專利名稱：逆變電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及與全橋型或半橋型等的逆變電路不同的、嶄新結構的逆變電路 (inverter circuit)。
背景技術：
歷來為人熟知的逆變電路是全橋型逆變電路、半橋型逆變電路、中心抽頭推挽型 逆變電路(center tap push-pull type inverter circuit)。這些逆變電路的概念圖如圖 5所示。全橋型是對開關元件Sl S4進行橋式連接而構成，在電橋間連接電源V。開關 元件Si、S4和開關元件S2、S3交替導通斷開，在輸出變壓器的1次繞組P中流過交流電流 (參照專利文獻1)。在半橋型中，對開關元件S1、S2分別并聯連接電壓源C1、C2，在電壓源C1、C2間連 接電源V。使開關元件Si、S2交替地導通斷開，在1次繞組P中流過交流電流(參照專利 文獻2)。在中心抽頭推挽型中，在連接于開關元件Si、S2間的1次繞組P的中心抽頭連接 電源V。使開關元件Si、S2交替導通斷開，在1次繞組P中流過交流電流(參照專利文獻 3)。專利文獻1 日本專利申請特開2007-151225號公報專利文獻2 日本專利申請特開2005-279774號公報專利文獻3 日本專利申請特開2001-112253號公報本發明要解決的課題可是，在上述各種逆變電路中，在以下的方面存在問題。(1)全橋型由于使用4個開關元件，成本變高。(2)半橋型雖然開關元件是2個即可，但是在各開關元件Si、S2和1次繞組P中流過的電流 與全橋型和中心抽頭推挽型相比變為2倍。由此，難以避免開關元件和變壓器的大型化和 高價格。(3)中心抽頭推挽型雖然開關元件是2個即可，在各開關元件Si、S2和1次繞組P中流過的電流與全 橋型相同不能變大。可是，由于在1次繞組P的中心抽頭連接電源V，在繞組P的左右的耦 合中存在漏電感。因此，在切斷第一開關元件時產生的浪涌電壓(surge voltage)經由上 述漏電感，在連接于第二開關元件的續流二極管被箝位(clamp)。由于上述漏電感的存在， 所以不能實現完全的箝位，存在對第一開關元件施加過大的浪涌電壓的問題。
發明內容
本發明的目的在于提供一種逆變電路，其有2個開關元件即可，流過開關元件的 電流值也小，此外，不會對開關元件施加過大的浪涌電壓。用于解決課題的方法本發明的逆變電路具備圖1所示的結構。在逆變電路中，作為開關元件具備第一 開關元件Sl、和第二開關元件S2。這些開關元件以半導體開關元件構成，例如以IGBT (絕緣 柵雙極晶體管)、或MOS-FET構成。此外，該逆變電路具備輸出變壓器，該輸出變壓器具備 第一 1次繞組，在所述第一開關元件Sl和所述第二開關元件S2之間串聯連接；和為了獲得 輸出電壓的2次繞組。作為連接例，第一 1次繞組Pl連接于第一開關元件Si、第二開關元 件S2的各自的正極側。此外，該逆變電路具備2個電壓源(在圖1中將電壓源作為電源進 行表示)。作為第一電壓源的第一電源Vl在上述第一 1次繞組Pl連接于上述第二開關元 件S2的第一連接點Al、和上述第一開關元件Sl之間連接。由此，第一電源Vl經由所述第 一 1次繞組Pl對上述第一開關元件Sl施加電壓。第二電源V2在上述第一 1次繞組Pl連 接于上述第一開關元件Sl的第二連接點A2、和上述第二開關元件S2之間連接。由此，第二 電源V2經由上述第一 1次繞組Pl對上述第二開關元件S2施加電壓。 控制部進行使上述第一開關元件Sl和上述第二開關元件S2交替地導通斷開的控制。