具有續流二極管的降壓開關穩壓器的制作方法

專利名稱：具有續流二極管的降壓開關穩壓器的制作方法
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一般需要穩壓(volatge regulation)，以防止對例如數字IC、半導體存儲器、顯示模塊、硬盤驅動器、RF電路、微處理器、數字信號處理器和模擬IC的各種微電子組件供電的電源電壓的變動，特別是在例如手機、筆記本計算機和消費者產品的電池供電的應用中。
由于產品的電池或DC輸入電壓經常必須升壓到更高DC電壓、或降壓到更低DC電壓，所以這樣的穩壓器被稱為DC到DC變換器。只要電池的電壓大于期望的負載電壓，就使用降壓變換器(一般稱為Buck變換器)。降壓變換器可包括感性開關穩壓器、容性電荷泵、和線性穩壓器。相反，只要電池的電壓低于對其負載加電所需的電壓，就需要升壓變換器(一般稱為Boost變換器)。升壓變換器可包括感性開關穩壓器或容性電荷泵。
在前述穩壓器中，感性開關變換器可實現在最寬范圍的電流、輸入電壓和輸出電壓上的優越性能。DC/DC感性開關變換器的操作基于以下簡單原理電感器(線圈或變壓器)中的電流不能立即改變，并且電感器將產生反向電壓以抵抗其電流的任何改變。
基于電感器的DC/DC開關變換器的基本原理在于將DC電源電壓切換或“斬波(chop)”為脈沖或突發，并使用包括電感器和電容器的低通濾波器來對那些突發進行濾波，以產生良好(well-behaved)時變電壓，即，將DC電壓改變為AC電壓。通過使用按照高頻率切換的一個或多個晶體管以對電感器進行反復磁化和消磁，可使用該電感器來對變換器的輸入電壓進行升壓或降壓，產生與其輸入電壓不同的輸出電壓。在使用磁學將AC電壓變高或變低之后，輸出電壓然后被向回整流為DC電壓，并被濾波以去除任何紋波(ripples)。
DC/DC變換器典型地使用具有低通態阻抗的MOSFET(一般稱為功率MOSFET)來實現。使用來自變換器的輸出電壓的反饋來控制切換條件，可維持恒定的經過良好調整的輸出電壓，而不管變換器的輸入電壓或其輸出電流的快速改變。
為了去除由MOSFET的切換動作生成的任何AC噪聲或紋波，將輸出電容器放置在開關穩壓器電路的輸出端兩端。電感器和輸出電容器一起形成“低通”濾波器，該濾波器在達到負載之前能夠防止MOSFET的大部分切換噪聲。相對于濾波器的“LC”諧振(tank)的諧振頻率，該切換頻率(典型為1MHz或更多)必須為“高”。在多個切換循環期之間進行平均，切換的電感器如同具有慢慢變化的平均電流的可編程電流源那樣運轉。
由于被偏置為“通”或“斷”開關的MOSFET控制平均電感器電流，所以MOSFET中的功率耗散理論上小，并且可實現在80％到90％范圍內的高變換器效率。特別當使用“高”柵偏壓將功率MOSFET偏置為通態開關時，其展示了具有典型為200毫歐或更小的低RDS(on)阻抗的線性I-V漏極特性。在例如0.5A處，這樣的裝置將展示僅100mV的最大壓降ID·RDS(on)，而不管其高漏極電流。其通態導電時間期間的其功率耗散是ID2·RDS(on)。在給定示例中，當晶體管導電時耗散的功率是(0.5A)2·(0.2Ω)＝50mW。
由此，功率MOSFET使得其柵極偏置到其源極，即使得VGS＝0。即使具有等于變換器的電池輸入電壓Vbatt的施加的漏極電壓VDS，功率MOSFET的漏極電流IDSS也非常小，一般最好低于一微安并更一般地在毫微安的范圍內。電流IDSS主要包括結漏。
為此原因，在DC/DC變換器中用作開關的功率MOSFET是有效的，因為在其關斷條件下，其展示了高壓降處的低電流，而在其接通條件下，其展示了低壓降處的高電流。除了切換瞬變之外，功率MOSFET中的ID·VDS乘積保持小，并且開關中的功率耗散保持低。
開關穩壓中的關鍵部分是將斬波器(chopper)的合成的AC輸出向回變換或“整流”為DC電壓所需的整流器功能。為了確保負載決不經歷電壓極性的反轉，將整流二極管放置在切換的電感器和負載的串聯路徑中，由此阻止來自負載的大AC信號。整流器可在拓撲上位于高邊路徑(high-side path)中，即在功率或電池輸入的正極端和輸出的正極端之間，或在低邊路徑(low-side path)上，即在“地”返回路徑中。整流器的另一功能是控制能量流的方向，使得電流僅從變換器流到負載，并不反轉方向。
在一類開關穩壓中，整流器功能采用P-N結二極管或肖特基二極管。肖特基二極管最好在P-N結上，因為其展示了比P-N結更低的正向壓降，典型為400mV而非700mV，并因此耗散了較少功率。在正向傳導期間，P-N二極管按照少數載流子的形式存儲電荷。在二極管能夠阻止其反向偏置的極性的電流之前，自然必須去除(即提取)或重組這些少數載流子。
因為肖特基二極管包括除了P-N結之外的金屬半導體接口，所以理想上其不利用少數載流子來導電，并所以存儲比P-N結二極管更少的電荷。利用更少的存儲電荷，肖特基二極管能夠更迅速地對于其端子兩端的電壓極性的改變作出應答，并以更高的頻率操作。不幸的是，肖特基二極管具有幾個主要缺點，其中之一是其展示大的(significant)不想要的斷態泄漏電流，特別是在高溫度下。結果，不幸的是，存在肖特基二極管的相對高的斷態泄漏電流及其相對低的正向偏置壓降之間的基本折衷。
此外，二極管在傳導期間的壓降越低，其在其斷態中變得越漏。泄漏電流也展示電流的正電壓系數，使得當泄漏電流增加時，功率耗散也增加，這導致肖特基二極管泄漏更多并耗散更多功率，導致甚至更多的加熱。利用這樣的正反饋，局部加熱可導致熱點變得更熱并“獨占(hog)”更多泄漏，直到該點達到使得裝置發生故障的高電流密度為止，已知為熱散逸的處理。
肖特基二極管的另一缺點在于，難以使用傳統晶片制造工藝和制造業來將其集成為IC。具有用于肖特基二極管的最佳屬性的金屬在IC工藝中不是通常可用的。一些通常可用的金屬展示太高的勢壘(即，太高的壓降)，而其他通常可用的金屬展示太低的勢壘電位(即，它們允許太多泄漏電流)。
不管這些限制，許多開關穩壓器如今使用P-N二極管或肖特基二極管用于整流。作為兩端子裝置，整流器不需要柵極信號來控制其何時導電。除了由瞬態電荷存儲引起的電流之外，整流器自然地防止反向電流，使得能量不能從輸出電容器和電負載向回流入變換器及其電感器中。
為了降低壓降和傳導損耗，有時在開關穩壓器中使用功率MOSFET代替肖特基整流二極管。作為整流器的MOSFET的操作通常通過將MOSFET與肖特基二極管并聯放置并且只要二極管導電就接通MOSFET(即，與二極管的導電同步)而實現。在這樣的應用中，MOSFET有時被稱為“同步整流器”。
這樣的同步整流器MOSFET可被調整尺寸，以具有低通態阻抗和比肖特基二極管更低的壓降，當肖特基二極管導電時，電流從二極管轉移(divert)到MOSFET溝道，并且降低“整流器”中的總功率耗散。大多數功率MOSFET包括寄生源極-漏極二極管。在開關穩壓器中，該固有P-N二極管的定向(orientation)必須是與肖特基二極管相同的極性，即，陰極到陰極，陽極到陽極。由于硅P-N二極管和肖特基二極管的并聯組合僅在短間隔(已知為“先開后合”間隔)中承載電流，所以在同步整流器MOSFET接通之前，二極管中的平均功率耗散低，并且肖特基二極管經常被一起排除。
假設晶體管切換事件與穩壓器的振蕩周期相比相對較快，則切換期間的功率損耗可被認為是微不足道的，或作為選擇被看作固定功率損耗。總的說來，在低壓開關穩壓器中損耗的功率可通過考慮傳導性和柵極驅動損耗來估計。然而，在多兆赫切換頻率處，切換波形分析變得更重要，并且MOSFET的漏極電壓、漏極電流、和柵極電壓必須作為時間的函數來分析。
然而，與肖特基或P-N結二極管不同，同步整流器MOSFET允許電流雙向流動，并必須按照精確定時對其柵極信號操作，以防止反向電流流動，并防止降低效率、增加功率耗散和加熱、并可損壞裝置的不想要的類型的傳導。通過減慢切換速率并增加接通延遲，通常可以用效率換取DC/DC開關穩壓器中的改善的魯棒性。
應用以上原理，在寬范圍的電路、電感器和變換器拓撲中，實現當前基于電感器的DC/DC開關穩壓器。廣泛地說，它們可被分為兩種主要拓撲，非隔離和隔離變換器。
最通用的隔離變換器包括反激(flyback)變換器和正激(forward)變換器，并需要變壓器或耦接的電感器。在更高功率處，也使用全橋式變換器。隔離變換器能夠取決于變壓器的初級或次級線圈匝數比而使得輸入電壓升高或降低。具有多個線圈的變壓器可同時產生多個輸出，包括比輸入更高和更低的電壓兩者。變壓器的缺點在于，它們比單線圈電感器大并經受不想要的雜散(stray)電感。
