精細調諧多路輸出變換器的制作方法

專利名稱：精細調諧多路輸出變換器的制作方法
技術領域：
本發明涉及直流/直流變換器，尤其涉及具有初級端有源箝位的次級端穩壓變換器(regulated converter)。
背景技術：
回掃電壓變換器是在輸入和輸出之間或輸出之間具有電絕緣的直流/直流變換器。具體地，回掃電壓變換器是具有分路形成變壓器的電感的降壓升壓變
換器，該變壓器具有呈現相反繞組方向的初級端繞組和次級端繞組。在通常的回掃電壓裝置中，次級電路使用阻塞二極管(blocking diode)來確保電流在初級開關打開時僅在次級繞組中流動。
具有多路輸出的回掃電壓變換器在本領域是已知的。各個輸出由與初級繞組電磁相互作用的次級繞組以及專用的阻塞二極管驅動。各個次級繞組的輸出電壓被設置在輸出濾波電容器兩端以提供給負載。輸出負載電流中的變化、變壓器和阻塞二極管中的壓降、以及非理想變壓器匝數比需要輸出電壓被有效調整以維持恒定電平。在一個實施例中，初級端調整被用來通過反饋代表要控制的量的控制信號、并將要控制的量與預定基準作比較來控制輸出電壓之一。差值被用來控制初級端開關，以便于使特定輸出符合預定基準。其余各輸出跟蹤由變壓器的匝數比確定的經調整輸出；然而它們不被嚴格調整，尤其在負載的范圍上。
初級端調整不能單獨控制各個次級輸出，因此經常提供次級端調整。在現有技術已知的次級端調整(也可稱為次級端后調整)中，換向電控開關被設置
6成與各個次級電路的阻塞二極管串聯。然后控制開關以便于調整相關聯的次級輸出電壓。
Chang等人的于2002年4月9日授權的美國專利S/N. 6，369，525、以及Peker等人的題為"Secondary Side Post Regulation for LED Backlighting"(用于LED逆光的次級端后調整)、2007年1月9日提交的并于2007年6月12日公開為美國專利申請公開S/N. 2007/0459421 Al的美國專利申請11/621,160，它們每一個的全部內容都通過引用結合于此，它們涉及提供多個單獨調整輸出的回掃電壓變換器。各個次級端開關展現有阻塞二極管與其串聯，從而防止反向電流流過MOSFET開關的內部體二極管。使用低輸出電壓，阻塞二極管兩端的正向壓降變成限制變換器的工作效率的重要因素。
西門子的1995年8月4日公開的、其全部內容通過引用完全結合于此的歐洲專利S/N. EP 0698959 Al涉及具有多個受控次級繞組的直流/直流電壓變換器。在一個實施例中，電控開關包括內部電子管部件來執行阻塞二極管功能。不幸的是對這種內部電子管部件的需求在不提供附加的阻塞二極管的情況下防止使用低成本的MOSFET器件。
所需要的并且現有技術所沒有提供的是在無需阻塞二極管的情況下允許使用MOSFET電控開關的次級端后調整方案。

發明內容
鑒于上述討論以及其他各種考慮因素，本公開內容提供克服現有功率管理系統和方法的部分或所有缺點的方法和裝置。在此還將描述本發明方法和裝置的其他新穎和有用的優點，并且可被本領域的技術人員理解。
這在某些實施例中通過動態地選擇具有最大誤差電壓的輸出從而控制初級開關來實現。其余輸出通過控制與各個輸出串聯的開關從而改變電流流入各個輸出的時間長短來調整。輸出的調整使用前沿調制執行，且所有的次級開關在閉合初級開關之前被關斷。此外，在初級端上設置有源箝位以防止響應于打開初級開關而發生的初級線圈上的電壓尖峰驅動電流通過次級開關的內部體二極管。前沿調制和初級端有源箝位的組合在沒有附加的阻塞二極管的情況下能有利地使用MOSFET開關。附圖簡述