由以上結構構成的逆變電路在本說明書中被稱為電流平衡推挽型(Current Balanced P. P)逆變電路。上述逆變電路的變形例如圖2所示，能夠以下述方式構成。S卩，第一電壓源(在圖2中為電容器Cl)的正極側連接于上述第一連接點，上述第 二電壓源(在圖2中為電容器C2)的正極側連接于上述第二連接點，進而，具備第二 1次 繞組P2，連接于上述第一電壓源的負極側和上述第二電壓源的負極側之間。此外，具備電 源V，其連接于上述第一 1次繞組Pl的中心抽頭、和上述第二 1次繞組P2的中心抽頭之間， 經由上述第一 1次繞組Pl和上述第二 1次繞組P2對上述第一、第二電壓源供給能量。在上述結構中，從電源V對第一電壓源和第二電壓源總是流過充電電流(供給能 量)。當第一開關元件Si導通時，從第一電壓源經由第一 1次繞組Pl向第一開關元件Sl 流過的電流成分、和從第二電壓源經由第二 1次繞組P2向第一開關元件Sl流過的電流成 分被合成，該被合成的電流流過第一開關元件Si。換句話說，流過第一開關元件Sl的電流 分流(shunt)到第一 1次繞組Pl和第二 1次繞組P2。本發明的逆變電路由于具備緩沖電路(snubber)和恢復(recovery)電路，所以能 夠實現ZVS(Zerc) Voltage Switching，零電壓切換)工作，并且能夠降低損失。緩沖電路由 第一緩沖電路和第二緩沖電路構成，該第一緩沖電路并聯連接于上述第一開關元件Si,包 含第一緩沖二極管和第一緩沖電容器的串聯電路，該第二緩沖電路并聯連接于上述第二 開關元件，包含第二緩沖二極管和第二緩沖電容器的串聯電路。第一緩沖電路的工作如下 所述。當第一開關元件Sl斷開(切斷)時，通過變壓器的漏電感的作用，充電電流 流過第一緩沖電容器，浪涌電壓成分被充電到該電容器。這時的充電電壓的變化是漸 漸地上升，因此切換工作成為ZVS工作。另一方面，當第一開關元件導通(接通)時， 通過變壓器的漏電感的減流作用，電流直線狀地傾斜上升，因此切換工作成為ZCS(ZeiX)CurrentSwitching，零電流切換)工作。這時，第一緩沖電容器的充電電荷通過第一緩沖 二極管的阻止，不經由第一開關元件Sl放電，而通過第一恢復電路恢復到第一電壓源。再 有，在不具備恢復電路的通常的緩沖電路中，緩沖電阻Rsl并聯連接于第一緩沖電容器， 緩沖電容器的充電電荷對緩沖電阻Rsl放電。放電電流if在該緩沖電阻Rsl被熱變換 (ifXifXRsl)。因此，在不具備恢復電路的通常的緩沖電路中熱損失大，逆變電路變為低 效率。在本發明中，不連接緩沖電阻Rsl，而設置第一恢復電路。在第一恢復電路中，第一 緩沖電容器的充電電荷恢復到第一電壓源。
第一恢復電路連接于上述第一電壓源的正極側和上述第一緩沖電容器之間。第一 恢復電路包含第三開關元件S3 ；第一電抗器(reactor)，連接于上述第三開關元件S3和 上述第一電壓源的正極側之間；以及第一恢復用二極管，連接于上述第三開關元件S3和上 述第一緩沖電容器之間，對第一緩沖電容器的充電進行阻止。控制部在上述第一開關元件 Sl的導通期間內進行使上述第三開關元件S3導通的控制。由此，使蓄積在第一緩沖電容器 中的電荷恢復到第一電壓源。通過恢復能夠使逆變電路為高效率。第二緩沖電路和第二恢復電路具備與上述第一緩沖電路和第一恢復電路同樣的 結構。發明的效果根據本發明，開關元件是2個即可，流過開關元件的電流值也小，此外，不會對開 關元件施加過大的浪涌電壓。此外，通過連接緩沖電路和恢復電路，能夠實現開關元件的 ZVS工作，并且能夠減少損失。