非隔離變換器包括降壓Buck變換器、升壓boost變換器、和Buck-boost變換器。Buck和boost變換器有效并且尺寸緊湊，特別當在兆赫頻率范圍中操作時，可使用2.2μH或更小的電感器。這樣的拓撲產生每一卷單一的穩壓輸出電壓，并需要專用控制環和單獨PWM控制器用于每一輸出，以不斷調節MOSFET開關的接通時間，從而使得輸出電壓穩壓。
在便攜式和電池供電的應用中，通常采用同步整流來改善效率。采用同步整流的升壓boost變換器已知為同步boost變換器。采用同步整流的降壓Buck變換器已知為同步Buck變換器。
非同步相對于同步Buck變換器操作 如圖1A中圖示，現有技術Buck變換器1包括P溝道或N溝道功率MOSFET 2、電感器3、輸出電容器4、肖特基整流二極管5、和脈沖寬度調制(PWM)控制器6。電感器3、MOSFET 2和整流器5共享這里被稱為“Vx”節點(有時稱為“Lx”節點)的公共節點，其展示電壓Vx。二極管7寄生于MOSFET 2，并在Buck變換器1的規則操作中始終維持反向偏置和關斷。
通過功率MOSFET 2的切換動作，Vx節點進行“軌到軌”切換，當MOSFET2接通(并傳導電流IL(on))時展示在大約Vbatt之間交替的電勢，而當MOSFET2關斷時(當電流IL(off)通過整流二極管5再循環時)展示稍微低于地的電勢。Vx的波形在圖1B的圖表10中圖示，其中通過表達式(Vbatt-I·RDS(on))給出當MOSFET 2傳導時的Vx(曲線11)，并通過-Vf給出當MOSFET 2關斷時的Vx(曲線14)。
在時間t＝12處，在持續時間ton之后，電感器3將電壓Vx驅動為負，并且取決于變換器1的設計和布局，在這點，Vx可經歷一些電壓電壓過沖和不想要的振蕩或振鈴13。在間隔toff之后，在時間15處，MOSFET 2接通，并且在二極管5從任何存儲的電荷恢復之后，Vx展示正轉換15，并且整個循環期重復。
在同步Buck變換器中，用第二功率MOSFET來替代整流二極管5。如圖2A中所示，同步Buck變換器20包括高邊功率MOSFET開關22、電感器23、輸出電容器24、和具有本征并聯二極管25的低邊同步整流器MOSFET 21。MOSFET 22和21的柵極由先開后合(BBM)電路27驅動，并由PWM控制器26響應于在輸出電容器24兩端存在的來自變換器輸出的反饋電壓VFB來控制。需要BBM操作，以防止通過MOSFET 21和22的Vbatt和地之間的短路。
圖2B的圖表30中圖示了同步穩壓器20中的Vx的波形，其中通過高邊功率MOSFET 22的切換動作，Vx節點進行軌到軌切換，當所述MOSFET接通(并傳導電流IL(on))時展示在大約Vbatt之間交替的電勢，而當MOSFET 22關斷時(當電流IL(off)通過MOSFET 21再循環時)展示稍微低于地的電勢。當MOSFET 22傳導時，Vx在圖表30中被圖示為等于Vbatt-I·RDS1(on)(曲線31)。
在時間t＝32處，在持續時間ton之后，電感器23將Vx驅動為負，并且取決于變換器1的設計和布局，在安定(settling)為電壓-Vf之前，電感器23可經歷一些電壓電壓過沖和不想要的振蕩或振鈴33。在先開后合時間間隔tBBM(由BBM電路27確定)之后的時間t＝34處，通過使得同步整流器MOSFET21導電而將Vx降低為幅度(-I·RDS2(on))，與P-N二極管25中的耗散相比降低了功率損耗。
在時間t＝35處，正好在高邊MOSFET 22接通之前，同步整流器MOSFET21關斷，并且Vx返回到-Vf(即，二極管25兩端的正向壓降)(曲線36)。在間隔toff之后，MOSFET 22接通，而在P-N二極管25從任何電荷存儲恢復之后，Vx展示正轉變37。取決于P-N二極管25的恢復，Vx可展示過壓尖峰(spike)38。在尖峰38和隨后的振鈴之后，Vx穩定為(Vbatt-I·RDS1(on))并且整個循環期重復。
高邊MOSFET 22可以是N溝道或P溝道MOSFET。接地的同步整流器MOSFET 21被更方便地實現為N溝道MOSFET。在變換器22的正常操作期間保持關斷并反向偏置的二極管28是高邊MOSFET 22固有的P-N二極管。由于二極管28在正常操作下不導電，所有其用虛線示出。只要高邊MOSFET22關斷，同步整流器MOSFET 21固有的二極管25就變為正向偏置，但僅當MOSFET 21關斷時，二極管25才承載基本電流。可包括與MOSFET 21并聯的肖特基二極管，但是具有串聯電感可能不會工作快到足以轉移來自正向偏置二極管25的電流。
如果能量從電池或電源流到DC/DC變換器中的時間的百分比(即，當高邊MOSFET開關22接通而電感器23正被磁化的時間的百分比)被定義為變換器的占空因數D，則變換器的輸出對輸入電壓比與占空比成比例，即 盡管該等式描述了寬范圍的變換比率，但是Buck變換器不能在無需特別快的裝置和電路應答時間的情況下平滑地逼近零或一的電壓比。考慮到這些因素，Buck變換器的占空比實際上被限制為5％到95％的范圍。
強迫二極管恢復操作和影響 二極管恢復是開關穩壓器中的功率損耗和電噪聲的主源。在圖2B的圖表30中，因為二極管25中存儲的電荷，而發生高dV/dt電壓瞬變37和電壓過沖38。該現象在圖2C的圖表40中得到了較好的解釋，其中相對于時間繪制了整流器電流Irect和電壓Vx。在時間t1之前，如插圖41中所示，高邊MOSFET22關斷，而低邊同步整流器MOSFET 21接通，承載與流經電感器23的電流IL相同的電流Irect，即Irect＝IL(曲線50)。在該間隔期間，Vx(同步整流器MOSFET21兩端的電壓)等于Irect·RDS2(on)(曲線60)。
在時間t1處，MOSFET 21關斷，而P-N結二極管25必須獨自承載電感器電流IL。結果，Vx的絕對幅度增加到-Vf(曲線61)。在該先開后合間隔期間，在P-N結二極管25中存儲電荷。當高邊MOSFET 22再次接通時，在插圖42中圖示的該條件保持直到時間t2為止。
如插圖43中所示，在MOSFET 22接通的時刻，其利用大漏極電壓和小柵極電壓而偏置，在其飽和區中作為受控的電流源工作，其中電流沿斜坡上升。當MOSFET 22中的電流沿斜坡上升時，其在電感器23中供應增加百分比的電流，縮小整流二極管25中的電流負荷，如Irect電流中下降的線所詳述的那樣(曲線51)。在該斜坡上升期間，正向偏置的二極管25兩端的電壓的絕對值逐漸下降量ΔVx(曲線62)，但是二極管25保持反向偏置并且Vx仍然低于地。
如果在P-N二極管25中不存在電荷，那么在電流Irect達到零的時間t2，二極管25將關斷而Irect將不再變負。但是因為P-N二極管25中存儲的電荷，所以二極管25中的電流斜坡(曲線51)反轉極性并實際上變負，電流流入二極管25的陰極。當二極管中的電荷耗盡和重組時，二極管25兩端的電壓逼近零(曲線63)。
在時間t6，整流二極管25兩端的電壓反轉極性并且二極管反轉恢復電流達到其峰值(點52)。Vx然后以高dV/dt轉換速率迅速升高(曲線64)，如插圖44中示意性表示的，其由具有通態阻抗RDS1(on)現在偏置為全通條件的高邊MOSFET 22來供電。在該間隔期間，高邊MOSFET 22必須供應通過電感器23的電流和二極管25中的反向恢復電流兩者。二極管25中的反向電流意味著電流流入P-N結二極管的陰極，即使該二極管被反向偏置并且理論上應該關斷。通過在反向偏置的同時暫時傳導負電流(曲線53)，二極管25在間隔Δtrr＝t9-t6期間產生能量損耗Err并由下式給定 Err可以是大體上的。利用超過4W的瞬時功率(Irr(peak)·Vbatt)損耗，可發生1A或更多的反向電流。由于通過與Vbatt相連的高邊MOSFET 22來供應該反向電流，所以能量損耗與直通(shoot-through)電流損耗相似，并且使用三角形近似導致(2W)·Δtrr/T的平均功率損耗。
此外，因為曲線63的區域中的高dV/dt，所以Vx過沖電池輸入電壓Vbatt。該過沖的原因被示意性表示在圖2D的等效電路100中，其中電池由電壓源101表示，電感器由電流源103表示，充電的輸出電容器由電壓源104表示，具有漏極電流I1的高邊MOSFET由受控電流源102表示，而恢復二極管105由結電容107表示并且少數載流子擴散電容由P-N結二極管106表示。
