專利名稱：功率因數控制電路和市電電源的制作方法
技術領域：
本發明涉及功率因數控制電路。本發明還涉及市電(mains)電源。
背景技術：
功率因數校正需要用來通過無功負載抵消市電的交流電壓與從市電汲取的交流 電流之間的任何相位差。當交流電流通過無功負載時，交流電流的相位可以被無功負載移 動，從而在交流電流與交流電壓之間產生相位差。負載所需的功率可以分解成有功功率和 無功功率，其中有功功率由負載的電阻性部分引起，并且無功功率由負載的電抗性部分引 起。在負載的純電抗性部分中，電壓和電流的相位差為90度并且因而不存在凈功率流，盡 管這些發生相移的電壓和電流通過電氣部件和導線。因此，這些電氣部件必須被選擇成使 得它們能夠經受這些發生相移的電壓和電流。此外，這些發生相移的電壓和電流促成系統 中的能量損耗。結果，代表無功功率與視在功率之間的關系的功率因數應當基本上為1。功率因數校正可以無源和有源地進行。在功率因數的無源校正中，負載的電抗性 特征通過添加電容器和電感器來補償，使得負載基本上表現為電阻性負載。可替換地，可以有源地校正功率因數。已知有源功率因數控制電路的一般配置是 使用升壓(boost)配置的功率轉換器，其也表示為升壓轉換器。該升壓轉換器設置在對市 電電壓整流的整流器與負載之間。在該已知功率因數控制電路中，升壓轉換器包括設置在 整流的市電的節點之間的開關和電感器的串聯布置。二極管與輸出電容器的串聯布置被設 置成與開關并聯。用作功率因數控制電路的升壓轉換器設法在其輸出端維持恒定的DC電 壓，同時從市電汲取基本上總是與市電電壓同相并且基本上與市電電壓同頻率的電流。在 這樣的配置中，可以將另外的功率轉換器設置在負載與該已知功率因數控制電路之間以便 將該已知功率因數控制電路的升高的輸出功率轉換成負載所需的電壓。該已知功率因數控制電路的缺陷在于，該已知功率因數控制電路的可靠性不夠 好。
發明內容
本發明的目的是提高功率因數校正電路的可靠性。依照本發明的第一方面，這個目的是利用一種功率因數控制電路來實現的，該功 率因數控制電路包括輸入節點，其用于接收整流的輸入電壓，該整流的輸入電壓是整流的 市電輸入電壓，驅動電路，其用于驅動開關，開關和電感器的串聯布置，其設置在功率因數控制電路的輸入節點之間，整流器和輸出電容器的串聯布置，其被設置成與電感器并聯，當開關閉合時，整流 器不導通，驅動電路被設置用于驅動開關以便產生通過開關的基本上正弦的電流，該電流基本上與市電輸入電壓的正弦電壓同步。 依照本發明的功率因數控制電路的效果在于，輸出電容器的配置與整流器的配置 一起防止了在啟動功率因數控制電路期間出現浪涌電流，這與已知功率因數控制電路相比 提高了依照本發明的功率因數控制電路的可靠性。在已知功率因數控制電路中，市電輸入 通過電感器和二極管直接連接到輸出電容器。由于輸出電容器典型地包括相對較大的容 量，因此流入輸出電容器的電流沒有任何限制，從而造成大的浪涌電流。由于該大的浪涌電 流的原因，電感器可以相對容易地達到飽和水平，使得通過已知功率因數校正電路的開關 的后續電流變得不受調節。當在電感器已經達到飽和水平的同時驅動已知功率因數校正電 路中的開關時，通過開關的電流可能變得太大，從而損壞已知功率因數校正電路的開關。這 降低了已知功率因數控制電路的可靠性。在依照本發明的功率因數控制電路中，輸出電容器通過開關設置在功率因數控制 電路的輸入節點之間。輸出電容器的第一端口連接到功率因數控制電路的輸入節點之一。 輸出電容器的第二端口通過整流器、電感器和開關的串聯布置連接到功率因數控制電路的 另一個輸入節點。整流器被配置成當開關閉合時不導通。由于這種布置的原因，只能在開 關的第一導通周期之后對依照本發明的功率因數控制電路的輸出電容器充電。