為了更好地理解本發明并示出本發明如何實施，現在將參考純粹作為示例的附圖，其中所有相同的附圖標記指示相應的元件或部件。
現在詳細地具體參考附圖，要強調的是所示的細節僅作為示例并出于本發明的優選實施例的示例性討論的目的，并且因為提供被認為是本發明的原理和概念方面的最有用和容易理解的描述而被提出。在這點上，除基本理解本發明所需之外沒有試圖更詳細地示出本發明的結構細節，對本領域的技術人員而言結合附圖的描述使本發明的各種形式如何在實踐中具體化變得顯而易見。在附圖中-


圖1示出根據示例性實施例的展現控制器的回掃電壓變換器的高級示意
圖2示出根據示例性實施例的示出由圖1的控制器調整的定時方案的時序
圖3示出根據示例性實施例的更詳細地示出圖1的回掃電壓變換器的電路的高級示意圖；以及
圖4示出根據示例性實施例的方法的高級流程具體實施例方式
在詳細說明至少一個實施例之前，應當理解本發明在其應用中并不限于在以下描述中闡述或附圖中說明的部件的構造和排列的細節。本發明可應用于其他實施例，或以各種方式實踐或執行。此外，應當理解在這里所使用的用語和術語是為了說明的目的，而不應當被認為是限制性的。如在這里所使用的術語"連接"不意味著限于直接連接，并且使用適當的電阻器、電容器和電感器不超過其范圍。
在電路圖中，常規電子元件用常規參考字母加指示元件在電路中的重復出現的數字標記。例如，R指示電阻器、C指示電容器、T指示變壓器、A指示放大器(可用諸如比較器、差分放大器等之類的數種方式配置)、M指示金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)、而S指示可實現為MOSFET的開關。各個電子元件具有多個經由其連接到導線和其他部件的終端或端(輸入和輸出)。然而，使用術語'端子，、'端，、'輸入，或'輸出，不僅指的是基于分立元件的實現，而且任何所述的電路可被實現成集成電路(IC)。
本發明各實施例提供多路輸出回掃電壓直流/直流變換器的次級端電壓調整。在一個實施例中，動態地選擇具有最大誤差電壓的輸出以通過初級開關調整。其余輸出通過控制與各個輸出串聯的開關從而改變電流流入各個輸出的時
間長短來調整。
優選地繞組的切換針對每個輸出使用單個N溝道MOSFET來實現。輸出的調整使用前沿調制執行。輸出MOSFET開關的體二極管在初級開關關斷后通過使用初級端上的有源箝位被立刻截止。
圖1示出包括具有初級繞組WP和多個分別標記為Wl、 W2和W3的次級繞組的第一變壓器Tl的回掃電壓變換器10的高級示意圖。各個次級繞組Wl、 W2和W3的第一端連接到在相應輸出濾波電容器Cl、 C2和C3上形成的標記為VI、 V2和V3的相應次級輸出。VI、 V2和V3的每一個被饋送到控制器100的相應輸入。各個次級繞組Wl、 W2和W3的第二端經由各個被示為N溝道M0SFET的相應次級開關S1、 S2和S3串聯到第一公共點，在一個實施例中該公共點是接地。各個次級開關Sl、 S2和S3由連接到其柵極的控制器100的相應輸出控制。初級繞組WP的第一端連接到在輸入電容器兩端提供的示為但不限于+ 48VDC的電源。有源箝位110由電容器CA和開關SC實現，它們排列成使開關SC被閉合時電容器CA被置于初級繞組WP兩端。