插圖108跟蹤I1隨著時間的過去相對于高邊MOSFET 102的漏極電壓VDS1的改變，其中VDS1＝(Vbatt-Vx)。例如，在時間t2處，高邊MOSFET關斷，而電流I1為零。當在其飽和區中工作的高邊MOSFET的柵極電壓的幅度從VG(t3)增加到VG(t7)(括弧109)時，電流I1的幅度增加，而沒有漏極電壓VDS1的顯著改變。例如，在時間t6處，Vx＝0，并且漏極電壓具有電壓VDS1＝Vbatt(點112)。該時間段期間的電壓接近恒定，因為二極管105仍然包括存儲的電荷，并將不使得Vx改變。然而，在時間t7之外，二極管“現在開始(let’s go)”并且電壓迅速改變(曲線111)。
再次參考圖2C，在時間t8處，電壓過沖可達到峰值電壓Vpeak(點65)。如果Vpeak的幅度是大于Vbatt的600mV或更大，將立即正向偏置高邊二極管28，這存儲電荷并引起噪聲和進一步的振蕩(曲線66)。
最后，在時間t9處，如圖2C中的插圖67所示，Vx電壓穩定在Vbatt(曲線67)，整流器電流Irect是零(曲線54)，并且完成二極管25的反向恢復。再次參考圖2D中的插圖108，在點113，高邊MOSFET 102的柵極達到偏壓VG(t8)并且MOSFET 102進入其線性區(曲線110)，不再作為受控電流源運轉。在線性區110中，漏極電流I1和漏極電壓VDS1基本上不改變。
總之，作為先開后合操作的結果在同步Buck變換器中發生二極管恢復，其中高邊和低邊MOSFET兩者暫時關斷。二極管中存儲的電荷導致電池輸入端和地之間(即，變換器的功率輸入端兩端)的電流尖峰。其還引起增加的功率耗散、效率損耗、高dV/dt轉換速率、電壓過沖、噪聲、和不想要的振鈴和振蕩。這樣的振蕩也可限制開關穩壓器的最大操作頻率。
柵極驅動損耗 Buck變換器中的功率損耗的另一源是由于MOSFET柵極電容的充電和放電。柵極驅動損耗的起源在圖3A的Buck變換器120中進行了示意性表示，其中P溝道MOSFET 122包括漏極-柵極電容CDG(電容器126)、柵極-源極電容CGS(電容器128)、和漏極-源極電容CDS(電容器127)。為了接通和關斷MOSFET 122，柵極驅動器125必須供應瞬態柵極驅動電流iG(t)，以按照期望的頻率對與柵極相連的CDG和CGS電容器126和128進行充電和放電。示出的MOSFET的所有電容器是電壓可變的。
漏極-柵極電容器126的幅度尤其重要，因為其在實際操作中看來比其小信號等效值更大。該對于輸入電容的放大效應(原始上已知為雙極放大器中的“米勒”效應)是變換器120中的電壓增益的結果。該電壓增益Av(t)在MOSFET 122飽和的工作條件期間發生，并如同可編程電流源那樣運轉。CDG輸入電容與在切換瞬變期間變化的該增益成比例縮放。
即使MOSFET 122中的寄生電容引起柵極驅動和切換損耗，但是驅動MOSFET的電容所需的功率在柵極驅動器125中(而不是在MOSFET自身中)顯現(manifested)，并必須由電池輸入源Vbatt來供應。將高邊MOSFET從共源極配置的P溝道裝置改變為源極跟隨器的N溝道裝置沒有消除米勒反饋效應。
例如，在圖3B的Buck變換器140中，高邊N溝道MOSFET 142包括漏極-柵極電容CDG(電容器146)、柵極-源極電容CGS(電容器148)、和漏極-源極電容CDS(電容器147)。為了接通和關斷MOSFET 142，參考源極的(source-referenced)柵極驅動器145必須供應瞬變柵極驅動電流iG(t)，以按照期望的頻率對與柵極相連的CDG和CGS(電容器146和148)進行充電和放電。示出的MOSFET的所有電容器是電壓可變的。
即使N溝道MOSFET 142的漏極在固定電勢Vbatt處偏置，柵極驅動器145也必須用電壓Vx浮置，使得柵極電勢VG在切換瞬變期間相對于漏極電勢VD變化。結果，輸入電容的幅度仍然通過米勒效應放大，并必須由柵極驅動器145驅動。驅動額外電容所需的功率從自舉電容器149交付(delivered)，只要Vx接地，該功率就最終通過正向偏置的自舉二極管150從Vbatt供應。
所以在驅動Buck變換器中的高邊MOSFET時發生柵極驅動損耗，而不管該裝置是N溝道源極跟隨器裝置還是P溝道公共源極配置的裝置。除了計算電壓可變電容器中的功率損耗，功率MOSFET的柵極驅動需求的更精確的測量是圖3C中示出的柵極電荷曲線160。該圖表圖示了MOSFET的柵極-源極電壓VGS對將柵極驅動到該電壓所需的總柵極電荷QG的繪圖。考慮到變化的偏置條件、前述米勒效應和非線性電容，柵極電荷測量方法在確定柵極驅動損耗時比電容計算更有用。
使用由恒定電流源IG驅動其柵極的功率MOSFET來生成柵極電荷曲線。為了對柵極到漏極反饋的效應進行正確建模，MOSFET驅動包括電阻器或從Vbatt供電的電流源的負載。該裝置的特征在于，從關斷MOSFET和零柵偏壓(點161)開始，并且在開始時間，只是接通驅動MOSFET的柵極的電流源。當柵極VGS電壓升高到其閾值并超出該閾值時，然后在VGS(on)，晶體管具有足夠跨導來承載負載電流，并且漏極電壓開始下降(曲線163)。
在dVDS/dt轉變期間，柵極-漏極電容CDG必須由來自漏極和柵極端的相等和相反電荷來充電。由于恒定柵極電流正在對CDG充電，所以不剩下電荷來對柵極-源極電容器CGS充電，并結果柵極電勢變為恒定(曲線164)。柵極電壓中的該高原(plateau)表示滿足電荷中性所需的電荷，并且對漏極到柵極反饋(即，整個瞬態的米勒效應)進行定量測量。一旦漏極電壓下降到半恒定值，MOSFET就進入其線性區，其中VDS＝ID·RDS1，并且柵極電壓VGS重新開始其向上轉變。
由于測量中的柵極電流是恒定幅度IG，所以圖表160的橫坐標可通過線性關系QG＝IG·t從時間“t”改變為柵極電荷QG。如圖表160中所示，可然后相對于柵極電荷繪制漏極電壓VDS(t)和柵極電壓VGS(t)。如圖示的，存在將柵極驅動到特定柵極電壓162和漏極電壓165所需的唯一和特定量柵極電荷QG。由于節約了電荷，所以該圖表的形狀不取決于進行測量的速度。如果IG增加，則時間t成比例減小，并且圖表160保持不變。
在具有柵極電壓VGSα＝0的“斷”和柵極處于電勢VGSβ的“全通”之間切換的功率MOSFET的有效輸入電容由下式給出 其中QGβ是MOSFET從斷轉變為通(即，QG(on))、然后通過其飽和區ΔQDG并進入其線性區ΔQD(lin)量所需的全部電荷之和，或作為 由于節約了電荷，所以將MOSFET的柵極驅動為電壓VGSβ的等效電容Ceq是路徑獨立的，這意味著將該裝置偏置為全通條件所需的功率獨立于驅動技術。然而柵極驅動功率損耗取決于漏偏壓Vbatt，這確定高原的寬度ΔQDG。Vtatt電壓越高，VDS的幅度越大而柵極高原ΔQDG越寬。
本質上，圖表160中的ΔQDG高原(曲線164)表示對于在大比例尺MOSFET切換瞬變中測量的輸入電容的小信號米勒反饋效應，并精確說明在瞬態中損耗的總能量。即使在切換期間使用電壓源來對柵極供電，能量和功率損耗仍保持相同。只有通過使得引起ΔQDG的漏極電壓轉變最小化，才可在任何給定功率MOSFET中降低損耗。不幸的是，由于Vbatt是DC/DC變換器的輸入，所以其不可用作控制柵極驅動損耗的變量。
實際功率損耗取決于切換損耗的間隔相對于總體周期的相對關系。然而，初步損耗包括I2·RDS傳導損耗和QG·VG柵極驅動損耗，如下式給出的那樣 Ploss≈Pconduction+Pgate-drive＝I2RDS1D+QG·VG·f 在DC/DC變換器中，通過反饋來控制占空因數D，以維持固定的輸出到輸入轉換比。對于固定的電壓輸入電壓、輸出電壓和負載電流，僅頻率確定這兩個損耗分量的加權。在低頻率處，柵極驅動損耗占優勢。在高頻率處，切換損耗占優勢。
更糟的是，MOSFET裝置操作需要這些損耗之間的不可避免的折衷。該固有折衷可通過交換圖3D中所示的縱坐標和橫坐標軸將圖表160變換為圖表170而得到最好理解。如所示的，QG柵極電荷曲線包括截止部分161、飽和部分164、和線性部分162(如同其中QG與增加的VGS成比例增加的圖表160)。在同一圖表170上，RDS通態阻抗曲線展示隨著增加的偏壓下降的、對于柵極驅動的雙曲線依賴性。在飽和的邊緣，通態阻抗RDS迅速下降(曲線171)為線性操作(曲線172)，并在大約柵偏壓VGSβ處達到最小值(曲線173)。
通態阻抗和柵極電荷的折衷由它們的乘積QG·RDS圖示，如圖表160中的虛線曲線所示。由于兩項都對損耗有貢獻，所以使得QG·RDS乘積最小化表示最大變換器效率和最小功率損耗。在區域174中，QG·RDS乘積下降，因為通態阻抗171正下落。在區域176中，QG·RDS乘積增加，因為QG正增加。在最佳偏置條件175之間存在使得QG·RDS乘積最小化的地方。在實際變換器中，不能在該最佳條件處維持VGS，因為VGS隨著電池輸入電壓改變。本質上，QG·RDS乘積是用于給定技術和裝置設計的優值系數(figure-of-merit)。