當開關斷開 時，或者換言之，當開關不導通時，基本上沒有電流能夠流經電感器并且因而沒有電流能夠 流入基本上被設置成與電感器并聯的輸出電容器。當開關閉合時，或者換言之，當開關導通 時，電流流入電感器，這使得能量存儲到電感器中。同時，整流器不導通，從而阻止任何電流 從輸入節點之一或者從電感器流入輸出電容器。只有在開關再次斷開之后，整流器開始導 通，從而允許電感器中存儲的能量的至少一部分流入輸出電容器。因此，在開關的導通時間 的第一周期之前，浪涌電流完全不可能存在。由于依照本發明的功率因數控制電路防止出 現大的浪涌電流，因而防止了開關由于大的浪涌電流而損壞，這提高了依照本發明的功率 因數校正電路的可靠性。在已知功率因數控制電路中，已經提出了限制太大的電流通過已知功率因數校正 電路的開關的解決方案。例如，在第一解決方案中，借助于負溫度系數電阻器(進一步也表 示為NTC電阻器)限制通過開關的電流。NTC電阻器的電阻值隨著溫度而變化。當應用沒 有使用一段時間時，電源中的溫度典型地為低，這導致NTC的相對較大的電阻值。當電源啟 動時，相對較大的浪涌電流流過NTC電阻器并且于是由于NTC電阻器的相對較大的電阻值 而受到限制。當電源運行一段時間時，電源中的溫度增加，這降低了 NTC電阻器的電阻值。 在提高功率因數校正電路的可靠性的一種可替換的已知解決方案中，附加的開關被設置成 與最初的開關并聯以提高開關容量。然而，這些提高可靠性的已知解決方案并不總是防止 浪涌電流通過功率因數校正電路的開關并且因而仍然可能導致損壞開關。此外，所有這些 附加的解決方案需要相當數量的附加部件，這提高了已知功率因數控制電路的成本。在依照本發明的功率因數控制電路中，電路中的部件的布置防止了出現浪涌電 流。輸出電容器只能在開關的導通時間之后充電。由于與市電頻率相比，功率因數控制電 路中的開關的開關頻率相對較高，因而每個開關周期中通過開關的電流相對較低，從而限 制了通過開關的電流并且因而進一步提高了依照本發明的功率因數控制電路的可靠性。在功率因數控制電路的一個實施例中，驅動電路被配置用于接收控制通過開關的 正弦電流的幅度的控制信號以便控制輸出電壓的水平，該輸出電壓為輸出電容器兩端的電壓。該實施例的益處在于，依照本發明的功率因數控制電路允許控制輸出電容器處的輸出功率水平。開關以遠高于市電頻率的頻率驅動，從而迫使正弦電流通過開關，該電流被配置 成基本上與市電電壓同步。此外，驅動器電路接收控制信號。該控制信號由驅動器電路用來 控制通過開關的電流的幅度，其控制輸出電容器的充電水平。輸出電容器的充電水平決定 了輸出電容器兩端的電壓水平并且因而決定了功率因數控制電路的輸出電壓水平。因此， 通過開關依照本發明的功率因數控制電路中的開關，通過功率因數控制電路的電流可以基 本上是正弦的并且基本上被同步，而控制通過開關的電流的幅度允許控制輸出電壓水平。 結果，控制了依照本發明的功率因數控制電路的輸出電壓。依照本發明的功率因數校正電路的另一益處在于，輸出電容器處的受控電壓可以 低于整流的市電輸出。在已知有源功率因數校正電路中，有源功率因數校正電路將整流的 市電功率升高到整流的峰值功率以上的電壓以產生通過開關的電流與市電電壓之間的相 位同步。當該升高的輸出功率由例如另外的功率轉換器使用時，這些另外的功率轉換器的 電氣部件必須能夠經受升高的功率。例如，這些另外的功率轉換器中的開關優選地應當能 夠經受400V以上的電壓。這典型地在所述另外的功率轉換器中需要更昂貴的開關，從而 使得整個電源相對昂貴。當應用依照本發明的功率因數校正電路時，由于當前功率因數校 正電路的回掃(flyback)拓撲結構的原因，輸出電容器兩端的受控電壓可以低于整流的市 電。開關的“接通”時間決定控制輸出電容器的充電的流入輸出電容器的電流，其決定輸出 電容器兩端的輸出電壓。