初級繞組WP的第二端經由初級開關SP串聯到第二公共點，在一個實施例中該第二公共點不同于第一公共點、且通常被稱為初級端接地。初級開關SP經由柵極驅動隔離變壓器T2有效關聯并耦合到控制器100，且初級開關SP的柵極連接到柵極驅動隔離變壓器T2的第一次級繞組。柵極驅動隔離變壓器T2的初級繞組連接到控制器100的初級開關驅動輸出。隔離變壓器T2的附加次級繞組連接到SP從而以互補方式驅動開關SC的柵極。在另一實施例(未示出)中，柵極驅動隔離變壓器T2的功能用光耦合器代替而不超出范圍。
控制器100由示為Vcc的電源、或與初級繞組WP同相的輔助初級繞組WA供電。設置二極管是為了選擇哪個電源具有最高的電壓。有利地，通過提
9供與初級繞組WP同相的輔助初級繞組WA，在初級開關開啟時，輔助初級繞
組WA將產生與初級電壓成比例的電壓。
根據優選實施例，各個次級開關S1、 S2和S3用單個MOSFET晶體管實 現而不需要單獨的阻塞二極管，在本實施例中實現為N溝道MOSFET，但不 以任何方式作限制。在替換實施例中，實現P溝道MOSFET不超范圍。通常， N溝道MOSFET可在漏極到源極方向上徹底阻礙電流流動，但由于其體二極 管受限為在源極到漏極方向上阻礙電流。在通過降低柵極一源極電壓關斷次級 開關S1、 S2和S3時，可依靠這些開關來阻止電流在源極到漏極方向上流動， 只要源極到漏極方向上的電壓通過初級端有源箝位110的反射電壓保持為小于 內部體二極管正向偏壓即可。次級開關S1、 S2和S3的各個MOSFET實現被 定向為使內部體二極管在初級開關SP被閉合時反向偏置且相應次級開關S1、 S2、 S3被關斷，從而防止反向電流流動。在次級開關被閉合而初級開關被關 斷時，次級端開關兩端的壓降小于現有技術的阻塞二極管壓降，從而通過消除 阻塞二極管中浪費的功率來改進效率。
次級端電壓調整在圖1的實施例中通過有源箝位110的運行以及由控制器 100提供的前沿脈寬調制來實現。特別地，在回掃電壓變換器中，在初級開關 關斷時，有大的反向電壓尖峰在初級漏感放電時在變壓器的初級繞組上產生。 此反向電壓尖峰被反射回次級端，其中次級開關S1、 S2、 S3的內部體二極管 會被該反射尖峰正向偏置。為了防止初級繞組WP上的電壓尖峰，有源箝位110 被安排成在初級繞組WP兩端保持相對恒定的電壓，從而防止反向電流通過次 級開關S1、 S2和S3的內部體二極管。
有源箝位110的電容器CA優選地包括大容量電容器。如上所述，在初級 開關SP導通時有源箝位開關SC打開，并且在初級開關SP打開時有源箝位開 關SC被閉合，從而使電容器CA與初級繞組WP并聯。選擇電容器CA，以使 電容器CA兩端的電壓不在初級開關SP打開期間大幅改變。因而，有源箝位 110在初級開關SP關斷時固定初級繞組WP兩端的電壓。在初級開關SP關斷 時，初級繞組WP上的電壓由初級繞組WP與次級Wl、 W2和W3的匝數比 確定，且如上所指示地電壓尖峰通過有源箝位110的操作防止。有源箝位110 進一步用來確保在初級端電控開關打開時輸出VI、 V2和V3的每一個上的相應恒定電壓，且相應恒定電壓因變于相應次級的匝數比。
在初級開關SP閉合時，能量被存儲在變壓器Tl，并建立初級繞組WP的
漏感。在初級開關SP關斷時，次級繞組W1、 W2和W3的每一個中的漏感防 止即時電流在次級繞組Wl、 W2和W3中流動，并且存儲在磁心和初級漏感 中的能量流到有源箝位110。這略微增大了箝位電壓。在次級開關Sl、 S2和 S3閉合時，電流流入次級輸出且流入有源箝位110的電流開始減小、且其電 壓略有下降，從而在初級開關SP的開關周期的最后，電流流出有源箝位110 從而返還在初級開關SP最初被關斷時所吸收的能量。
