用，用以在電壓轉換 電路操作于一跳頻模式下產生一驅動電壓轉換電路的驅動訊號，跳頻控制模塊 包含 一高頻訊號產生器、 一間歇時間調節器及一驅動訊號產生電路。
高頻訊號產生器用以產生一周期性的脈沖訊號；間歇時間調節器才艮據一與電壓轉換電路的輸出電壓成反比的調節訊號產生一控制訊號，該控制訊號的每 一周期具有一間歇時間及一固定的工作時間，且間歇時間是與調節訊號成反比； 驅動訊號產生電路根據脈沖訊號與控制訊號產生驅動訊號，以驅動電壓轉換電 路進行電壓轉換。
較佳地，間歇時間調節器包括一壓控電流源、 一儲能電容及一遲滯比較器。 其中，壓控電流源根據電壓轉換電路的輸出電壓而產生輸出電流；儲能電容具
有一耦接壓控電流源的第一端及一接地的第二端；遲滯比較器具有一耦接儲能
電容的第一端的非反相端、 一接收一參考電壓的反相端及一輸出端，遲滯比較 器藉由參考電壓形成一遲滯區間，該遲滯區間具有一第一臨界電壓值。遲滯比 較器會限制壓控電流源對儲能電容充電至第一臨界電壓值，以決定間歇時間， 且由遲滯比較器的輸出端輸出控制訊號。
進一步地，間歇時間調節器還包括一電阻，該電阻具有一耦接儲能電容的 笫一端及一接地的第二端，且遲滯區間還具有一低于第一臨界電壓值的第二臨 界電壓值。遲滯比較器會限制儲能電容對電阻放電至第二臨界電壓值，以決定 工作時間。
進一步地，間歇時間調節器還包括一第一開關、 一第二開關及一反相器。
第一開關串接于壓控電流源與儲能電容之間；第二開關串接于電阻與地之間； 反相器的輸入端耦接遲滯比較器的輸出端，反相器的輸出端控制第一開關的啟 閉，遲滯比較器的輸出端控制該第二開關的啟閉，該第一開關與第二開關用以 切換儲能電容的充/放電。
此外，本發明之目的，即在提供一種可以降低功率消耗的直流/直流轉換裝置。
本發明直流/直流轉換裝置包含一電壓轉換電路及一跳頻控制模塊。電壓轉 換電路操作于一跳頻模式；跳頻控制模塊包括一高頻訊號產生器、 一間歇時間 調節器及一驅動訊號產生電路，其內部構件與上述相同。本發明之功效在于，跳頻控制模塊根據電壓轉換電路的輸出電壓來調整控 制訊號的間歇時間，并固定控制訊號的工作時間，如此一來，將可以避免發生 工作時間過長的問題。


圖l是一電路圖，說明習知直流/直流轉換裝置之內部組件關系； 圖2是一波形圖，說明習知直流/直流轉換裝置因為工作時間過長所產生能 量損耗的問題；
圖3是一電路圖，說明本發明直流/直流轉換裝置之較佳實施例；
圖4是一電路圖，說明本實施例之間歇時間調節器的內部電路；
圖5是一波形圖，說明本實施例之遲滯比較器的遲滯區間；
圖6是一波形圖，說明間歇時間調節器如何產生控制訊號LF;
圖7是一流程圖，說明本發明跳頻控制方法的細部流程；及
圖8是一波形圖，it明跳頻控制才莫塊如何產生驅動訊號Drvl、 Drv2。。
具體實施例方式
有關本發明之前述及其它技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之 一個較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。