結果，可以被設置用于使用功率因數校正電路的輸出電壓的任何 另外的功率轉換器可以使用相對較低電壓的開關，這進一步降低了依照本發明的功率系統 的成本。在功率因數控制電路的一個實施例中，控制信號與輸出電壓關聯以便調節 (regulate)輸出電壓。使用控制信號允許依照本發明的功率因數控制電路以預定水平調節 輸出電壓，從而提供調節的輸出電壓。已知功率因數控制電路可以產生預調節的輸出電壓。該預調節的輸出電壓典型地 通過已知功率因數控制電路的電感器處的輔助繞組產生。然而，該預調節的輸出電壓的紋 波相對較大，從而只可能有效地從預調節的輸出電壓汲取僅僅相對較小的功率。事實上，通 過輔助繞組的預調節的輸出電壓典型地僅用來在初級側驅動已知功率因數控制電路的控 制電路。這種控制電路典型地僅僅汲取數毫安培。在依照本發明的功率因數控制電路中， 驅動電路控制通過開關的正弦電流的幅度，從而調節輸出電容器兩端的輸出電壓。在功率因數控制電路的一個實施例中，整流器為二極管或二極管橋，或者被配置 成當開關(Ml)閉合時不導通的另外的開關。二極管被設置成使得當開關閉合(或導通) 時，整流器防止來自輸出電容器的電荷通過開關泄漏。流經開關的電流只能通過電感器流 動，這使得功率在開關閉合的時間間隔期間存儲到電感器中。當開關斷開時，電感器中的部 分存儲的能量通過整流器流入輸出電容器，從而調節輸出電容器中的電荷，其控制輸出電 容器兩端的電壓并且因而控制依照本發明的功率因數控制電路的輸出電壓。在功率因數控制電路的一個實施例中，電感器為變壓器中的初級繞組，變壓器的 次級繞組與另外的整流器和另外的輸出電容器串聯連接以便提供附加的輸出電壓。該實施 例的益處在于，所述輸出電容器兩端以及所述另外的輸出電容器兩端的電壓通過變壓器而 聯系起來。通過調節所述輸出電容器兩端的電壓，也調節了所述另外的輸出電容器兩端的電壓，從而提供依照本發明的功率因數控制電路的兩個調節的輸出電壓。在已知功率因數控制電路中，次級繞組也可以用來產生預調節的電源。然而，通常 該預調節的輸出電壓的紋波相對較大并且因而只可能有效地使用來自該預調節的輸出電 壓的僅僅相對較低的功率。使用依照本發明的功率因數控制電路中的次級繞組，該附加的 輸出功率可以用來提供功率而沒有僅僅使用相對較低的功率的限制，因為大的市電紋波并 不存在。依照本發明的功率因數控制電路可以被認為是回掃電源，從而節省了附加電源的 成本。在功率因數控制電路的一個實施例中，驅動電路被配置用于控制開關的“接通”時 間，“接通”時間的持續時間決定輸出電壓。開關的“接通”時間決定泵入輸出電容器的功率 量并且因而控制輸出電容器兩端的電壓，從而確定輸出電壓。在功率因數控制電路的一個實施例中，驅動電路被配置用于改變開關的“接通”時 間以便穩定輸出電壓。當負載例如從輸出電容器汲取預定的功率時，輸出電容器兩端的輸 出電壓會下降。通過調適開關的“接通”時間，驅動電路可以調節泵入輸出電容器以補充輸 出電容器的功率以便穩定輸出電壓。在功率因數控制電路的一個實施例中，驅動電路被配置用于控制通過開關的峰值 電流以便確定輸出電壓。通過控制經過開關的峰值電流，驅動電路控制泵入輸出電容器的 功率。該實施例的益處在于，控制通過開關的峰值電流提供了對于依照本發明的功率因數 控制電路的可靠性的進一步提高。如果在功率因數控制電路啟動時，相對較大的峰值電流 可能涌入電路，那么驅動電路限制穿過開關的電流，這防止了開關被損壞。在功率因數控制電路的一個實施例中，驅動電路被配置用于改變峰值電流以便穩 定輸出電壓。當負載從輸出電容器汲取附加的功率時，驅動電路可以通過增大經過開關的 峰值電流增加補充到輸出電容器中的功率，從而將輸出電壓穩定到預定水平。本發明還涉及如權利要求10所述的通用市電電源。在通用市電電源的一個實施例中，逆變器(inverter)電路被設置成與輸出電容 器并聯以便將調節的輸出電壓轉換成調節的交流輸出電壓。