圖1是本發明的電流平衡推挽型(Current Balanced P. P型)逆變電路的概念圖。圖2表示本發明的第一實施方式。圖3是用于說明逆變電路的工作的圖。圖4是逆變電路的時間圖。圖5表示全橋型、半橋型、中心抽頭推挽型、電流平衡推挽型的各逆變電路的概念 圖。圖6是使用了電流平衡推挽型逆變電路的DC-DC轉換電路的電路圖。圖7是DC-DC轉換電路的時間圖。圖8是使用了變形后的電流平衡推挽型逆變電路的DC-DC轉換電路的電路圖。圖9是使用了變形后的另一個電流平衡推挽型逆變電路的DC-DC轉換電路的電路 圖。圖10是使用了變形后的又一個電流平衡推挽型逆變電路的DC-DC轉換電路的電 路圖。圖11是使用了變形后的再一個電流平衡推挽型逆變電路的DC-DC轉換電路的電 路圖。附圖標記說明Cl作為第一電壓源的電容器
C2作為第二電壓源的電容器
V 電源Sl第一開關元件S2第二開關元件S3第三開關元件S4第四開關元件Pl第一 1次繞組P2第二 1次繞組INV逆變電路sm第一恢復緩沖電路SN2第二恢復緩沖電路OUT輸出電路
具體實施例方式圖1是本發明的電流平衡推挽型(Current Balanced P. P型)逆變電路的概念圖。該逆變電路具備第一開關元件Sl ；第二開關元件S2 ；以及輸出變壓器(未圖 示)，其具備第一 1次繞組Pl、并具備用于獲得輸出電壓的2次繞組，該第一 1次繞組P串 聯連接于第一開關元件Sl和第二開關元件S2之間。此外，該逆變電路具備第一電源VI，其在第一 1次繞組Pl連接于第二開關元件 S2的第一連接點Al、和第一開關元件Sl之間連接，經由第一 1次繞組Pl對第一開關元件 Sl施加電壓；以及第二電源V2，其在第一 1次繞組Pl連接于第一開關元件Sl的第二連接點A2、和 第二開關元件S2之間連接，經由第一 1次繞組Pl對第二開關元件S2施加電壓。第一開關元件Sl和第二開關元件S2通過控制部(未圖示)而交替導通斷開。在上述逆變電路中，當第一開關元件Sl導通時，從第一電源Vl在第一 1次繞組Pl 中向左方向流過電流ID1，當第二開關元件S2導通時，從第二電源V2在第一 1次繞組Pl中 向右方向流過電流Id2。通過使第一開關元件Sl和第二開關元件S2交替導通斷開，在第一 1次繞組Pl中交替流過電流IdI和電流ID2，在變壓器的2次繞組中產生交流輸出電壓。圖2表示本發明的第一實施方式。該實施方式是使用了 2個1次繞組的逆變電路。在該逆變電路中，圖1的第一電源V 1被置換為作為第一電壓源的電容器Cl，圖1 的第二電源V2被置換為作為第二電壓源的電容器C2。此外，在第一電壓源Cl的負極側和第二電壓源C2的負極側之間連接有第二 1次 繞組P2。此外，在第一 1次繞組Pl的中心抽頭、和第二 1次繞組P2的中心抽頭之間具備電 源V，該電源V經由第一 1次繞組Pl和第二 1次繞組P2對第一電壓源Cl和第二電壓源C2
供給能量。圖3是用于說明上述逆變電路的工作的圖，圖4是時間圖。在圖4中，期間D是 第一開關元件Sl或第二開關元件S2導通的期間。該期間D的最大值在這里是0.5。期間 (0. 5-D)是開關元件Si、S2均斷開的休止期間。