控制器100被安排成在前沿調制方案中控制初級開關SP、以及次級開關 SK S2和S3，如其中x軸指示時間且y軸指示相應開關的控制輸入的振幅的 圖2中的時序圖的下半部所描繪的。特別地，初級開關SP與次級開關S1、 S2 和S3中的每一個在相應信號是高時被閉合。根據前沿調制方案，所有次級開 關S1、 S2和S3同時關閉，如時間標記M1所示，但是它們根據其占空因數交 錯時間地開啟，如時間標記M2、 M3和M4所示。次級開關S1、 S2和S3僅 在如時間標記Ml所示的換向周期結束之前、即初級開關SP閉合時被關斷。 在初級開關SP閉合時，所有次級電壓被立即反向，且在次級開關Sl、 S2和 S3的MOSFET開關實現的體二極管沒有大段時間地導通。
圖3示出更詳細地示出圖1的回掃電壓變換器10的電路的高級示意圖。 控制器IOO被安排成動態地檢測具有最大誤差電壓的輸出，并選擇該誤差電壓 來控制初級開關SP的占空因數。與該最大誤差電壓相關聯的次級開關在初級 開關的全部關斷時間期間閉合。控制器IOO產生上述前沿調制。
具體地，標記為V1、 V2和V3的并在相應輸出電容器兩端形成的各個輸 出與第一變壓器T1的相應次級繞組Wl、 W2和W3相關聯，并與它們的第一 端連接。次級繞組Wl的第二端經由次級開關Sl連接到第一公共點，在一個 實施例中該公共點是接地,次級繞組W2的第二端經由次級開關S2連接到第一 公共點，而次級繞組W3的第二端經由次級開關S3連接到第一公共點。次級 開關S1、 S2和S3的每一個都被示出，但并不限為N溝道MOSFET。
VI、 V2和V3的每一個經由相應分壓網絡RD1、 RD2和RD3連接到相應 誤差放大器Al、 A2和A3的反相輸入。各個誤差放大器Al、 A2和A3的非
11反相輸入連接到固定基準電壓215的輸出。因而，代表各個V1、 V2和V3的 接收電壓通過相應誤差放大器與預定基準電壓作比較。為了支持VI、 V2和 V3的不同輸出電壓，相應分壓器RD1、 RD2和RD3被安排成在標稱設計電壓 在相應輸出上顯現時提供與預定基準電壓相等的電壓。各個誤差放大器Al、 A2、 A3的輸出因而在相應輸出電壓VI、 V2、 V3小于標稱設計電壓時是正的， 其振幅反映標稱設計電壓與輸出電壓之間的差值。
標記為EA1的誤差放大器A1的輸出被饋送到比較器A4的反相輸入，標 記為EA2的誤差放大器A2的輸出被饋送到比較器A5的反相輸入，且標記為 EA3的誤差放大器A3的輸出被饋送到比較器A6的反相輸入。比較器A4、 A5 和A6的非反相輸入連接到斜坡電壓發生器210的輸出。斜坡電壓發生器210 連接到時鐘220的輸出，且對其作出響應。S/R鎖存器230的置位輸入也連接 到時鐘220的輸出。
S/R鎖存器230的Q輸出連接到斜坡電壓發生器210的輸入，并經由緩沖 器和電容器連接到實現為隔離變壓器的第二變壓器T2的初級繞組。第二變壓 器T2的第一次級繞組經由快關/緩開(fast off/slow on)功能250連接到初級開 關SP的控制輸入。第二變壓器T2的第二次級繞組以互補方式經由快關/緩開 功能250連接到有源箝位110的開關SC的控制輸入。第一變壓器Tl的初級 繞組WP的一端連接到在輸入電容器兩端提供的示為但不限于+48 VDC的電 源。有源箝位110由電容器CA和開關SC實現，它們被安排成使當開關SC 閉合時電容器CA被置于初級繞組WP兩端。初級繞組WP的另一端經由初級 開關SP串聯到第二公共點，在一個實施例中該第二公共點不同于第一公共點， 且通常被稱為初級端接地。