參閱圖3，為本發明直流/直流轉換裝置100之較佳實施例，該直流/直流轉 換裝置100是應用于跳頻技術(Frequency-H叩ping Spread Spectrum, FHSS),并 且在一 固定的工作時間(on-time)下，適當地調整間歇時間(off-time)的時間長度， 使得直流/直流轉換裝置100在工作時間內高效率地傳遞能量，并減少輕載時電 路的耗損。在本實施例中，直流/直流轉換裝置100包含一電壓轉換電路1及一 跳頻控制模塊2。
電壓轉換電路1可應用于隔離與非隔離的各類直流/直流轉換器，例如降壓轉換器(Buck Converter)、升壓轉換器(Boost Converter),升降壓轉換器 (Buck-Boost Converter)、馳返轉換器(Flyback Converter)、順向式轉4奐器(Forward Converter),及LLC振蕩電路等，而本實施例之電壓轉換電路1則為一半橋式 LLC振蕩電路，并具有一第一功率開關Q1及第二功率開關Q2。
跳頻控制模塊2用以產生一組驅動訊號，以控制電壓轉換電路l中第一功 率開關Ql及第二功率開關Q2的啟閉。然而，在本實施例中，電壓轉換電路1 是操作于一跳頻模式，在跳頻模式下，跳頻控制模塊2控制電壓轉換電路1在 一工作時間與一間歇時間之間交替作動。于工作時間內，跳頻控制模塊2會輸 出驅動訊號，使得電壓轉換電路1進行電壓轉換；反之，跳頻控制模塊2會于 間歇時間內開啟(open/off)第一功率開關Ql及第二功率開關Q2,以停止電壓轉 換電路1作動。跳頻控制模塊2包括一回授調節電路3、 一高頻訊號產生器4、 一間歇時間調節器5及一驅動訊號產生電路6。
回授調節電^各3用以才艮據電壓轉換電路1的輸出電壓Vo產生一調節訊號 Vreg,調節訊號Vreg用以產生控制訊號LF及控制驅動訊號產生電路6產生之 驅動訊號的切換頻率，回授調節電路3將產生之調節訊號Vreg傳送至高頻訊號 產生器4及間歇時間調節器5;高頻訊號產生器4及間歇時間調節器5根據調節 訊號Vreg分別產生一組周期性的脈沖訊號Drv01 、 Drv02及一控制訊號LF，其 細部動作容后補述；驅動訊號產生電路6則根據脈沖訊號Drv01、 Drv02及控制 訊號LF轉換產生足以驅動第一功率開關Ql及第二功率開關Q2啟閉的驅動訊 號Drvl、 Drv2。
特別說明的是，當負載電流越小(負載電阻Ro越大)時，電壓轉換電路l的 輸出電壓Vo則會微幅上升，因此，第一功率開關Ql及第二功率開關Q2需要 較高的切換頻率，方能維持固定的輸出電壓Vo,故需要較低電壓值的調節訊號 Vreg, 4奐言之，輸出電壓Vo與調節訊號Vreg成反比。
參閱圖4，為本實施例之間歇時間調節器5的內部電路圖，該間歇時間調節器5包括有一壓控電流源51、 一第一開關S1、 一第二開關S2、 一儲能電容C、 一電阻R、 一反相器52及一遲滯比較器53。
壓控電流源51用以沖艮據調節訊號Vreg改變其輸出的充電電流；第一開關 Sl具有一耦接壓控電流源51的第一端501及一第二端502;儲能電容C具有一 耦接第一開關Sl之第二端502的第一端503及一4妄地的第二端504;電阻R具 有一耦接儲能電容C之第一端503的第一端505及一第二端506;第二開關S2 具有一耦接電阻R之第二端506的第一端507及一接地的第二端508;遲滯比較 器53具有一耦接儲能電容C之第一端503的非反相端、 一接收一參考電壓Vref 的反相端及一輸出端；反相器52的輸入端耦接遲滯比較器53的輸出端，且反 相器52的輸出端控制第一開關Sl及第二開關S2的啟閉。