該實施例例如在通用市電電源 用來驅動例如用在背光照明系統中的例如冷陰極熒光燈(進一步也表示為CCFL燈)時是 有益的。這些CCFL燈典型地在操作期間需要交流輸出電壓。在通用市電電源的一個實施例中，逆變器電路包括逆變驅動器、被設置成與輸出 電容器并聯的第一逆變器開關和第二逆變器開關的串聯布置以及被設置成與第二逆變器 開關并聯的另外的電感器和平滑電容器的串聯布置，逆變驅動器被配置用于驅動第一開關 和第二開關以便將整流的調節的輸出電壓轉換成調節的交流輸出電壓。在通用市電電源的一個實施例中，所述另外的電感器為包括另外的次級繞組的變 壓器的初級繞組，該另外的次級繞組通過另外的平滑電容器耦合到負載。使用變壓器時的 益處在于，變壓器提供了電流分離(galvanic s印aration)。此外，變壓器可以用來增大所 述另外的次級繞組處的交流輸出電壓的幅度。這在驅動CCFL燈時是特別有益的，因為這些 CCFL燈需要近似2kV的交流電壓。
本發明的這些和其他方面根據下面描述的實施例是清楚明白的，并且將參照這些實施例進行闡述。在附圖中圖1示出了依照本發明的功率因數控制電路和通用市電電源的示意性表示，圖2示出了依照本發明的通用市電電源的實施例的電路圖，圖3A示出了整流的市電電壓，圖3B示出了通過開關的電流，并且圖3C示出了得 到的從市電看見的電流與時間的關系，圖4A示出了功率因數校正電路的電感器兩端的電壓，并且圖4B示出了包括功率 因數控制電路的電感器的變壓器的次級繞組兩端的電壓，圖5更詳細地示出了次級繞組兩端的電壓，以及圖6示出了依照本發明的功率因數控制電路的通過開關的電流、通過電感器的電 流以及通過整流器的電流與時間的關系。這些附圖是純圖解性的，并且未按比例繪制。特別地，為了清楚起見，一些維度被 強烈夸大。在附圖中，相似的部件盡可能用相同的附圖標記來表示。
具體實施例方式圖1示出了依照本發明的功率因數控制電路10和通用市電電源100的示意性表 示。功率因數控制電路10設置在市電整流電路30與負載20之間。市電整流電路30包括 包含四個二極管D2、D3、D4、D5的整流橋并且包括平滑電容器C1。該平滑電容器典型地具 有相對較低的電容以便確保二極管橋的二極管D2、D3、D4、D5的相對較長的導通時間。整流 的市電電壓提供給市電整流電路30的輸出節點nl、n2。市電整流電路30的輸出節點nl、 n2是功率因數控制電路10的輸入節點nl、n2。如圖1中所示的功率因數控制電路10包括 用于驅動開關Ml的驅動電路IC1。驅動電路IC1被設置用于驅動開關Ml以便產生通過開 關Ml的基本上正弦的電流，該電流基本上與市電輸入電壓的正弦電壓同步。功率因數控制 電路10還包括電感器L1，其中開關Ml和電感器L1的串聯布置設置在功率因數控制電路 10的輸入節點nl、n2之間。整流器D1和輸出電容器C2的串聯布置被設置成與電感器L1 并聯。整流器D1被配置成當開關Ml閉合時不導通。在如圖1中所示的功率因數控制電路 10的實施例中，整流器D1為二極管D1。可替換地，整流器D1可以是二極管橋(未示出)， 或者被配置成當開關Ml閉合時不導通的另外的開關(未示出)。依照本發明的功率因數控制電路10的布置提高了功率因數控制電路10的可靠 性，因為它防止了出現浪涌電流。在依照本發明的功率因數控制電路10中，輸出電容器C2 通過開關設置在功率因數控制電路10的輸入節點nl、n2之間。輸出電容器C2的第一端口 連接到功率因數控制電路10的輸入節點之一 nl。輸出電容器C2的第二端口通過整流器 D1、電感器L1和開關Ml的串聯布置連接到功率因數控制電路10的另一個輸入節點n2。當 開關Ml閉合時，整流器D1不導通。作為這種配置的結果，輸出電容器C2只能在開關Ml的 第一導通周期之后充電。