在圖3中，第一 1次繞組Pl以中心抽頭為中心由繞組Pla和Plb構成，第二 1次 繞組P2以中心抽頭為中心以繞組P2a和P2b構成。再有，在變壓器T的2次繞組S連接有 二極管橋式整流電路，作為整體構成DC-DC轉換電路，進而，連接有使整流輸出平滑的電抗 器Ltl和負載禮。其它的結構與圖2相同。使第一開關元件Sl導通，通過作為第一電壓源的電容器Cl和作為第二電壓源的 電容器C2，分別對第一 1次繞組Pl、第二 1次繞組P2施加電壓V，當在2次繞組S產生輸出 電壓Vs時，在負載Rtl流過輸出電流由此，在1次繞組P1、P2分別流過0.5、· a (變壓 器的繞組比=1 a)。這時，將從電容器Cl流到開關元件Sl的電流、和從電容器C2流到 開關元件Sl的電流合成后的元件電流IdI是IdI = I0 · a。電容器Cl、電容器C2的充電電流(直流)Icl’、Ic2’分別是將輸出功率除以電源 電壓后的Ii的一半(0. 5Ii)。因此，流過電容器Cl、電容器C2的合成電流Icl、Ic2分別變 為放電電流-充電電流=0.5 (I11I-Ii)。另一方面，流過1次繞組Pla、P2b的電流成為減去充電電流后的電流，流過1次繞 組Plb、P2a的電流成為加上充電電流后的電流。即、IPla, Ip2b = 0. 5 (IDl_Ii)IPlb, Ip2a = 0. 5 (ID1+Ii)。該電流平衡沒有問題。其原因在于，通過開關元件Si、S2交替地導通斷開(通過 換向(commutating))，保持了平均繞組電流的平衡。因此，特別是不會產生變壓器的芯體磁 場偏移的問題。此外，從電源V看，Pla、Plb、P2a、P2b的各繞組的極性分別是相反極性。因此，以 電源電壓不會直接對變壓器τ進行勵磁。此外，由于分別流入1次繞組Pl和P2的充電電 流Icl’和Ic2’是相反極性，所以沒有芯體直流磁化的問題。在上述結構中，分別施加到第一 1次繞組Pl和第二 1次繞組P2的交流電壓是電 源電壓V，與全橋型相同。此外，設置在第一 1次繞組Pl和第二 1次繞組P2的中心抽頭用 于從電源V供給能量，通過使圖3的粗線表示的電流流過，在輸出功率供給中利用第一 1次 繞組Pl和第二 1次繞組P2的全繞組。因此，不會如中心抽頭推挽型那樣每半個周期產生 虛設繞組(idling winding) 0即，不需要考慮Pla和Plb之間的漏電感，以及P2a和P3b之 間的漏電感，因此換向時不會產生浪涌電壓。因此，不需要以防止浪涌電壓為目的，使Pla 和Plb間、P2a和P2b間、Pl和P2間緊密耦合。此外，從電源V對電容器Cl、C2經由第一 1次繞組Pl和第二 1次繞組P2總是流過充電電流0. 5Ii。在該充電時，由于這些繞組P1、 P2間的漏電感作為對波動成分(ripplecomponent)進行除去的濾波器而發揮作用，所以從 電源V供給的電流Ii是連續的直流。因此，作為電源V，能夠使用不耐波動成分(由于波動 成分而使壽命特性變差)的電池，例如燃料電池。再有，第一 1次繞組Pl和第二繞組S的 耦合，以及第二 1次繞組P2和2次繞組S的耦合，由于需要使分流平衡，所以必須對稱。圖5是為了參考，表示全橋型、半橋型、中心抽頭推挽型、電流平衡推挽型的各逆 變電路的概念圖。如上述那樣，在本實施方式的電流平衡推挽型逆變電路中，開關元件有2個即可， 流入各開關元件的電流與半橋型相比是二分之一即可，此外，有不對開關元件施加過大的浪涌電壓的優點。進而，電源V能夠使用不耐波動成分(由于波動成分而使壽命特性變差) 的電池，例如燃料電池。接著，表示本發明的第二實施方式。圖6是使用了上述電流平衡推挽型逆變電路的DC-DC轉換電路(converter circuit)的電路圖。圖7是時間圖。該轉換電路具備電流平衡推挽型逆變電路INV ；輸出電路OUT，對該逆變電路INV 的交 流輸出進行整流并輸出到負載；第一恢復緩沖電路Sm ；第二恢復緩沖電路SN2。逆變電路INV與圖2或圖3所示的電路相同(在圖6和圖3中，電容器Cl和C2的 顯示位置彼此相反)。