值得一提的是，遲滯比較器53利用參考電壓Vref形成一遲滯區間 (hysteresis),配合參閱圖5，其中具有一第一臨界電壓值VH及一第二臨界電壓 值VL。此外，遲滯比較器53的輸出端所輸出的訊號即為控制訊號LF。
配合參閱圖6,首先，假設控制訊號LF為低準位，使得第一開關S1為關閉 (close/on),第二開關S2則為開啟(叩en/off),且儲能電容C的初始電壓Vc為零。 因此，壓控電流源51在接收到調節訊號Vreg后產生對應的充電電流，并對4諸 能電容C進行充電(如t0-tl時間)，當儲能電容C所儲存的電壓Vc達到遲滯比 較器53的第一臨界電壓值L1(VH)時，控制訊號LF會轉換為高準位，使得第一 開關Sl ;故開啟(open/off)而4亭止充電。
特別說明的是，控制訊號LF中包含工作時間及間歇時間，而儲能電容C充 電至第一臨界電壓值L1(VH)的時間即為控制訊號LF中的間歇時間，此時，控 制訊號LF為低準位。換言之，驅動訊號產生電路6根據控制訊號LF轉換產生 之驅動訊號Drvl、 Drv2中會有一段間歇時間及一段工作時間，電壓轉換電路1 會在該間歇時間暫時停止作動，直到進入工作時間。
當控制訊號LF轉換為高準位時，第一開關Sl開啟(open/off)且第二開關S2關閉(close/on),儲能電容C開始對電阻R進行放電(如tl-t2時間)，且it電時間 則為RC時間常數。在放電的過程中，儲能電容C的電壓Vc會下降直到低于遲 滯比較器53的第二臨界電壓值L2(VL),則控制訊號LF會再轉換為低準位。
在本實施例中，儲能電容C放電至第二臨界電壓值L2(VL)的時間即為控制 訊號LF中的工作時間，此時，控制訊號LF為高準位。又由于儲能電容C的容 值及電阻R的阻值皆不變，因此，儲能電容C的放電時間將會固定為RC時間 常數，也就是說控制訊號LF的工作時間將為固定值，換言之,tl-t2時間會與t3-t4 時間相同，至于t0-tl時間是否會與t2-t3時間相同，則是由調節訊號Vreg來決 定，若調節訊號Vreg越小，則儲能電容C的電壓Vc越慢充電至第一臨界電壓 值L1(VH),故控制訊號LF的間歇時間越長(如t0-tl時間)；反之，調節訊號Vreg 越大，則儲能電容C的電壓Vc越快充電至第一臨界電壓值L1(VH)，故控制訊 號LF的間歇時間越短(如t243時間)。
整體而言，在負載電流減小(負載電阻Ro增大)的情況下，電壓轉換電路1 的輸出電壓Vo上升，則調節訊號Vreg的電壓會降低(兩者成反比)，使得壓控電 流源51輸出較小的充電電流，充電時間變長，以致于控制訊號LF中的間歇時 間變長，電壓轉換電路l不作動的時間也相對變長，使輸出電壓Vo下降；反之， 當電壓轉換電路1的輸出電壓Vo下降，則調節訊號Vreg的電壓上升，4吏得壓 控電流源51可用較大的充電電流對儲能電容C進行充電，故控制訊號LF中的 間歇時間縮短，但工作時間固定，因此在一個波形周期中，電壓轉換電路1進 行電壓轉換的工作時間相對變長，而使輸出電壓Vo上升，如此一來，跳頻控制 模塊2可維持電壓轉換電路1輸出固定的輸出電壓Vo。
參閱圖3、圖7及圖8，以下將詳細說明跳頻控制模塊2的細部作動，圖7 為本實施例之跳頻控制方法的流程圖，圖8為跳頻控制模塊2所產生的訊號波 形圖。