當開關Ml斷開(不導通)時，沒有電流能夠流經電感器L1并且 因而沒有電流能夠流入基本上被設置成與電感器L1并聯的輸出電容器C2。當開關Ml閉合 (導通)時，電流流經電感器L1，使得能量存儲到電感器L1中。同時，整流器D1不導通，從 而阻止任何電流從整流的市電輸入nl直接流入輸出電容器C2。只有在開關Ml再次斷開 (不導通)之后，整流器D1開始導通，從而允許電感器L1中存儲的能量的至少一部分流入輸出電容器C2。因此，在開關Ml的導通時間的第一導通周期之前，沒有電流可以流入輸出 電容器或者流入電感器L1并且因而浪涌電流完全不可能出現。當前配置中的功率因數控制電路10為回掃配置。當驅動電路IC1接收反饋信號 (參見圖2)時，該反饋信號可以用來控制輸出電容器C2兩端的輸出電壓V2。該反饋信號 可以例如是輸出電容器C2兩端的輸出電壓V2或者與輸出電壓V2關聯的信號。輸出電壓 V2的控制可以例如包括調節或穩定輸出電壓V2。由于功率因數控制電路10的回掃布置的 原因，輸出電容器C2兩端的電壓不一定需要升高以調節功率因數。在已知功率因數控制電 路的配置中，該已知功率因數控制電路包括升壓配置以便將功率因數校正成基本上為1。該 升壓配置具有若干缺點，因為浪涌電流可能相對較高并且因為輸出電壓的升高要求連接到 已知功率因數控制電路的輸出電容器C2兩端的負載20的電氣部件能夠經受升高的整流的 輸出電壓。這樣的電氣部件典型地比低電壓電氣部件更昂貴，這增大了已知功率因數控制 電路的成本。由于依照本發明的功率因數控制電路10的回掃配置的原因，輸出電容器C2 兩端的輸出電壓V2可以被調節到相對較低的電壓，同時將功率因數控制成基本上為1。驅動電路IC1可以例如控制開關Ml的“接通”時間Ton(參見圖6)，其中“接通” 時間Ton的持續時間決定輸出電壓V2。開關Ml的“接通”時間Ton決定泵入輸出電容器C2 的功率量并且因而控制輸出電容器C2兩端的電壓，從而確定輸出電壓V2。通過改變“接通” 時間Ton，可以例如調節或穩定輸出電壓V2。“接通”時間Ton的變化可以例如基于反饋信 號。可替換地，驅動電路IC1可以例如控制通過開關Ml的峰值電流Ipeak(參見圖6)。峰 值電流Ipeak控制泵入輸出電容器C2的功率并且因而確定輸出電壓V2。通過改變峰值電 流Ipeak的值，可以例如調節或穩定輸出電壓V2。在如圖1中所示的功率因數控制電路10的實施例中，電感器L1是變壓器T1的初 級繞組。變壓器T1的次級繞組L3可以用來通過附加的輸出電路40提供附加的輸出電壓 V3。附加的輸出電路40包括串聯設置的另外的整流器D12和另外的輸出電容器C3。附加 的輸出電壓V3通過變壓器T1與功率因數控制電路10的輸出電壓V2聯系起來。結果，當調 節或穩定功率因數控制電路10的輸出電壓V2時，也調節或穩定了附加的輸出電壓V3。此 外，變壓器T1產生附接在所述另外的輸出電容器C3兩端的任何負載的電流分離并且允許 附加的輸出電壓V3與輸出電壓V2不同。由于輸出電壓V2與附加的輸出電壓V3之間的聯 系的原因，該附加的輸出電壓V3也可以用作用于調節或穩定輸出電壓V2的反饋信號(如 圖2的電路中所示)。功率因數控制電路10的負載20可以是任何負載20，優選地為需要功率因數控制 的負載20。尤其是當調節或穩定輸出電容器C2兩端的輸出電壓V2時，負載20可以是需 要穩定化的整流的輸出電壓V2的任何應用。負載20也可以是另外的功率轉換器20，其用 于將整流的輸出電壓V2轉換成另外的輸出電壓。在圖1所示的實施例中，功率因數控制電 路10的負載20為逆變器電路20，其將功率因數控制電路10的整流的輸出電壓V2轉換成 另外的電感器L4兩端的交流輸出電壓。逆變器電路20包括用于驅動串聯設置的第一逆變 器開關M2和第二逆變器開關M3的逆變驅動器IC2。