在逆變電路INV的第一開關元件Si，連接有第一恢復緩沖電路SN1， 在第二開關元件S2，連接有第二恢復緩沖電路SN2。再有，在第一開關元件Si、第二開關元 件S2使用半導體開關元件，例如IGBT或MOS-FET等。輸出電路OUT以連接于變壓器T的2次繞組S的整流用二極管D9 D12、和平滑 用的電抗器L3和電容器C5構成，在輸出電路OUT連接有負載禮。第一恢復緩沖電路Sm具備第一續流二極管D1，反并聯連接于開關元件Sl ；第 一緩沖電路，并聯連接于開關元件Si。第一緩沖電路包含第一緩沖二極管D3和第一緩沖 電容器C3的串聯電路。此外，恢復緩沖電路sm具備在作為第一電壓源的電容器Cl的正 極側和緩沖電容器C3之間連接的第一恢復電路。第一恢復電路具備第三開關元件S3 ；第 一電抗器Li，連接于開關元件S3和電容器Cl的正極側之間；第一恢復用二極管D5，連接于 開關元件S3和緩沖電容器C3之間。第二恢復緩沖電路SN2具備與第一恢復緩沖電路Sm同樣的結構。即，第二恢復 緩沖電路SN2具備第二續流二極管D2，反并聯連接于開關元件S2 ；第二緩沖電路，并聯連 接于開關元件S2。第二緩沖電路包含第二緩沖二極管D4和第二緩沖電容器C4的串聯電 路。此外，恢復緩沖電路SN2具備在作為第二電壓源的電容器C2的正極側和緩沖電容器 C4之間連接的第二恢復電路。第二恢復電路具備第四開關元件S4 ；第二電抗器L2，連接 于開關元件S4和電容器C2的正極側之間；第二恢復用二極管D6，連接于開關元件S4和緩 沖電容器C4之間。轉換電路還具備控制部CT，該控制部CT生成用于對開關元件Sl S4進行導通 斷開控制的柵極信號(gate signaDGl G4。柵極信號Gl G4分別被供給到開關元件 Sl S4的柵極端子。接著，參照圖7對工作進行說明。對第一恢復緩沖電路sm的工作進行說明。在t0緊前方通過作為電流源的電抗器L3 (連接于變壓器T的2次側繞組)的作 用，整流用二極管D9 D12成為續流狀態。在t0開關元件S1導通時，通過1次繞組P1 (P 1 a、 P2a)、P2(P2a、P2b)的漏電感的減流作用，流過開關元件Sl的電流Slid以固定的傾斜度直 線地增加。因此，開關工作成為ZCS (Zero Current Switching，零電流切換)工作。此外，當開關元件Sl斷開時，由于上述漏電感的蓄積能量，緩沖電容器C3漸漸被 充電。緩沖電容器C3的充電電位VC3的變位，是在充電期間的后半中上述漏電感和緩沖電 容器C3的共振系統(resonantsystem)導致的，最終被箝位到2V(將電容器Cl的電位作為 V)。因此，防止浪涌電壓施加到開關元件Si，開關元件Sl的兩端電壓SlVds如圖7那樣漸漸地上升。因此，切換工作成為ZVS (Zero VoltageSwitching，零電壓切換)工作。在開關元件Sl斷開時，被充電到緩沖電容器C3的電荷不會像現有電路那樣被緩 沖電阻消耗，而恢復到作為第一電壓源的電容器Cl。即，在開關元件Sl導通的同時，開關元件S3導通。這時，通過緩沖電容器C3和第 一電抗器Ll的共振系統，基于緩沖電容器C3的充電電荷(電位是2V)的恢復電流(共振 電流)的正極部分流到開關元件S3，上述電荷恢復到電容器Cl(電位V)。由于緩沖電容器 C3的充電電位2V是電容器Cl的充電電位V的2倍，所以在恢復電流(共振電流)變為零 時，緩沖電容器C3的充電電荷全部被恢復(通過求解共振式，是很明確的)。再有，負極部 分通過恢復二極管D5的充電阻止，不會再次對緩沖電容器C3充電。