步驟10,回授調節電路3根據電壓轉換電路1的輸出電壓Vo對應產生一與輸出電壓Vo成反比的調節訊號Vreg,并傳送至高頻訊號產生器4及間歇時間調 節器5。
步驟20,高頻訊號產生器4根據調節訊號Vreg產生一組周期性的脈沖訊號 Drv01、 Drv02。脈沖訊號Drv01及Drv02分別用以提供驅動訊號產生電路6， 使其產生驅動訊號Drvl及Drv2。
在高頻訊號產生器4執行步驟20的同時，間歇時間調節器5于接收到調節 訊號Vreg后執行步驟30及步驟40。
步驟30，間歇時間調節器5利用調節訊號Vreg控制壓控電流源51的輸出 電流，并對儲能電容C進行充電，以產生控制訊號LF中的間歇時間，即t20-t30 時間。由圖8可知，在t20-t30時間區間中，調節訊號Vreg上升的斜率4交緩，即 表示儲能電容C的充電速度較慢，因此間歇時間較長；相對地，在下一個周期 的t40-t50時間區間中，調節訊號Vreg上升的斜率較陡，因此，儲能電容C較 快充電至第 一臨界電壓值，故間歇時間較短。
步驟40,間歇時間調節器5利用儲能電容C對電阻R放電的RC時間常數 及遲滯比較器53的遲滯區間，產生控制訊號LF中的工作時間，即tl0-t20時間。 在本實施例中，工作時間的長度為脈沖訊號Drv01(或Drv02)的三個脈沖周期， 換言之，儲能電容C的容值及電阻R的阻值將需要被妥善的設計，使得RC時 間常數為脈沖訊號Drv01(或Drv02)的三個脈沖周期。
步驟50,驅動訊號產生電^各6將樂K沖訊號Drv01(或Drv02)及控制訊號LF 轉換后產生足以驅動第一功率開關Ql及第二功率開關Q2的驅動訊號Drvl、 Drv2。在本實施例中，驅動訊號產生電路6為數字邏輯電路，其中是將脈沖訊 號Drv01、 Drv02與控制訊號LF相互作，，及(AND)，，運算而產生驅動訊號Drvl、 Drv2。
因此，驅動訊號產生電路6所產生之驅動訊號Drvl、 Drv2會控制第一功率 開關Ql及第二功率開關Q2的啟閉，使得電壓轉換電路中的儲能電感Lr進行儲能與釋能，其電感電流Ipri的波形如圖8所示。
此外，控制訊號LF中工作時間的長度并不以三個脈沖訊號Drv01(或Drv02) 的周期為限，設計人員可以依不同的需求而改變，只要適當地調整電阻R的阻 值、儲能電容C的容值，或是遲滯比較器53的遲滯區間即可。順代一提的是， 在跳頻控制模塊2運作時，僅會調整間歇時間的長度，故工作時間一旦決定之 后，在跳頻控制模塊2運作的時候將不會改變。
綜上所述，本發明直流/直流轉換裝置100藉由跳頻控制模塊2產生一個工 作時間固定^f旦間歇時間可調整的驅動訊號Drvl、 Drv2，不《又可以維持一個固定 的輸出電壓Vo,且電壓轉換電路1在一個預先規劃好的工作時間內進行轉換， 可避免過長的工作時間所導致的開關切換損耗及電壓轉換效能不佳的問題。
惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實 施之范圍，即大凡依本發明申請專利范圍及發明說明內容所作之簡單的等效變 化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之范圍內。
權利要求