在不重新設計裝置和過程的情況下，降低其操作中的柵極驅動損耗的唯一手段是限制裝置操作期間的最大VDS。不幸的是，Buck和同步Buck變換器在切換期間在高邊MOSFET兩端強加全電池輸入電壓Vbatt，使得ΔQDG和關聯的柵極驅動損耗最大化。
相反，同步整流器MOSFET不隨著任何顯著漏偏壓在傳導和非傳導狀態之間改變，所以米勒效應和過度ΔQDG高原不加重(aggravate)其柵極驅動損耗。
Buck變換器的問題 如上所示，Buck變換器由于其整流器中的功率耗散而展示差效率和過度加熱。肖特基二極管經受過度泄漏和熱散逸的風險。同步整流消除了傳統非同步Buck變換器中的整流器傳導損耗和加熱問題，但是不能消除Buck變換器中的所有問題。
例如防止高邊和低邊功率MOSFET中的直通傳導所需要的先開后合操作需要兩個裝置暫時關斷的停滯時間(dead time)。在該間隔期間，與同步整流器MOSFET并聯的P-N二極管必須承載全電感器電流，并且在這樣做時存儲電荷。存儲的電荷導致引起變換器的輸入端兩端的電流路徑的強迫二極管恢復、并引起高dV/dt轉換速率、電壓過沖、振蕩和噪聲——與非同步Buck變換器中相同。
此外，消除二極管不是選項。圖4A的電路200圖示了去除了整流二極管的Buck變換器，包括具有本征并聯二極管205的高邊MOSFET 202、電感器203和輸出電容器204。與Buck或同步Buck變換器不同，在節點Vx和地之間不存在二極管。得到的操作電路200的切換波形示出在圖4B的圖表210中，其中一旦MOSFET 202接通，漏極和電感器電流就線性斜坡上升211，而MOSFET 202兩端的電壓僅為IL(t)·RDS(on)，這意味著Vx≈Vbatt，如曲線215所示。
在時間t1處，當MOSFET 202關斷時，Vx立即展示負向電壓瞬變(曲線216)，以便維持恒定電感器電流(點212)。沒有整流器，節點處的電壓Vx沒有限制地變負(低于地)直到斷態MOSFET 202兩端的VDS1超出二極管205的雪崩擊穿BVDSS1為止，將其驅動為擊穿。負Vx電壓過沖并輕微振鈴(曲線217)直到其安定在電壓Vx＝(Vbatt-BVDSS1)為止。如果MOSFET 202易碎(即，不魯棒)，它將立刻展示反向折轉(snapback)I-V特性并損壞自己。如果MOSFET 202魯棒，它將維持擊穿電壓BVDSS1，直到MOSFET 202停止傳導的時間t2，電流沿斜坡向下到零(曲線213)。這時，電感器203如同電線(而不是電流源)那樣運轉，并且Vx從點218向上跳到電容器電壓Vout，如曲線219所示。
這樣的裝置被稱為加固(rugged)功率MOSFET。加固MOSFET通過它們在MOSFET中的硅半導體或導體材料由于過熱而熔化之前所能吸收的能量Ej的幅度來評價。不認為熱失效是堅固性的失效。按照這種方式的功率裝置操作已知為未箝位的感性切換或UIS，并在汽車應用中使用的許多螺線管和電機驅動裝置中常見。因為能量從電感器203轉儲(dumped)到二極管205中，所以UIS操作具有非常差的能量效率。這樣從Buck變換器中去除整流二極管不是可行的選項。
不幸的是，留下整流二極管也產生問題，特別在輕負載條件下，其促使電感器電流變得斷續。該現象在圖5A的圖表225中進行了圖示。對于以高電流IL(high)操作的Buck變換器，電感器電流按照達到兩者大大高于零的最大電流(點227)和最小(點226)的向上和向下斜坡連續交替。在較低的電感器電流IL(mid)處，峰值電流(點229)大大高于零，但是最小值(點228)接近零。
低于該最小值的任何電感器電流IL促使電感器電流成為斷續的。在這樣的情況下，電感器電流具有正峰值電流(點231)但是具有在點230和232截斷為零的最小值，二極管傳導時間現在限于總周期T的小百分比，并且本質上按照與MOSFET 236的關斷時間不同的頻率和占空比傳導。斷續傳導增加變換器輸出中的紋波和噪聲。
在例如圖5B的電路235的以輕負載操作的同步Buck變換器中，必須注意在電流達到零和IL反轉極性之前關斷低邊MOSFET 237。如果同步整流器MOSFET保持接通太長時間，則電感器電流將如曲線233所示反轉方向。電流反轉意味著電感器239中的電流將從負載242向回流動并進入穩壓器，沿著遠離負載241和輸出電容器240并進入變換器電路的錯誤方向移動能量，這期間效率受損。
所以，電路235將以在部分循環期中流動的電流IL(forward)和在剩余循環期中流動的IL(reverse)振蕩。一些電負載241在AC條件下沒有正確操作。但是同步整流器MOSFET 237的感測和關斷是有問題的，因為Vx上的噪聲，以及因為沒有精確測量電感器239中的低幅度電流的容易方式。如果MOSFET 237關斷太晚，則電感器電流反轉并且能量丟失。如果它過早關斷，則二極管238不得不在更長時間內承載電流并存儲更多電荷。這也展示了在同步整流器關斷時的振蕩，這降低效率并生成噪聲。
此外，在非常輕負載處，高邊MOSFET的接通時間變得非常短，整個變換器被迫按照可變頻率幾乎沒有電感器電流流動(即，幾乎關斷)地操作。幾乎關斷的操作使得難以對負載電流的突變作出反應，并可導致差瞬態穩壓，特別是在輕負載操作中。
概述 現有技術Buck和同步Buck開關穩壓器兩者經受消極影響效率、噪聲、穩定性以及更多的它們的電路拓撲固有的很多限制。所需要的是替代降壓拓撲，其改進或消除例如整流器切換和傳導損耗、直通傳導、存儲的電荷和二極管恢復、高dV/dt和電壓過沖、高柵極驅動損耗、電流反向的問題。


發明內容
根據本發明的DC/DC變換器可被稱為續流降壓變換器。該變換器包括全部在輸入端和電源電壓端之間串聯連接的高邊MOSFET、電感器和輸出電容器。續流箝位(clamp)包括續流二極管和與該電感器并聯連接的續流MOSFET。該續流MOSFET被連接為使得其陽極耦接到該電感器和該輸出電容器之間的節點，而其陰極耦接到該節點。先開后合(BBM)電路被連接為分別驅動所述高邊和續流MOSFET的柵極；和脈沖寬度調制電路，被連接為驅動該BBM電路。該變換器的輸出端耦接到該電感器和該輸出電容器之間的節點。從該變換器的輸出端供應負載。典型地，反饋電路連接在該輸出端和該脈沖寬度調制電路的輸入端之間。可選地，箝位二極管可連接在該電源電壓端與在該高邊MOSFET和該電感器之間的節點之間。箝位二極管的陽極連接到該電源電壓端，而其陰極連接到該高邊MOSFET和該電感器之間的節點。在許多實施例中，該電源電壓端被偏置到地。地是可為實際地或任何其他電壓的電路地；Vbatt和地之間的電勢差表示輸入DC電壓。
本發明的變換器如下操作在操作的第一時期中，高邊MOSFET接通并從輸入端向電感器傳導電流；續流MOSFET關斷并且續流二極管被反向偏置使得沒有電流流經該續流箝位。在該第一時期期間，使得電感器磁化。在操作的第二時期中，高邊MOSFET關斷；電流開始循環經過續流二極管，并且結果該電感器的輸入端的電壓下降到等于比該變換器的輸出電壓低一個正向偏置二極管壓降的水平。第二時期可被稱為第一先開后合(BBM)間隔，因為高邊MOSFET已關斷，但是續流MOSFET還沒有接通。在操作的第三時期中，續流MOSFET接通并轉移來自續流二極管的電流，這將電感器兩端的壓降降低到續流MOSFET的通態阻抗和通過續流MOSFET的電流的數學乘積。由于該電壓乘積典型地非常小，所以電感器的輸入端的電壓大致等于第三時期期間的變換器的輸出電壓。在操作的第四時期期間，續流MOSFET再次關斷，并且電感器的輸入端的電壓上升到等于比該變換器的輸出電壓低一個正向偏置二極管壓降的水平。第四時期可被稱為第二先開后合(BBM)間隔，因為續流MOSFET已被關斷而高邊MOSFET還沒有被再次接通。由于電感器的輸入端的電壓接近第二、第三和第四時期期間的變換器的輸出電壓，所以在這些時期期間相對很少電流流到負載。在第四時期之后，高邊MOSFET再次接通，并且重復該循環期。
本發明的續流降壓變換器的優勢是很多的。例如，與傳統Buck或同步Buck變換器相比，該變換器經歷更軟二極管恢復以及更少電壓過沖和噪聲。供應到續流二極管的二極管恢復電流沒有流到地，而是流到輸出電容器和負載。這樣，在續流降壓變換器中，甚至二極管恢復電流也向負載供應能量，由此改善變換器效率。并且，續流降壓變換器還提供輕負載操作期間的獨有優勢。在該條件下，當負載正引出(draw)太少電流而不能將輸出電壓維持為目標值時，續流降壓變換器可在高邊MOSFET保持關斷而電感器繼續在續流箝位中再循環電流的條件下操作達到延長的持續時間，而不影響負載中或輸出電容器中的電流的極性。通過維持大于平均負載電流的電感器電流，顯著改善了負載瞬變期間的穩壓。