各個比較器A4、 A5和A6的輸出連接到與門240的相應輸入，并連接到 與門241、 242和243的相應一個的反相輸入。與門240的輸出連接到S/R鎖 存器230的復位輸入。S/R鎖存器230的^輸出連接到各個與門241、 242和
243的輸入。與門241的輸出經由緩沖器連接到次級開關Sl的控制輸入，與 門242的輸出經由緩沖器連接到次級開關S2的控制輸入，且與門243的輸出 經由緩沖器連接到次級開關S3的控制輸入。
圖3的實施例的操作結合x軸代表時間且y軸代表任意單位的電壓的圖2的信號波形理解。圖2的上半部示出時鐘220輸出的時鐘信號，斜坡電壓發生
器210作為響應輸出的斜坡信號電壓，以及誤差放大器輸出EA1、EA2和EA3。 斜坡信號電壓在它接收正的時鐘脈沖時開始增大，如時間標記M1所示。時鐘 220的正時鐘脈沖輸出也置位S/R鎖存器230，該鎖存器輸出有效連接以經由 快關/慢開功能250開啟初級開關SP。在初級開關SP閉合時，鎖存器230的^ 輸出為低，因而經由相應與門241、 242和243保持所有三個次級開關S1、 S2、 S3關斷。
由斜坡電壓發生器210輸出的上升斜坡電壓輸出分別通過比較器A4、 A5 和A6與誤差放大器輸出EA1、 EA2和EA3作比較。在斜坡電壓超過相應誤差 放大器輸出EA1、EA2和EA3時，相應比較器A4、 A5和A6的輸出變高。EA1、 EA2和EA3的振幅反映VI、 V2和V3的輸出電壓誤差，因而與最大誤差相關 聯的相應比較器A4、 A5和A6是最后變為正的。
在比較器A4、 A5和A6的最后一個比較器變為正時，如時間標記M2所 示，與門240的輸出變為正，這將復位S/R鎖存器230。 S/R鎖存器230的Q 輸出變低，從而關斷初級開關SP并閉合有源箝位110。在鎖存器230改變狀 態時，它還使斜坡發生器210的斜坡電壓輸出開始減小，因為S/R鎖存器的Q 輸出連接到斜坡發生器210的方向輸入。^輸出同時變高，從而啟用各個與門
241、 242和243。斜坡信號發生器210的降低的斜坡電壓跨過各個誤差放大器 輸出EA1、 EA2和EA3，且比較器A4、 A5和A6的相應輸出變負，從而經由 通過相應與門241、 242、 243閉合相應次級開關S1、 S2和S3。
幾乎斜坡一改變斜率，如時間標記M2所示，最后的比較器就變正，即與 最大誤差值相關聯的比較器再次改變狀態，這閉合相應輸出的次級開關。隨著 斜坡電壓繼續減小，其余的次級開關由于斜坡電壓變成小于那個輸出的誤差電 壓而被它們相應的比較器閉合，如時間標記M3和M4所示。次級開關維持閉 合直到如時間標記Ml所示的下一時鐘脈沖發生，其再次復位鎖存器230并改 變斜坡發生器210的斜坡電壓的斜率。斜坡發生器210被優選安排成它產生 在時鐘周期發生時正巧達到最初起點的下降斜率。
快關/慢開功能250在一個實施例中經由并聯排列的二極管和電阻器實現 以沒有延遲地將電壓拉離相應開關的柵極，并延遲相應開關的閉合。快關/慢開功能250是優選的，以避免初級開關SP和箝位開關SC同時閉合。