1.一種跳頻控制方法，應用于一跳頻控制模塊，該跳頻控制模塊適合與一電壓轉換電路配合使用，用以在該電壓轉換電路操作于一跳頻模式下產生一驅動該電壓轉換電路之驅動訊號，該跳頻控制方法包含以下步驟(A)產生一周期性的脈沖訊號；(B)根據一與該輸出電壓成反比的調節訊號產生一控制訊號，該控制訊號的每一周期包括一間歇時間及一固定的工作時間，且該間歇時間與該調節訊號成反比；及(C)根據該控制訊號與該脈沖訊號產生該驅動訊號，以驅動該電壓轉換電路進行電壓轉換。
2. 依據權利要求1所述的跳頻控制方法，其中，該步驟(A)是產生一周期性的 脈沖訊號，該脈沖訊號的頻率為允許的最高開關頻率。
3. 依據權利要求1所述的跳頻控制方法，其中，該步驟(B)是利用該調節訊號 控制一壓控電流源的輸出電流，并使該輸出電流對一儲能電容充電至一第一 臨界電壓值以決定該間歇時間。
4. 依據權利要求3所述的跳頻控制方法，其中，該步驟(B)之工作時間是該儲 能電容對一電阻放電至一低于該第一臨界電壓值的第二臨界電壓值的時間。
5. 依據權利要求1所述的跳頻控制方法，其中，該步驟(C)是將該控制訊號與 該脈沖訊號作"及運算"而產生該驅動訊號。
6. —種跳頻控制斗莫塊，適合與一電壓轉換電路配合使用，用以在該電壓轉換電 路操作于一跳頻模式下產生一驅動該電壓轉換電路之驅動訊號，該跳頻控制 模塊包含一高頻訊號產生器，用以產生一周期性的脈沖訊號；一間歇時間調節器，根據一與該輸出電壓成反比的調節訊號產生一控制 訊號，該控制訊號的每一周期包括一間歇時間及一 固定的工作時間，且該間 歇時間與該調節i孔號成反比；及一驅動訊號產生電^各，才艮據該脈沖訊號與該控制訊號產生該驅動訊號， 以驅動該電壓轉換電路進行電壓轉換。
7. 依據權利要求6所述的跳頻控制模塊，其中，該間歇時間調節器包括一壓控電流源、 一儲能電容及一遲滯比較器，該壓控電流源根據該調節訊號而產生 輸出電流，該儲能電容具有一耦接該壓控電流源的第一端及一接地的第二 端，該遲滯比較器具有一耦接該儲能電容的第一端的非反相端、 一接收一參 考電壓的反相端及一輸出端，該遲滯比較器根據該參考電壓形成一遲滯區 間，該遲滯區間具有一第一臨界電壓值，該遲滯比較器限制該壓控電流源對 該儲能電容充電至該第一臨界電壓值，以決定該間歇時間，且由該遲滯比較 器的輸出端輸出該控制訊號。
8. 依據權利要求7所述的跳頻控制模塊，其中，該間歇時間調節器還包括一電 阻，該電阻具有一耦接于該儲能電容的第一端及一接地的第二端，該遲滯區 間還具有一低于該第一臨界電壓值的第二臨界電壓值，該遲滯比較器限制該 儲能電容對該電阻放電至該第二臨界電壓值，以決定該工作時間。
9. 依據權利要求8所述的跳頻控制模塊，其中，該間歇時間調節器還包括一第 一開關、 一第二開關及一反相器，該第一開關串接于該壓控電流源與該儲能 電容之間，該第二開關串接于該電阻與地之間，該反相器的輸入端耦接該遲 滯比較器的輸出端，該反相器的輸出端控制該第一開關的啟閉，該遲滯比較 器的輸出端控制該第二開關的啟閉，該第一開關與第二開關用以切換該儲能 電容的充/》文電。
10. 依據權利要求6所迷的跳頻控制模塊，還包含一回授調節電路，用以根據該 電壓轉換電路的輸出電壓產生該調節訊號。
11. 依據權利要求6所述的跳頻控制模塊，其中，該高頻訊號產生器產生一周期 性的脈沖訊號，該脈沖訊號的頻率為允許的最高開關頻率。
12. 依據權利要求6所述的跳頻控制模塊，其中，該驅動訊號產生電路是將該控制訊號與該脈沖訊號作"及"運算而產生該驅動訊號。