圖1A是傳統現有技術Buck開關穩壓器(A)示意的電路圖。
圖1B是示出了Buck開關穩壓器中的切換波形的圖表。
圖2A是傳統現有技術同步Buck開關穩壓器的電路圖。
圖2B是示出了同步Buck開關穩壓器中的切換波形的圖表。
圖2C是示出了在二極管強迫反轉恢復波形期間的波形的圖表。
圖2D是強迫二極管恢復條件的等效電路圖。
圖3A是示出了在共源極配置的功率MOSFET中對與柵極驅動相關的切換損耗作出貢獻的組件的電路圖。
圖3B是示出了在源極跟隨器配置的功率MOSFET中對與柵極驅動相關的切換損耗作出貢獻的組件的電路圖。
圖3C是示出了作為柵極電荷的函數的VGS和VDS的圖表。
圖3D是示出了通態阻抗和柵極電荷之間的折衷的圖表。
圖4A是示出了沒有整流器的Buck變換器中的未箝位感性切換的電路圖。
圖4B是圖4A的Buck變換器中的波形的圖表。
圖5A是示出了輕負載操作期間Buck變換器中的斷續傳導的圖表。
圖5B是示出了同步Buck變換器中的電流反轉的電路圖。
圖6是根據本發明的續流降壓變換器的電路圖。
圖7A-7D是描述續流降壓變換器的操作模式的電路圖，包括電感器正被磁化(圖7A)、整流二極管續流(圖7B)、MOSFET續流(圖7C)和整流二極管續流(圖7D)。
圖8A-8D是示出了續流降壓變換器的波形的圖表，包括電感器節點處的電壓Vx(圖8A)、電感器電流IL(圖8B)、高邊MOSFET和續流箝位之間“交接(hand off)”的電流(圖8C)和電感器兩端的電壓VL(圖8D)。
圖9A示出了續流降壓變換器中在強迫二極管恢復期間的疊加的電流和電壓波形。
圖9B是傳統Buck變換器的等效電路圖。
圖9C是用于續流降壓變換器的等效電路圖。
圖10A是示出了作為傳統Buck和續流降壓變換器中的柵極電荷的函數的柵極和漏極電壓之間的比較的圖表。
圖10B是傳統Buck和續流降壓變換器中的通態阻抗/柵極電荷折衷的圖表。
圖11A是輕負載條件下的續流降壓變換器的等效電路圖。
圖11B是圖示了輕負載操作期間的續流降壓變換器中的電壓和電流波形的圖表。
圖12A是具有P溝道高邊MOSFET和P溝道續流MOSFET的續流降壓變換器的電路圖。
圖12B是具有N溝道高邊MOSFET跟隨器和P溝道續流MOSFET的續流降壓變換器的電路圖。
圖12C是具有固定軌驅動的具有P溝道高邊和N溝道續流MOSFET的續流降壓變換器的電路圖。
圖12D是具有電荷泵浮置驅動的具有P溝道高邊和N溝道續流MOSFET的續流降壓變換器的電路圖。

具體實施例方式 圖6圖示了根據本發明作出的續流降壓變換器和開關穩壓器的一個實施例。如所示的，變換器250包括高邊功率MOSFET 251、電感器252、輸出電容器253、包括二極管258和續流功率MOSFET 257的續流箝位256、先開后合(BBM)電路261和脈沖寬度調制(PWM)控制器260。使用來自變換器250的輸出端的反饋VFB，PWM控制器260的操作控制MOSFET 251和257的接通時間以調整指定輸出電壓VOUT。DC/DC變換器的反饋電路是本領域公知的并在例如名為“High-Efficiency DC/DC Voltage Converter Including DownInductive Switching Pre-Regulator And Capacitive Switching Post-Converter”的申請號11/890,818和名為“High-Efficiency DC/DC Voltage Converter IncludingUp Inductive Switching Pre-Regulator And Capacitive Switching Post-Converter”的申請號11/890,956中進行了描述，所述申請中的每一個都提交于2007年8月8日并通過引用而全部合并于此。
在輸入電壓、負載電流和溫度的指定范圍中調整輸出電壓VOUT。在這方面，變換器250是開關穩壓器。所有開關穩壓器也可被看作變壓器(盡管該變換并非必須是真實的)。將不進行區分開關穩壓器和開關變壓器的努力。
在變換器250中，高邊MOSFET 251可以是具有BBM電路261的柵極驅動電路的適當改變的P溝道或N溝道MOSFET。二極管255是可選的，并可是MOSFET 251固有的，假設其陰極與正輸入Vbatt相連。如所指的，二極管253在變換器250的正常操作期間維持反向。
續流MOSFET 257可以是具有BBM電路261的柵極驅動電路的適當改變的P溝道或N溝道MOSFET。在優選實施例中，續流二極管258存在并與續流MOSFET 257并聯，假設其陽極與輸出VOUT相連。二極管258可以是MOSFET 251固有的。它們一起構成續流箝位256，當其導通時，承載電流Ifw。
在變換器250的正常操作期間，續流二極管258取決于高邊MOSFET 251的導通條件而在反向偏置和正向偏置之間交替。在優選實施例中，續流MOSFET 257具有足夠低的通態阻抗，使得當MOSFET 257處于其低阻抗“通狀態”時，其轉移通過MOSFET 257的溝道流入續流二極管258的電流的非常大部分，并與MOSFET不導電時相比，導致更低的箝位256兩端的壓降。
二極管254是可選的，并不需要用于續流降壓變換器的操作。在正常操作下將其陰極與Vx節點相連，二極管254保持反向偏置并不導電。二極管254的存在可以是單片(monolithically)集成MOSFET 251和257的典型產物(artifact)。
如所描述的，通過與切換周期相關的高邊MOSFET 251的接通時間來控制輸出電壓VOUT，由此其符合與先前對于Buck變換器描述的相同電壓變換公式，即 其中T是PWM 260中的時鐘或斜波發生器的周期，而Vin是可由電池供電或可由任何其他電源、DC/DC變換器、AC/DC適配器、或用于實現變換器250的組件的指定工作電壓范圍內的電源的輸出供電的輸入標簽(labeled)Vbatt。
由于ton＜T，所以續流變換器250的輸出電壓必須低于其輸入電壓，這樣穩壓器嚴格地是具有限于Vbatt和地之間的正輸出的降壓變換器。MOSFET切換的速度限制實際上將占空因數限制在用于最高幾兆赫的PWM時鐘頻率的5％和95％之間。其上，因為控制環中的傳播延遲而使得占空因數范圍變窄。
PWM控制器260不限于固定頻率，而還可利用變化頻率(例如，具有固定接通時間和可變關斷時間或在PWM和可變頻率模式之間交替)來操作。PWM控制器260還可通過將輸出電容器253充電到某最大電壓然后讓其衰減到某最小值并重復該循環，而在遲滯(hysteretic)模式中操作。與固定頻率PWM操作相比，可變頻率或遲滯操作在消耗更少操作電流的同時，典型地展示增加的輸出紋波。
續流降壓變換器操作 如先前描述的，使用來自穩壓器的輸出的反饋VFB，PWM控制電路260的操作控制MOSFET 251和257的接通時間，以調整指定輸出電壓VOUT。
續流降壓變換器的操作的原理是利用高邊MOSFET 251的接通時間來控制電感器252中的電流，并通過利用與電感器252并聯的低阻抗續流MOSFET257(所述續流MOSFET與高邊MOSFET 251異相導電)分流(shunt)電感器電流IL來控制電感器252的Vx節點處的電壓瞬變。續流降壓變換器的操作序列圖示在圖7A-7D中，而波形示出在圖8A-8D中。
操作的第一時期由圖7A的電路265示出，其中高邊MOSFET 251接通并傳導電流IHS＝IL，續流MOSFET 257關斷而續流二極管258反向偏置，使得通過續流箝位256的電流(Ifw)等于零。在高邊MOSFET 251導電的同時，Vx(圖8A中的曲線281所示)等于Vx＝(Vbatt-IL·RDS1)，幾乎等于Vbatt。在沒有續流電流的情況下，IHS＝Ix＝IL＝IOUT。電感器電流IL以值291開始該循環期，并沿斜坡上升到值292，如圖8B所示。電感器電流IL也等于圖8C中示出的高邊MOSFET電流IHS(分別為值296和297)。
在該循環期期間，輸出電壓Vout由反饋電容器253的電感器電流IL控制。每循環期中傳遞到輸出電容器253的電荷dQ(庫侖為單位)然后為 dQc＝Iy·ton＝IL·ton 并且由于dVc＝dQc/C，所以輸出電容器的電壓的遞增量dVc由下式給出 結果，MOSFET 251的接通時間ton確定在任何一個循環期中傳遞到負載和輸出電容器的電荷量。如圖8D的圖表300中所示，電感器252兩端的電感器的電壓(曲線301)由VL＝((Vbatt-IL·RDS1)-Vout)≈(Vbatt-Vout)給出，其中RDS1是高邊MOSFET 251的通態阻抗。