根據本發明的一個實施例(未示出)，為了實現過電流保護，次級開關 Sl、 S2和S3中的電流被感測。此電流響應于MOSFET兩端的壓降被感測， 它因變于電流和RDS齢，即MOSFET閉合時源極和漏極之間的電阻。在這樣 的實施例中，電流僅在開關關斷之前被感測，因而通常代表次級開關中的峰值 電流。如果開關在任何周期都不閉合，則電流感測輸入被忽略。
在過電流情況在一個或多個輸出上被感測且過電流情況被持續8個時鐘 周期時，過電流檢測電路將在包括軟啟動的復位上啟動電力。如果在重啟序列 期間的任何時間遇到過電流故障，則復位周期上的電力被重新啟動。
根據本發明的一個實施例，控制器IOO被供有單獨的電源。這可被實現成 從空轉初級端振蕩器運行的小隔離變壓器。它還可以是雙極開關。
有利地，根據本發明各實施例的控制器試圖同時服務所有輸出，以使任何 特定輸出開關中的峰值電流僅與那個輸出上的負載電流有關，并且不受其他輸 出上負載電流影響。
另一優點是根據一些實施例的實現每個輸出只需要一個開關。這意味著提 供多路輸出的調整不具有除添加控制器100之外的任何相關聯的成本。
優選地控制器100被配置成用以在以太網系統應用上發揮作用，但是并不 僅限于此。
圖4是根據本發明的原理的方法的實施例的高級流程圖。在步驟410，該 方法包括將各個輸出的電壓分量和基準電壓作比較。在一個實施例中，這是通 過將電壓劃分成代表各個輸出電壓，其中經劃分的代表值標準化標稱輸出電壓 值，且將代表值與單個基準值作比較來完成。在另一實施例中，提供多個基準 值，每個基準值與相應輸出電壓相關聯。在步驟420，動態確定具有被定義為 標稱值之下最大量的最大誤差的輸出電壓。
在步驟430，響應于步驟420的所確定的具有最大誤差的輸出電壓控制初 級端開關的占空因數。在步驟440，具有步驟420的最大誤差的次級端電控開 關被控制成與初級開關的開關相反。在步驟450，與最大誤差值不相關的各個 次級端電控開關響應于它們的誤差值受到控制。
因而，本發明能提供多路輸出回掃電壓直流/直流變換器的次級端電壓調
14整。在一個實施例中，動態地選擇具有最大誤差電壓的輸出以通過初級開關調 整。其余輸出通過控制與各個輸出串聯的開關從而改變電流流入各個輸出的時 間長短來調整。
優選地繞組的切換針對各個輸出使用單個N溝道MOSFET實現。輸出 的調整使用前沿調制執行。輸出MOSFET開關的體二極管在初級開關關斷后 通過使用初級端上的有源箝位被立刻截止。
可以理解的是，為清楚起見，在單獨實施例上下文中所描述的本發明的某 些特征也可以在單個實施例中組合提供。相反，為簡潔起見，在單個實施例的 上下文中所描述的本發明的各種特征也可單獨地或以任意適當的子組合提供。
除非以其他方式定義，否則在這里所使用的所有技術和科學術語具有與本 發明所屬技術領域普通技術人員所通常理解的相同的含義。雖然類似于或等效 于在此所述的那些方法的方法可用在本發明的實踐或測試中，但是在此描述了 適當的方法。
所有公開、專利申請、專利以及其他在此所提及的參考文獻通過引用被完 整結合。在有沖突的情況下，包括定義的專利說明書將勝出。此外，材料、方 法和示例僅僅是為了說明而不旨在限制。
本領域技術人員將理解，本發明不限于以上已被特定示出并描述的內容。 然而本發明的范圍受所附權利要求書限定，并且包括上述各特征的組合和子組 合、以及本領域技術人員在讀取上述描述后將理解的、并且不在現有技術中的 其變體和修改。