第一逆變器開關M2和第二逆變器開 關M3的串聯布置被設置成與功率因數控制電路10的輸出電容器C2并聯。逆變驅動器IC2 交替地驅動第一開關M2和第二開關M3并且將輸出電容器C2兩端的整流的輸出電壓V2轉 換成交流輸出電壓。此外，逆變器電路20包括被設置成與第二逆變器開關M3并聯的另外的電感器L4和平滑電容器C4的串聯布置。在如圖1所示的實施例中，所述另外的電感器 L4為另外的變壓器T2的初級繞組L4。所述另外的變壓器T2的另外的次級繞組L5例如通 過另外的平滑電容器C5連接到冷陰極熒光燈25，該冷陰極熒光燈是逆變器電路20的負載 25。所述另外的變壓器T2可以用來產生CCFL燈25與市電之間的電流分離并且可以用來 將交流輸出電壓的幅度升高到例如需要用來操作CCFL燈25的2千伏特。圖2示出了依照本發明的通用市電電源100的實施例的電路圖。在圖2所示的電 路圖中，市電整流電路30和功率因數控制電路10同樣地用虛線多邊形表示。為了清楚起 見，表示功率因數控制電路10的具有附圖標記10的多邊形沒有包括驅動電路IC1，因為該 多邊形會變得太復雜。然而，驅動電路IC1當然是功率因數控制電路10的一部分。功率因 數控制電路10的負載20用電阻器R93表示并且可以是如已經所表示的任何負載20，包括 所述另外的功率轉換器20(參見圖1)。市電整流電路30還包括高次諧波濾波電感器L6。 所述附加的輸出電路40也用具有附圖標記40的虛線矩形表示。金屬氧化物半導體場效應 晶體管Ml用作功率因數控制電路10的開關Ml。如圖2中所示的電路圖還包括感測電路50，其中將所述附加的輸出電壓V3與齊納 二極管(Zener diode)D13產生的參考電壓進行比較。所述附加的輸出電壓V3與參考電壓 之差作為誤差電壓通過光電耦合器XI提供給驅動電路IC1。電路51是用于驅動電路IC1的輔助電源。它通過對輔助電感器L2兩端的輔助輸 出電壓的正調節部分進行整流而產生L6562(管腳8)的VCC電壓。此外，電路51也允許光 電耦合器XI驅動到驅動電路IC1的管腳1 (誤差電壓的輸入)的電流(當激勵時)。在如圖2所示的通用市電電源100的實施例中，驅動電路IC1為L6562PFC-控制 器。該驅動電路IC1通過控制經過開關Ml的電流的峰值電流Ipeak(參見圖6)來控制輸 出電壓V2。為在感測電路50處感測的誤差電壓的反饋信號在L6562的管腳2處被提供給 驅動電路IC1。驅動電路IC1還在管腳3上接收市電整流的電壓。驅動電路IC1使用與市 電頻率(為50或60Hz)相比的長時間常數將管腳2的誤差電壓與管腳3的市電整流的電 壓相乘。該乘法的結果通過其在連接到管腳4的電阻器Rse兩端的像決定開關Ml中的最 大峰值電流Ipeak。依照感測的誤差電壓改變峰值電流Ipeak允許驅動電路IC1調節或穩 定輸出電壓V2，同時將通用市電電源100的功率因數控制成基本上為1。可替換地，驅動電路IC1可以例如為NCP1606 PFC-控制器。該驅動電路IC1控制 開關Ml的“接通”時間Ton以便調節輸出電壓V2。開關Ml的“接通”時間Ton決定泵入輸 出電容器C2的功率量并且因而控制輸出電容器C2兩端的電壓，從而決定輸出電壓V2。驅 動電路IC1也可以例如使用與所述附加的輸出電壓V3關聯的誤差電壓以確定開關Ml的 “接通”時間Ton。通過改變開關Ml的“接通”時間Ton，驅動電路IC1可以調節或穩定輸出 電壓V2。圖3A示出了整流的市電電壓V(l)與時間T的關系，圖3B示出了通過開關Ml的 電流i(Ml)與時間T的關系，并且圖3C示出了得到的從市電看見的電流i (市電)與時間 T的關系。由圖3C可見，通過開關Ml的電流i (市電)具有基本上正弦的波形。