圖7B的電路266圖示了在續流降壓變換器250的操作中的第二時期。如圖8A中所示，緊靠MOSFET 251在時間ton關斷之后，Vx立即下降到比輸出低一個正向偏置二極管壓降Vf的水平或(Vout-Vf)。如圖8D中所示，該轉變(曲線302)反轉電感器252兩端的電壓VL的極性，但是不向傳統Buck變換器中那樣驅動Vx低于地。
由于續流二極管258通過在MOSFET 251和257兩者關斷的任何時間(例如在先開后合間隔期間)通過電感器252承載電流而充當自時(self-timed)電壓箝位和電流反流，所以續流MOSFET 257中的傳導定時比較不嚴格。在該時期期間，其幅度等于電感器252中的電感器電流IL(圖8B中的電流292)的高邊MOSFET 251中的電流IHS(圖8C中的電流297)被“交接”到續流箝位256(圖8C中的電流298)。
更詳細地，一旦MOSFET 251關斷并且IHS＝Ix＝0，則續流箝位256通過電感器252承載全電流，這樣IL≈Ifw。因此，電感器252不能強迫電壓Vout或Vx在該周期期間改變，因為輸出端的電流(IOUT)大致等于零并且Vx節點處的電流(Ix)也大致等于零。因為通過電感器252的電流被分流，所以電感器252不能將電流供應到任何其他電路元件或強迫輸出端或Vx管腳上的電壓移動。如圖8A中所示，該條件在BBM電路261確定的持續時間tBBM的BBM間隔283中一直持續。
在操作的第三時期中，如圖7C中所示，在BBM間隔283之后，續流MOSFET 257接通并轉移來自二極管258的電流，這將傳導續流箝位256兩端的壓降304從-Vf降低到-IL·RDS2，其中RDS2是MOSFET 257的通態阻抗。在該時間期間，Vx大致等于VOUT。在PWM控制下，MOSFET 257在操作的第四時期中關斷達到圖7D所示的持續時間tBBM，在該時間期間，二極管258承載電感器電流IL。
在作為時鐘周期的時間T處，循環期按照以下順序重復，高邊MOSFET251接通，Vx從～Vout跳到～Vbatt，電感器252兩端的極性返回到正值，而續流箝位256將其電流Ifw(點299)向回“交接”到高邊MOSFET 251(點296)，如圖8C中所示。
比較續流變換器250的操作和傳統Buck或同步Buck變換器的操作，一些顯著區別是明顯的。Vx節點決不超出供電軌(supply rail)的范圍，而是(忽視MOSFET通態阻抗)在輸入電壓Vbatt和輸出電壓VOUT(非地)之間轉變。較小的電壓范圍(Vbatt-Vout)降低了柵極電荷和柵極驅動損耗，并減少強迫二極管恢復期間在二極管258上的應力(stress)。
而且，與Buck變換器不同，在續流變換器250中，僅當高邊MOSFET 251接通和導電時，電感器252才向輸出端和電容器253傳遞其電流IL。在續流階段期間，當高邊MOSFET關斷時(以上第二、第三和第四時期)，電感器電流繼續維持并不與負載相互作用，這避免了極性反轉和負載中的噪聲的問題。
降低的二極管恢復應力和損耗 圖8D的圖表300圖示了電感器252兩端的電壓VL。在公開的續流降壓變換器中，VL也是續流二極管258和續流MOSFET 257兩端的電壓。圖8D中所示的波形所以在導致強迫二極管恢復的任何瞬變(即，先開后合(BBM)間隔之后的大電壓瞬變)期間是有意義的。
緊靠BBM間隔305之后發生這樣的情況，當在時間T時，電感器電壓VL在瞬變306中突然上升(fly up)，并緊靠正向電流已正在二極管258中流動之后，在P-N二極管258兩端施加～Vbatt的反向偏壓。這樣，在操作的第四時期結束時，期望一些二極管恢復應力。
圖9A的圖表340擴展該操作區域，這圖示了針對時間繪制的二極管恢復電流波形IPN。IPN的波形與傳統Buck變換器中的強迫二極管恢復期間的電流波形類似，以通過二極管258的正向偏置電流開始(曲線341)、其中高邊MOSFET 251返回接通的固定dI/dt的區域(曲線342)、峰值反電流(點343)。和最后當存儲的電荷消散時的反電流的衰減(曲線344)。即使假設用于現有技術Buck和公開的續流變換器的相同電流波形，對應電壓波形也基本上不同，這是二極管恢復期間的不同電路拓撲的結果。
如圖9B的等效電路圖中所示，二極管恢復期間的傳統Buck或同步Buck變換器380包括表示與Vbatt的正極端385相連的高邊MOSFET的受控電流源381、反向恢復中的與地相連的二極管386(其中二極管386由P-N二極管387和電容器388的并聯組合表示)、表示電感器電流IL的固定電流源382、表示充電到電壓Vc＝Vout的變換器的輸出電容器的電壓源383、和負載384。
在二極管恢復之前的正向偏置條件下，二極管387導電，并且在二極管387兩端逐漸形成(develop)正向偏壓Vf。由于二極管387的陽極接地，所以在正向偏壓下，電壓Vx低于地，如圖表340中的曲線346所示。
恢復386中的二極管386被表示為電容器388和P-N二極管387的并聯組合。電容器388表示沒有任何少數載流子電荷存儲的取決于電壓的結電容Cj(Vx)。P-N二極管387表示與在正向偏置期間或緊靠正向偏置之后在P-N結二極管中存儲的少數載流子關聯的擴散電容。總電流Irect包括傳導電流以及在耗盡電容和擴散電容兩者中的任何電流，或 位移電流(Cj·dVj/dt)用結電壓對促使空間電荷或耗盡區變寬或變窄的結電容進行充電或放電。重組電流描述了取決于半導體材料的少數載流子壽命的少數載流子的正常重組。提取電流描述了擴散到耗盡區中并傳送到結的另一邊的少數載流子，即變為多數載流子。
該等式的復雜性在于，結偏壓影向電流，而電流影響結偏壓，包括該結的內部反饋的類型。就是以下效果即使當如曲線347所示從裝置去除少數載流子時，仍使得該結兩端的電壓有些恒定。最終，當去除最后少數載流子時，電壓Vx(rect)按照高dV/dt轉換速率迅速從-Vf升高到Vbatt。電壓過沖(點349)、振鈴(曲線350)并最后安定在Vx＝Vbatt。
Buck拓撲的一個重要方面是高邊電流源381和恢復二極管386本質上在整流二極管386的反向恢復期間使電源385短路。利用供應電流的接近全電池輸入電壓(用于二極管恢復的特別苛刻(harsh)的偏置條件)，發生該恢復。相反，圖9C的續流降壓變換器展示較柔和的恢復條件。
如圖9C的等效電路圖所示，二極管恢復期間的續流降壓變換器400包括表示與Vbatt的正極端405相連的高邊MOSFET的受控電流源401、反向恢復中的與輸出端相連的二極管406(由P-N二極管407和電容器408的并聯組合表示)、表示電感器電流IL的固定電流源402、表示充電到電壓Vc＝Vout的變換器的輸出電容器的電壓源403、和負載404。
在二極管恢復之前的正向偏置條件下，二極管407導電，并且在二極管兩端逐漸形成正向偏壓Vf。但是由于二極管407的陽極沒有接地而是與輸出電壓聯系到一起，所以在正向偏壓下，電壓Vx不象Buck變換器那樣低于地(曲線346)，而是比輸出電壓低一個正向壓降(即，Vx＝(Vout-Vf))，如圖表340中的曲線360所示。
如Buck變換器的情況那樣，結電容408和擴散電容保持Vx電壓半恒定(曲線361)，同時二極管406恢復，但是之后，驅動二極管恢復的凈偏壓僅為(Vbatt-Vout)，而不是Buck變換器中那樣的全輸入電壓。利用較低的施加電壓，二極管恢復較軟，具有較低轉換速率(曲線362)、較小過沖(點363)、和最小振鈴(曲線364)。
除了較軟恢復和較小過沖之外的另一優勢在于，高邊MOSFET 401向二極管406供應的二極管恢復電流Ifw不是向地流動而是向輸出電容器403和負載404流動。這樣，在續流降壓變換器中，甚至二極管恢復電流也向負載供應能量，由此改善變換器效率。
降低的柵極驅動損耗 續流降壓變換器的其他優勢在于其降低的柵極電荷和柵極驅動損耗。因為Vx僅在最大值(+Vbatt-IL·RDS1)和最小值(+Vout-Vf)之間變化，所以高邊MOSFET 251兩端的漏極到源極電壓擺動ΔVDS1大致為(Vbatt-Vout)。該較低電壓擺動的優勢在于米勒效應的降低和較低的柵極電荷損耗。該優勢在圖10A中進行了圖示，其中圖表440包括兩個柵極電荷曲線-用于續流降壓變換器的曲線QG(B)和用于傳統Buck變換器的曲線QG(A)。
如所示的，用于Buck變換器的柵極電荷曲線QG(A)包括截止區、在點449結束的ΔQGD高原區、和超出高原區的線性區450，對應漏極到源極電壓曲線具有區域441、442和443。在漏極到源極電壓曲線的截止區441中，VDS等于Vbatt。在漏極到源極電壓曲線的線性區443中，VDS等于IL·RDS1。