當將流過上述共振系統 的恢復電流變為零之前的期間作為tO-tl時，開關元件S3導通的期間被設定為比該tO-tl 的期間長的Tb(t0-t2)。像這樣，當開關元件Sl導通時，緩沖電容器C3的充電電荷不會像現有緩沖電路那 樣被緩沖電阻消耗，而恢復到作為第一電壓源的電容器Cl，因此能夠提高逆變電路的效率。關于第二恢復緩沖電路SN2的工作，也與上述相同。接著，表示本發明的第三實施方式。圖8是使用了變形后的電流平衡推挽型逆變電路的DC-DC轉換電路的電路圖。圖8的電路和圖6的電路的不同之處如下所述。(Al)使用了圖1所示結構的電流平衡推挽型逆變電路。即，代替成為電壓源的電 容器Cl、C2，使用第一電壓源Vl和第二電壓源V2。在該電路中，不需要在1次繞組設置中心抽頭，此外，1次繞組是1個繞組即可。接著，表示本發明的第四實施方式。圖9是使用了變形后的電流平衡推挽型逆變電路的DC-DC轉換電路的電路圖。圖9的電路和圖6的電路的不同之處如下所述。(Bi)代替成為電壓源的電容器C2，使用電源V。(B2)去除1次繞組P1、P2的中心抽頭。在該電路中，不需要在1次繞組設置中心抽頭，此外，電源是1個即可。接著，表示本發明的第五實施方式。圖10是使用了變形后另一個的電流平衡推挽型逆變電路的DC-DC轉換電路的電 路圖。圖10的電路和圖6的電路的不同之處如下所述。(Cl)在變壓器T設置第一 3次繞組S20、和第二 3次繞組S30，將在該第一 3次繞 組S20產生的感應電壓α 1追加到緩沖電容器C3的充電電位2V (增強緩沖電容器C3的充 電電位)。此外，將在第二 3次繞組S30產生的感應電壓α 2追加到緩沖電容器C4的充電 電位2V。緩沖電容器C3的充電電位是電容器Cl的充電電位的2倍，因此理想的是通過開 關元件S3導通，緩沖電容器C3的充電電位完全放電。可是，由于恢復電路的損失等原因， 在緩沖電容器C3殘留電荷，成為ZVS工作的障礙。因此，將在第一 3次繞組S20產生的感 應電壓α 1追加到緩沖電容器C3的充電電位2V，促進緩沖電容器C3的充電電荷的放電。在上述任何實施方式中，工作 與圖6表示的第二實施方式相同。
接著，表示本發明的第六實施方式。圖11是使用了變形后的再一個電流平衡推挽型逆變電路的DC-DC轉換電路的電 路圖。圖11的電路和圖6的電路的不同之處如下所述。(Dl)在第一恢復緩沖電路Sm設置第三續流二極管D13，將陽極側連接于緩沖電 容器C3和作為 第一電壓源的電容器Cl的連接點，將陰極側連接于第一電抗器Ll和第三開 關元件S3的連接點。如果在基于緩沖電容器C3的充電電荷的恢復電流流過開關元件S3 的期間，開關元件S3斷開時，通過蓄積在電抗器Ll的能量，對開關元件S3施加浪涌電壓。 因此，在這樣的情況下，上述能量引起的電流流過續流二極管D13。在第二恢復緩沖電路SN2，也同樣地設置有第四續流二極管D14。
權利要求
一種逆變電路，其中，具備第一開關元件；第二開關元件；輸出變壓器，具備第一1次繞組，在所述第一開關元件和所述第二開關元件之間串聯連接；以及第二繞組，用于獲得輸出電壓；第一電壓源，在所述第一1次繞組連接于所述第二開關元件的第一連接點、和所述第一開關元件之間連接，經由所述第一1次繞組對所述第一開關元件施加電壓；第二電壓源，在所述第一1次繞組連接于所述第一開關元件的第二連接點、和所述第二開關元件之間連接，經由所述第一1次繞組對所述第二開關元件施加電壓；以及控制部，使所述第一開關元件和所述第二開關元件交替地導通斷開。