13. —種直流/直流轉換裝置，包含一電壓轉換電路，于一跳頻模式下操作；及一跳頻控制模塊，包括一高頻訊號產生器、 一間歇時間調節器及一驅動 訊號產生電路，該高頻訊號產生器用以產生一周期性的脈沖訊號，該間歇時 間調節器根據一與該輸出電壓成反比的調節訊號產生一控制訊號，該控制訊 號的每一周期包括一間歇時間及一 固定的工作時間，且該間歇時間與該調節 訊號成反比，該驅動訊號產生電路才艮據該脈沖訊號與該控制訊號產生該驅動 訊號，以驅動該電壓轉換電路進行電壓轉換。
14. 依據權利要求13所述的直流/直流轉換裝置，其中，該間歇時間調節器包括 一壓控電流源、 一儲能電容及一遲滯比較器，該壓控電流源根據該調節訊號 而產生輸出電流，該儲能電容具有一耦接該壓控電流源的第一端及一接地的 第二端，該遲滯比較器具有一耦接該儲能電容的第一端的非反相端、 一接收 一參考電壓的反相端及一輸出端，該遲滯比較器根據該參考電壓形成一遲滯 區間，該遲滯區間具有一第一臨界電壓值，該遲滯比較器限制該壓控電流源 對該儲能電容充電至該第一臨界電壓值，以決定該間歇時間，且由該遲滯比 較器的輸出端輸出該控制訊號。
15. 依據權利要求14所述的直流/直流轉換裝置，其中，該間歇時間調節器還包 括一電阻，該電阻具有一耦接于該儲能電容的第一端及一接地的第二端，該 遲滯區間還具有一低于該第一臨界電壓值的第二臨界電壓值，該遲滯比較器 限制該儲能電容對該電阻放電至該第二臨界電壓值，以決定該工作時間。
16. 依據權利要求15所述的直流/直流轉換裝置，其中，該間歇時間調節器還包 括一第一開關、 一第二開關及一反相器，該第一開關串接于該壓控電流源與 該儲能電容之間，該第二開關串接于該電阻與地之間，該反相器的輸入端耦 接該遲滯比較器的輸出端，該反相器的輸出端控制該第一開關的啟閉，該遲滯比較器的輸出端控制該第二開關的啟閉，該第一開關與第二開關用以切換 該儲能電容的充"文電。
17. 依據權利要求13所述的直流/直流轉換裝置，其中，該跳頻控制模塊還包含 一回授調節電路，用以根據該電壓轉換電路的輸出電壓產生該調節訊號。
18. 依據權利要求13所述的直流/直流轉換裝置，其中，該高頻訊號產生器產生 一周期性的脈沖訊號，該脈沖訊號的頻率為允許的最高開關頻率。
19. 依據權利要求13所述的直流/直流轉換裝置，其中，該驅動訊號產生電路是 將該控制訊號與該脈沖訊號作"及"運算而產生該驅動訊號。
20. 依據權利要求13所述的直流/直流轉換裝置，其中，該電壓轉換電路為一半 橋式LLC振蕩電路。
全文摘要
一種跳頻控制方法，應用于一跳頻控制模塊，該跳頻控制模塊適合與一電壓轉換電路配合使用，用以在該電壓轉換電路操作于一跳頻模式下產生一驅動電壓轉換電路的驅動訊號。首先，產生一脈沖訊號。接著，根據一與該電壓轉換電路的輸出電壓成反比的調節訊號產生一控制訊號，控制訊號的每一周期具有一間歇時間及一固定的工作時間，且間歇時間與調節訊號成反比。最后再根據控制訊號與脈沖訊號產生驅動訊號，以驅動電壓轉換電路進行電壓轉換，如此一來，將可以避免發生過長的工作時間，以降低功率消耗。
文檔編號H02M3/335GK101615846SQ20091004163
公開日2009年12月30日 申請日期2009年7月30日 優先權日2009年7月30日
發明者葉志紅, 唐雪鋒, 李明珠, 蔡定輝, 趙清林 申請人:旭麗電子(廣州)有限公司;光寶科技股份有限公司