相反，用于續流降壓變換器的柵極電荷曲線QG(B)包括截止區、在點447結束的ΔQGD高原區、和超出高原區的線性區448，對應漏極到源極電壓曲線具有區域444、445和446。在漏極到源極電壓曲線的截止區444中，VDS等于(Vbatt-Vout)，即輸入和輸出電壓之間的差。在漏極到源極電壓曲線的線性區443中，VDS等于IL·RDS1，這與傳統Buck變換器相同。
由于在續流降壓變換器中，漏極電壓在較小范圍上擺動，所以ΔQGD高原的寬度成比例地降低。該優勢在圖10B中得到了更清楚的圖示，圖10B繪制了MOSFET的柵極電荷(曲線466和467)、通態阻抗(曲線465)、和相對于x軸上的柵偏壓VGS的y軸上的QG·RDS相乘乘積(曲線468和469)。如圖表450中所示，直到截止區中的點462，兩個變換器中的高邊MOSFET都展示相同的柵極電荷461。在點462之外，與續流降壓變換器的較小米勒效應電荷463相比，反饋效應促使Buck變換器展示幅度464的附加電荷ΔQGD。對于較高的柵偏壓，兩個MOSFET展示具有等效斜率的線性增加的柵極電荷466和467。
為了進行更精確的比較，兩個應用電路中的MOSFET線性區柵極電荷466和467可由阻抗465標準化，導致用于續流和Buck拓撲的優值系數曲線468和469。Buck變換器的優值系數曲線469具有最小值QG·RDS1，其大大高于續流降壓變換器的優值系數曲線468。取決于MOSFET的構造以及變換器的輸入和輸出電壓，續流降壓變換器與在相似條件下操作的現有技術Buck變換器相比可容易地將柵極驅動損耗降低80％那么多。
消除斷續和反向電感器電流 續流降壓變換器還提供輕負載操作期間的獨有優勢，如圖11A的等效電路圖500圖示那樣。如所示的，在輕負載條件期間，當負載508正引出小電流以將Vout維持為目標值時，續流降壓變換器可在以下條件下操作達到延長的持續時間，即，高邊MOSFET 505保持關斷(并所以示出為斷路)而電感器504繼續使得其電流在續流箝位501中再循環，而不影響負載508中或輸出電容器507中的電流極性。
在MOSFET 505關斷而Ix＝0的時間期間，負載從電池輸入切斷，而電感器504中的電流IL主要通過通態MOSFET 502傳導，分流正向偏置的二極管503。由于IL＝Ifw，所以沒有電感器電流流入包括電容器507和負載508的輸出506，即I1＝0。由于I1為零，所以負載電路506本質上從變換器500的剩余部分切除，而輸出電容器507向負載508供應需要的電流Iout。
在感性電流再循環的延長周期期間，沒有能量從電感器或電池傳遞到輸出電路506，并且當電容器507放電時，輸出電壓Vout將逐漸降低。輸出電壓Vout的降低由圖11B的圖表515中的曲線516圖示。曲線518示出的電壓Vx跟蹤自從續流MOSFET傳導期間以來的輸出電壓， Vx＝Vout-IL·RDS2 在該時間期間，電感器和續流MOSFET電流Ifw＝IL僅在幅度上輕微下降(圖表520的曲線523)。如果輸出電壓Vout下垂(sag)太低，則可通過比較器或各種其他部件來檢測該條件。如圖表515中圖示的，當Vout在點517處達到限制Vout(min)時，控制電路檢測該輸出電壓正超出指定調整。
一旦檢測到該條件，續流MOSFET 502就關斷，而高邊MOSFET 505暫時接通，將Vx驅動為曲線521表示的電壓，刷新電容器507并使得Vout達到在其指定電壓范圍的高端Vout(max)的電壓(曲線518)。
在該間隔期間，將電感器電流傳遞到負載508和輸出電容器507，由此I3＝IL，并所以Ifw＝0。一旦Vout達到曲線518表示的條件，高邊MOSFET 505就關斷，續流MOSFET 502接通，而這些變換器返回到等效電路圖500中示出的其續流狀態，使得續流電流Ifw等于電感器電流IL。
由于在輸出電路506中不存在基本電感，所以對于電阻負載508，電流Iout和輸出電壓Vc＝Vout與時間常數τout＝RC成指數地衰減，而無需用于反轉極性的任何手段。類似地，在僅存在結電容的情況下，續流分流和電壓箝位501連續傳導電感器電流IL，其與時間常數τFW＝L/R以指數方式衰減。在該隔離續流電路中不存在大電容的情況下，不存在可使得電感器電流IL反轉極性的手段。
即使存在足夠的寄生和結電容來形成LC諧振并引起振蕩，并且即使電感器電流沒有最終反轉方向，其對變換器的效率也沒有影響。在輕負載操作中，正如正常操作中一樣，只要電感器電流正續流，那么I1＝0并且I3＝0，使得續流電路不影響高邊MOSFET 505或輸出電路506中的電流或電壓。
作為選擇，只要IL接近反轉其極性的條件，就可檢測極性并可關斷續流MOSFET 502。但是由于I3＝0，所以在任何情況下，電流IL的極性對輸出電路506沒有影響，并與變換器的輕負載操作無關。
理論上，如果IL沿反方向流動，則當MOSFET 505返回接通時，其可引起電流尖峰。防止該電流尖峰的一種手段是在再次接通MOSFET 505之前一直等待直到IL沿其正常方向(即，從Vx節點到Vout節點)向回振蕩為止。然而，即使IL沿其反方向流動，其幅度也將為小，并且得到的電流尖峰將是可忽略的。
續流降壓變換器MOSFET柵極驅動考慮 作為實際內容，續流降壓變換器中的高邊和續流MOSFET可包括N溝道和P溝道裝置的任何組合。
在圖12A中示出的所有P溝道實施例中，續流降壓變換器530包括高邊P溝道MOSFET 531、續流P溝道MOSFET 532、電感器533和輸出電容器534。只要高邊MOSFET 531關斷，與續流MOSFET 537并聯的續流二極管536就成為正向偏置并導電，而只要高邊MOSFET 531接通，與續流MOSFET537并聯的續流二極管536就相反地保持反向偏置并不導電。
如示意圖530中圖示的，高邊MOSFET 531由輸入電壓Vbatt所供電的CMOS柵極緩沖器535驅動。當緩沖器535的輸出為Vbatt時，MOSFET 531的柵極到源極電壓VGS1等于零并且MOSFET 531關斷。當緩沖器535的輸出為地時，MOSFET 531的柵偏壓VGS2等于-Vbatt并且MOSFET 531完全接通和導電。高邊MOSFET 531的通態阻抗不取決于Vout的值。與MOSFET 531并聯的二極管539保持反向偏置和不導電。(如這里使用的，VGS1向給定MOSFET分配柵極緩沖器提供的高柵極電壓，而VGS2向給定MOSFET分配柵極緩沖器提供的低柵極電壓，除非在上下文中以別的方式指明。) 也在電路530中，續流MOSFET 532包括具有與電感器533并聯連接的本征P-N二極管536的P溝道晶體管537。由變換器的輸入電壓Vbatt供電，柵極驅動緩沖器538利用軌到軌信號來驅動MOSFET 537。當緩沖器538的輸出為Vbatt時，MOSFET 537的柵偏壓VGS1等于Vbatt-Vout＞0，這是正柵偏壓。由于MOSFET 537是P溝道MOSFET，所以正柵偏壓使其關斷。當緩沖器538的輸出為地并且Vx≈Vout時，MOSFET 537的柵偏壓VGS2等于-Vout，并且MOSFET 537接通并導電。
續流P溝道MOSFET 537的通態阻抗取決于電壓Vout。如果Vout接近Vbatt，則利用接地的柵極，印(impress)在MOSFET 537上的VGS的幅度大并且其阻抗低。相反，如果Vout接近地，則由于VGS2＝-Vout，所以MOSFET 537沒有被完全增強并且其通態阻抗將高。對于非常低的輸出電壓變換器，例如Vout＝0.9V，柵極驅動可不足以接通續流MOSFET 537。
在圖12B中示出的互補跟隨器實施例中，續流降壓變換器560包括高邊N溝道MOSFET 561、續流P溝道MOSFET 567、電感器563和輸出電容器564。只要高邊MOSFET 561關斷，與續流MOSFET 567并聯的續流二極管566就成為正向偏置并導電，而只要所述高邊MOSFET 561接通，與續流MOSFET 567并聯的續流二極管566就相反地保持反向偏置并不導電。
如示意圖560中圖示的，只要高邊MOSFET 561關斷，高邊MOSFET 561就由充電到電壓Vboot的自舉電容器570所供電的自舉供電的CMOS柵極緩沖器565驅動。在該時間期間，Vx大致等于Vout，并且Vboot充電到電壓(Vbatt-Vout-Vf)，其中Vf是自舉二極管571兩端的正向壓降。當緩沖器565的輸出高時，其輸出被偏置到電壓(Vx+Vboot)，使得VGS1＝Vboot并且MOSFET 561接通。高邊MOSFET 561的通態阻抗取決于Vout的值。如果Vout為低，即較接近地，則Vboot大并且MOSFET 561在其接通狀態中被完全增強。相反，如果，Vout為高，即較接近電池電勢，則Vboot可不足以完全增強N溝道MOSFET561。