2.根據權利要求1所述的逆變電路，其中，在所述第一電壓源中，正極側連接于所述第一連接點， 在所述第二電壓源中，正極側連接于所述第二連接點， 該逆變電路還具備第二 1次繞組，連接于所述第一電壓源的負極側和所述第二電壓源的負極側之間；以及電源，連接于所述第一 1次繞組的中心抽頭、和所述第二 1次繞組的中心抽頭之間，經 由所述第一 1次繞組和所述第二 1次繞組對所述第一、第二電壓源供給能量。
3.根據權利要求1所述的逆變電路，其中，在所述第一電壓源中，正極側連接于所述第一連接點， 在所述第二電壓源中，正極側連接于所述第二連接點，該逆變電路還具備第二 1次繞組，連接于所述第一電壓源的負極側和所述第二電壓 源的負極側之間，利用電源構成所述第一電壓源和所述第二電壓源的任何的一方、或雙方。
4.根據權利要求2所述的逆變電路，其中， 具備第一續流二極管，反并聯連接于所述第一開關元件；第一緩沖電路，并聯連接于所述第一開關元件，該第一緩沖電路包含第一緩沖二極管 和第一緩沖電容器的串聯電路；以及第一恢復電路，在所述第一電壓源的正極側和所述第一緩沖電容器之間連接， 所述第一恢復電路包含第三開關元件；第一電抗器，連接于所述第三開關元件和所 述第一電壓源的正極側之間；以及第一恢復用二極管，連接于所述第三開關元件和所述第 一緩沖電容器之間， 該逆變電路還具備第二續流二極管，反并聯連接于所述第二開關元件；第二緩沖電路，并聯連接于所述第二開關元件，該第二緩沖電路包含第二緩沖二極管 和第二緩沖電容器的串聯電路；以及第二恢復電路，在所述第二電壓源的正極側和所述第二緩沖電容器之間連接， 所述第二恢復電路包含第四開關元件；第二電抗器，連接于所述第四開關元件和所述第二電壓源的正極側之間；以及第二恢復用二極管，連接于所述第四開關元件和所述第 二緩沖電容器之間，所述控制部進行如下控制，即在所述第一開關元件的導通期間內使所述第三開關元件 導通的控制、和在所述第二開關元件的導通期間內使所述第四開關元件導通的控制，由此， 使蓄積在所述第一、第二緩沖電容器中的電荷分別恢復到所述第一電壓源、第二電壓源。
5.根據權利要求4所述的逆變電路，其中，所述第一恢復電路具備第三續流二極管，在該第三續流二極管中，將陽極側連接于所 述第一緩沖電容器和所述第一電壓源的連接點，將陰極側連接于所述第一電抗器Ll和所 述第三開關元件S3的連接點， 所述第二恢復電路具備第四續流二極管，在該第四續流二極管中，將陽極側連接于所 述第二緩沖電容器和所述第二電壓源的連接點，將陰極側連接于所述第二電抗器和所述第 四開關元件的連接點。
全文摘要
逆變電路具備第一、第二開關元件；以及輸出變壓器，該輸出變壓器具備在所述第一、第二開關元件之間串聯連接的第一1次繞組；和為了獲得輸出電壓的2次繞組。逆變電路還具備第一電壓源和第二電壓源和控制部。第一電壓源在上述第一1次繞組連接于上述第二開關元件的第一連接點、和上述第一開關元件之間連接，經由上述第一1次繞組對上述第一開關元件施加電壓。第二電壓源在上述第一1次繞組連接于上述第一開關元件的第二連接點、和上述第二開關元件之間連接，經由上述第一1次繞組對上述第二開關元件施加電壓。控制部使上述第一開關元件和上述第二開關元件交替地導通斷開。逆變電路還具備用于對緩沖電容器的充電電荷進行恢復的第一、第二恢復緩沖電路。
文檔編號H02M3/337GK101849347SQ20088010128
公開日2010年9月29日 申請日期2008年11月27日 優先權日2008年11月27日
發明者山村聰史, 森本健次, 勝島肇, 藤吉敏一 申請人:株式會社三社電機制作所