圖4A示出了功率因數控制電路10的電感器L1兩端的電壓V(L1)。由圖4A可 見，正部分的包絡利用二極管D1整流并且給出調節的輸出電壓V2。電感器L1兩端的電壓 V(L1)的負部分是整流的市電電壓的像。圖4B示出了包括功率因數控制電路10的電感器L1的變壓器T1的次級繞組L3兩端的電壓V(L3)。由圖4A和圖4B可見，獲得了與電感器 L1兩端的電壓V(L1)的波形基本上相同的次級繞組L3兩端的電壓V(L3)的波形。結果，所 述附加的輸出電壓V3遵循輸出電壓V2并且于是由于輸出電壓V2的水平被控制以產生調 節的輸出電壓V2，因而所述附加的輸出電壓V3也被調節。所述另外的輸出電容器C3(參見圖1)兩端的電壓V3仍然包括相對較小的100Hz 紋波。該100Hz紋波歸因于以下事實加載輸出電容器C2的電流的包絡(其與圖3B上的 i (Ml)為相同的包絡)具有由整流的50Hz產生的大的100Hz含量。該100Hz含量不能完全 地結合到輸出電容器C2內，因為頻率太低。結果，殘余紋波保留在輸出電容器C2兩端的輸 出電壓V2上。該紋波與輸出電容器C2的電容值成反比。由于所述另外的輸出電容器C3 兩端的所述另外的輸出電壓V3為輸出電壓V2的像，因而該紋波也可以在所述另外的輸出 電壓V3上看到。圖5更詳細地示出了次級繞組L3兩端的電壓V(L3)。驅動電路IC1以30kHz與 80kHz之間的范圍內的頻率驅動開關Ml。這可以在圖5的詳細視圖中看作基本上的塊波 (block-wave)。選擇的頻率主要取決于功率因數控制電路10的負載20。電壓水平24V的 基本上水平的線為所述另外的輸出電容器C3兩端的整流的輸出電壓V3。圖6示出了依照本發明的功率因數控制電路10的通過開關Ml的電流i (Ml)、通過 電感器L1的電流i(Ll)以及通過整流器D1的電流i(Dl)與時間T的關系。由圖6可見， 開關Ml閉合并且傳導電流i (Ml)。同時，通過電感器L1的電流i(Ll)也增大。在預定的 “接通”時間Ton之后，或者在通過開關Ml的電流i(Ml)到達預定的峰值電流Ipeak之后， 驅動電路IC1斷開開關M1，其停止導通。由通過整流器D1的電流i(Dl)可見，整流器D1開 始導通并且開始對輸出電容器C2充電，同時通過電感器L1的電流i(Ll)減小。當通過電 感器L1的電流i(Ll)停止流動時，整流器D1也不導通，從而將從電感器L1轉移到輸出電 容器C2的能量存儲到輸出電容器C2中。應當指出的是，上述實施例說明了而不是限制了本發明，并且本領域技術人員在 不脫離所附權利要求書的范圍的情況下應當能夠設計出許多可替換的實施例。在權利要求書中，置于括號之間的任何附圖標記都不應當被視為限制了權利要 求。動詞“包括”及其變體的使用并沒有排除存在權利要求中未陳述的元件或步驟。元件 之前的冠詞“一”并沒有排除存在多個這樣的元件。本發明可以借助于包括若干不同元件 的硬件來實現。在列舉了若干裝置的設備權利要求中，這些裝置中的一些可以由同一硬件 項實施。在相互不同的從屬權利要求中陳述了特定的技術措施這一事實并不意味著這些技 術措施的組合不可以加以利用。
權利要求
一種功率因數控制電路(10)，包括輸入節點(n1，n2)，其用于接收整流的輸入電壓，該整流的輸入電壓是整流的市電輸入電壓，驅動電路(IC1)，其用于驅動開關(M1)，開關(M1)和電感器(L1)的串聯布置，其設置在功率因數控制電路(10)的輸入節點(n1，n2)之間，整流器(D1)和輸出電容器(C2)的串聯布置，其被設置成與電感器(L1)并聯，當開關(M1)閉合時，整流器(D1)不導通，驅動電路(IC1)被設置用于驅動開關(M1)以便產生通過開關(M1)的基本上正弦的電流，該電流基本上與市電輸入電壓的正弦電壓同步。