權利要求
1. 一種用于在多路輸出回掃電壓變換器中調整輸出電壓的控制器，所述變換器具有與初級繞組和有源箝位有效關聯的初級電控開關以及多個電磁耦合到所述初級繞組的次級繞組，所述次級繞組的每一個與次級電控開關和輸出電壓有效關聯，所述控制器包括多個誤差電路，所述誤差電路的每一個被安排成輸出代表預定基準電壓和相應輸出電壓的函數之間差值的誤差信號；比較電路，所述比較電路被安排成動態地檢測所述差值的最大值；以及控制電路，所述控制電路被安排成響應于所述比較電路的所述檢測到的最大差異控制所述初級電控開關的開關，以及響應于所述相應誤差信號控制所述多個次級電控開關的每一個的開關。
2. 如權利要求1所述的控制器，其特征在于，被安排成使得所述初級 電控開關的開關與關聯于所述最大差值的相應次級電控開關的開關直接相反。
3. 如權利要求1或權利要求2所述的控制器，其特征在于，所述控制電 路在閉合所述初級開關之前同時打開所述多個次級電控開關。
4. 如權利要求1或權利要求2所述的控制器，其特征在于，所述控制電 路進一步包括斜坡電壓發生器和多個比較器，所述多個比較器的每一個與所述 誤差信號的特定一個相關聯并與所述斜坡電壓發生器通信，所述多個次級開關 的每一個的開關的所述控制響應于相應的比較器。
5. —種調整多路輸出回掃電壓變換器中的輸出電壓的方法，所述多路輸 出回掃電壓變換器具有與初級繞組相關聯的初級端電控開關以及各自與特定 次級繞組和特定輸出相關聯的多個次級端電控開關，所述方法包括將所述特定輸出的每一個的電壓分量與基準電壓作比較從而確定相應的 誤差值；動態地確定具有最大誤差值的輸出電壓分量；響應于所述輸出電壓分量被確定為具有所述最大誤差值控制所述初級端 電控開關的占空因數，從而調整具有所述最大誤差值的輸出電壓；與所述初級開關相反地控制與具有所述最大誤差值的所述輸出電壓相關聯的次級端電控開關；響應于所述相應誤差值控制不與所述最大誤差值相關聯的各個次級端電控開關以調整所述相應輸出；以及將與所述第一電控開關相關聯的電壓尖峰有效箝位到最大值。
6. 如權利要求5所述的方法，其特征在于，還包括 在閉合所述初級端電控開關之前打開所述多個次級端開關。
7. 如權利要求5或權利要求6所述的方法，其特征在于，在所述初級端 電控開關打開時所述有源箝位迫使各個特定輸出上有相應恒定電壓，所述相應 恒定電壓因變于所述相應次級繞組與所述初級繞組的匝數比。
8. 如權利要求5或權利要求6所述的方法，其特征在于，所述控制不與 所述最大誤差值相關聯的各個次級端電控開關是通過前沿調制。
9. 一種多路輸出回掃電壓變換器，包括-初級繞組；第一電控開關，所述第一電控開關與所述初級繞組的一端有效連接并被安 排成在所述第一電控開關閉合時驅動電流流經所述初級繞組、并且在所述第一 電控開關打開時中斷所述電流流經所述初級繞組；有源箝位，所述有源箝位有效連接到所述初級繞組的所述端，并被安排成 箝位所述初級繞組的所述端的電壓尖峰，以避免其超過預定值；多個電耦合到所述初級繞組的次級繞組，其各自與相應輸出電壓相關聯；多個次級電控開關，所述次級電控開關的每一個與所述多個次級繞組的相 應一個串聯，并被安排成在閉合時使電流能流經所述相應次級繞組；以及控制器，所述控制器有效耦合到所述多個次級電控開關的每一個的控制 端，被安排成接收所述相應輸出電壓的每一個的指示并與所述第一電控開關的 控制端通信，所述控制器用來響應于所接收的指示動態地確定具有偏離基準值的最大誤差的輸出電壓，以及響應于動態確定的具有所述最大誤差的輸出電壓控制所述初級電控開關 的開關。
10. 如權利要求9所述的多路輸出回掃電壓變換器，其特征在于，所述控 制器進一步用來控制連接到與所述最大誤差相關聯的次級繞組的次級電控開 關的開關與所述初級電控開關的開關相反。
11. 如權利要求9或權利要求10所述的多路輸出回掃電壓變換器，其特 征在于，所述控制器進一步用來響應于所述相應的相關聯輸出電壓的誤差情況 來控制所述次級電控開關的每一個。
12. 如權利要求9或權利要求10所述的多路輸出回掃電壓變換器，其特 征在于，所述控制器進一步用來響應于所述相應的相關聯輸出電壓的誤差情況 將前沿調制應用到所述次級電控開關的每一個。
13. 如權利要求9或權利要求10所述的多路輸出回掃電壓變換器，其特 征在于，所述控制電路進一步用來在閉合所述第一電控開關之前同時打開所述 多個次級電控開關。
14. 如權利要求9或權利要求10所述的多個輸出回掃電壓變換器，其特 征在于，所述控制器包括多個誤差電路，所述誤差電路的每一個被安排成輸出代表預定基準電壓和 相應輸出電壓的函數之間差值的誤差信號；以及比較電路，所述比較電路被安排成檢測所述差值的最大值， 具有所述最大誤差的輸出電壓的所述動態確定響應于所述比較電路。
15. 如權利要求14所述的多路輸出反饋變換器，其特征在于，所述比較 電路包括斜坡電壓發生器；以及多個比較器，所述多個比較器的每一個接收所述多個誤差電路的相應一個 的輸出以及所述斜坡電壓發生器的輸出。
16. 如權利要求9或權利要求10所述的多路輸出回掃電壓變換器，其特 征在于，在所述第一電控開關打開時所述有源箝位迫使有所述相應輸出電壓的 每一個的相應值，所述相應值因變于所述相應次級繞組與所述初級繞組的匝數 比。
17. 如權利要求9或權利要求10所述的多路輸出回掃電壓變換器，其特 征在于，所述多個次級電控開關的每一個包括金屬氧化物半導體場效應晶體管。
18. 如權利要求9或權利要求IO所述的多路輸出回掃電壓變換器，其特 征在于，所述多個次級電控開關的每一個包括顯現出源極端、漏極端和柵極端 的單個n溝道金屬氧化物半導體場效應晶體管，其中所述控制端由所述柵極端 表示，所述漏極端連接到所述相應次級繞組并且所述源極端連接到公共點。
19. 如權利要求9所述的多路輸出反饋變換器，其特征在于，所述控制器包括多個誤差電路，所述誤差電路的每一個被安排成輸出代表預定基準電壓和 所述相應輸出電壓之間差值的誤差信號； 斜坡電壓發生器；以及多個比較器，所述多個比較器的每一個與所述誤差信號的特定一個相關聯 并與所述斜坡電壓發生器通信，所述多個次級電控開關的每一個的開關的所述 控制響應于相應的比較器。
全文摘要
公開了一種應用于多路輸出回掃電壓變換器的次級端電壓調整方案。選擇具有最高誤差電壓的輸出以控制初級開關。其余的輸出通過控制與各個輸出串聯的開關的閉合時間改變電流被允許流入各個輸出的時間長短來調整。繞組的切換針對各個輸出使用單個N溝道MOSFET實現。輸出的調整使用前沿調制執行。輸出MOSFET開關的體二極管在換向周期開始期間通過使用初級端上的有源箝位被截止。
文檔編號H02M3/00GK101488703SQ20091000319
公開日2009年7月22日 申請日期2009年1月14日 優先權日2008年1月15日
發明者B·弗格森, P·岡田 申請人:美高森美公司