2.如權利要求1所述的功率因數控制電路(10)，其中驅動電路(ICl)被配置用于接收 控制通過開關(Ml)的正弦電流(i(Ml))的幅度的控制信號以便控制輸出電壓(V2)水平， 該輸出電壓為輸出電容器(C2)兩端的電壓。
3.如權利要求2所述的功率因數控制電路(10)，其中控制信號與輸出電壓(V2)關聯 以便調節輸出電壓(V2)。
4.如權利要求1、2或3所述的功率因數控制電路(10)，其中整流器(Dl)為二極管(Dl) 或二極管橋，或者被配置成當開關(Ml)閉合時不導通的另外的開關。
5.如權利要求1、2、3或4所述的功率因數控制電路(10)，其中電感器(Li)為變壓器 (Tl)中的初級繞組，變壓器(Tl)的次級繞組(L3)與另外的整流器(D12)和另外的輸出電 容器(C3)串聯連接以便提供附加的輸出電壓(V3)。
6.如權利要求2、3、4或5所述的功率因數控制電路(10)，其中驅動電路(ICl)被配 置用于控制開關(Ml)的“接通”時間(Ton)，“接通”時間(Ton)的持續時間決定輸出電壓 (V2)。
7.如權利要求6所述的功率因數控制電路(10)，其中驅動電路(ICl)被配置用于改變 開關(Ml)的“接通”時間(Ton)以便穩定輸出電壓(V2)。
8.如權利要求2、3、4或5所述的功率因數控制電路(10)，其中驅動電路(ICl)被配置 用于控制通過開關(Ml)的峰值電流(Ipeak)以便確定輸出電壓(V2)。
9.如權利要求8所述的功率因數控制電路(10)，其中驅動電路(ICl)被配置用于改變 峰值電流(Ipeak)以便穩定輸出電壓(V2)。
10.通用市電電源(100)，包括如前面的權利要求中任何一項所述的功率因數控制電 路(10)。
11.如權利要求10所述的通用市電電源(100)，其中逆變器電路(20)被設置成與輸出 電容器(C2)并聯以便將調節的輸出電壓(V2)轉換成調節的交流輸出電壓。
12.如權利要求11所述的通用市電電源(100)，其中逆變器電路(20)包括逆變驅動器 (IC2)、被設置成與輸出電容器(C2)并聯的第一逆變器開關(M2)和第二逆變器開關(M3) 的串聯布置以及被設置成與第二逆變器開關(M3)并聯的另外的電感器(L4)和平滑電容器 (C4)的串聯布置，逆變驅動器(IC2)被配置用于驅動第一開關(M2)和第二開關(M3)以便 將整流的調節的輸出電壓(V2)轉換成調節的交流輸出電壓。
13.如權利要求12所述的通用市電電源(100)，其中所述另外的電感器(L4)為包括另外的次級繞組(L5)的另外的變壓器(T2)的初級繞組 ，該另外的次級繞組通過另外的平滑 電容器(C5)耦合到負載。
全文摘要
本發明涉及一種功率因數控制電路(10)和通用市電電源(100)。所述功率因數控制電路包括輸入節點(n1，n2)，其用于接收整流的輸入電壓，該整流的輸入電壓是整流的市電輸入電壓；以及驅動電路(IC1)，其用于驅動開關(M1)。開關和電感器(L1)的串聯布置設置在所述輸入節點之間。整流器(D1)和輸出電容器(C2)的串聯布置被設置成與電感器(L1)并聯。當開關閉合時，整流器不導通。驅動電路驅動開關以便產生通過開關的基本上正弦的電流，該電流基本上與市電輸入電壓的正弦電壓同步。由于依照本發明的功率因數控制電路中的輸出電容器的布置，輸出電容器只能在開關的第一導通周期之后充電。該布置的效果在于，直到開關的第一導通周期之后，沒有浪涌電流能夠出現，這提高了依照本發明的功率因數控制電路的可靠性。
文檔編號H02M1/42GK101874340SQ200880117735
公開日2010年10月27日 申請日期2008年11月19日 優先權日2007年11月26日
發明者A·德克萊默 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司