為了關斷高邊N溝道561，其柵極必須被偏置到等于或在負值上大于Vx的電勢。如所示的，當緩沖器565的輸出低時，因為將緩沖器565指向(reference)到浮置Vx節點，所以柵偏壓VGS1＝0并且N溝道MOSFET 561關斷和不導電。與MOSFET 561并聯的二極管569保持反向偏置和不導電。
在變換器560中，如同在變換器530中那樣，續流MOSFET 562包括具有與電感器563并聯的本征P-N二極管566的P溝道晶體管567。而且，由Vbatt供電，柵極緩沖器568用等于全電池電壓范圍的偏壓范圍來驅動MOSFET567。當緩沖器568的輸出為Vbatt時，VGS1≈0，零柵偏壓關斷P溝道晶體管567。當緩沖器568的輸出為地并且Vx≈Vout時，柵偏壓VGS2＝-Vbatt并且MOSFET 567接通并導電。
P溝道567的通態阻抗取決于電壓Vout。如果Vout接近Vbatt，則利用接地的柵極，印在MOSFET 567上的VGS的幅度為大并且其阻抗低。相反，如果Vout接近地，則由于VGS2＝-Vout，所以裝置沒有被完全增強并且其通態阻抗將為高。對于非常低的輸出電壓變換器、例如Vout＝0.9V，柵極驅動器可不足以接通續流MOSFET 567。
圖12C和12D中示出的續流降壓變換器600和630的互補MOSFET實現采用由柵極緩沖器605和635進行軌到軌驅動的P溝道高邊MOSFET 601和631。高邊MOSFET 601和631的通態阻抗不取決于輸出電壓Vout。
變換器600和630中的N溝道續流MOSFET 607和637在它們的柵極驅動器上不同。在圖12C中示出的變換器600中，N溝道續流MOSFET 607由Vbatt供電的柵極緩沖器608進行軌到軌驅動。將MOSFET 607的柵極接地使得MOSFET 607關斷。當緩沖器608的輸出被偏置到Vbatt時，MOSFET 607如同跟隨器那樣運轉，并在Vout沒有太接近Vbatt的情況下展示低阻抗。如果Vout太接近Vbatt，則柵偏壓可不足以提供MOSFET 607中的低通態阻抗。
N溝道續流MOSFET的柵極驅動器的改進實施例在圖12D中示出，其中通過只要高邊MOSFET 631接通并導電就接通低邊MOSFET 643，柵極緩沖器638由充電為幾乎全電池電壓Vbatt的電荷泵電容器640供電。在該時間期間，二極管642正向偏置并向電容器640充電電壓VCP＝(Vbatt-Vf)，其中Vf是二極管642兩端的正向壓降。在該時間期間，MOSFET 644關斷而二極管645反向偏置。
為了接通續流MOSFET 637，電荷泵MOSFET 643與高邊MOSFET 631一致地關斷。MOSFET 644接通，使得電荷泵電容器640和柵極緩沖器638的負極端指向輸出電壓Vout。緊接著，電容器640的正極端呈現電勢(VCP+Vout)，使得續流N溝道MOSFET 637的柵偏壓然后由關系VGS＝VCP≈Vbatt給出。由于柵極緩沖器638和N溝道續流MOSFET 637被指向Vout，所以MOSFET 637的通態阻抗與Vout的值獨立。與高邊P溝道MOSFET 631相同，續流N溝道MOSFET 637所以具有不取決于Vout的值的低通態阻抗。
在這方面，變換器630表示柵極驅動器和包括這里公開的降壓續流變換器和穩壓器的功率MOSFET拓撲的優選實施例。
下表總結了續流降壓開關穩壓器的性能優勢，并將它們與比較不有利的現有技術Buck和同步Buck變換器進行比較。
盡管已描述了本發明的特定實施例，但是這些實施例是圖示性的而非限制性的。根據這里的描述，許多附加和替換實施例對于本領域技術人員來說將是顯而易見的。
權利要求
1.一種DC/DC變換器，包括
在輸入端和電源電壓端之間串聯連接的高邊MOSFET、電感器和輸出電容器；
續流箝位，包括與該電感器并聯連接的續流MOSFET；
先開后合(BBM)電路，被連接為分別驅動所述高邊和續流MOSFET的柵極；
脈沖寬度調制電路，被連接為驅動該BBM電路；和
輸出端，與該電感器和該輸出電容器之間的節點耦接。
2.根據權利要求1的DC/DC變換器，還包括與該續流MOSFET并聯的續流二極管。
3.根據權利要求2的DC/DC變換器，其中該續流二極管包括該續流MOSFET中的本征二極管。
4.根據權利要求2的DC/DC變換器，其中該續流二極管被有方向地連接，以阻止在該輸入端和該電源端之間的電流流動。
5.根據權利要求1的DC/DC變換器，其中該BBM電路包括BBM緩沖器，具有被連接為分別驅動所述高邊和續流MOSFET的柵極的輸出端，該BBM緩沖器的第一電源端連接到該輸入端，該BBM緩沖器的第二電源端連接到該電源電壓端。
6.根據權利要求5的DC/DC變換器，其中所述高邊和續流MOSFET中的每一個包括P溝道MOSFET。
7.根據權利要求5的DC/DC變換器，其中所述高邊MOSFET包括P溝道MOSFET，而所述續流MOSFET包括N溝道MOSFET。
8.根據權利要求1的DC/DC變換器，其中該BBM電路包括第一BBM緩沖器，具有被連接為驅動該高邊MOSFET的柵極的輸出端，該第一BBM緩沖器的第一電源端通過第二二極管連接到該輸入端，該第一BBM緩沖器的第二電源端耦接到該高邊MOSFET和該電感器之間的公共節點，自舉電容器連接在該第一BBM緩沖器的第一和第二電源端之間。
9.根據權利要求8的DC/DC變換器，其中該高邊MOSFET包括N溝道MOSFET。
10.根據權利要求8的DC/DC變換器，其中該BBM電路包括第二BBM緩沖器，具有被連接為驅動該續流MOSFET的柵極的輸出端，該第一BBM緩沖器的第一電源端連接到該輸入端，該第一BBM緩沖器的第二電源端連接到該電源電壓端。
11.根據權利要求10的DC/DC變換器，其中該續流MOSFET包括P溝道MOSFET。
12.根據權利要求1的DC/DC變換器，其中該BBM電路包括第一BBM緩沖器，具有被連接為驅動該續流MOSFET的柵極的輸出端，該第一BBM緩沖器的第一電源端通過第二二極管連接到該輸入端，該第一BBM緩沖器的第二電源端通過第三MOSFET連接到該電源電壓端并通過第四MOSFET連接到該電感器和該輸出電容器之間的公共節點，自舉電容器連接在該第一BBM緩沖器的第一和第二電源端之間。
13.根據權利要求12的DC/DC變換器，其中該續流MOSFET包括N溝道MOSFET。
14.根據權利要求12的DC/DC變換器，其中該BBM電路包括第二BBM緩沖器，具有被連接為驅動該高邊MOSFET的柵極的輸出端，該第一BBM緩沖器的第一電源端連接到該輸入端，該第一BBM緩沖器的第二電源端連接到該電源電壓端。
15.根據權利要求14的DC/DC變換器，其中該高邊MOSFET包括P溝道MOSFET。
16.根據權利要求1的DC/DC變換器，包括反饋電路，從該輸出端延伸到該脈沖寬度調制電路的輸入端。
17.一種用于將第一DC電壓變換為第二DC電壓的方法，包括
提供包括第一開關和第二開關的電路，該第一開關串聯連接在該變換器的輸入端和電感器的第一端之間，該第二開關耦接在該第一端和該電感器的第二端之間；
將該第一DC電壓連接到該變換器的輸入端；
閉合該第一開關從而使得該電感器磁化；
在閉合該第一開關的同時，維持該第二開關斷開；
斷開該第一開關；
在斷開該第一開關之后，閉合該第二開關，以便允許續流電流流經該第二開關和該電感器；和
在該變換器的輸出端取得該第二DC電壓，該輸出端耦接到該電感器的第二端。
18.根據權利要求17的方法，包括并聯連接二極管和該第二開關。
19.根據權利要求18的方法，包括在閉合該第二開關之前斷開該第一開關之后，允許經過第一BBM間隔。
20.根據權利要求18的方法，包括斷開該第二開關。
21.根據權利要求20的方法，包括在斷開該第二開關之后重新閉合該第一開關。
22.根據權利要求21的方法，包括在重新閉合該第二開關之前斷開該第二開關之后，允許經過第二BBM間隔。
全文摘要
一種續流DC/DC降壓變換器包括在輸入電壓和地之間連接的高邊MOSFET、電感器和輸出電容器。包括續流MOSFET和二極管的續流箝位連接在電感器兩端。當高邊MOSFET關斷時，電流通過該電感器和續流箝位循環而不接地，這改善了變換器的效率。該變換器與傳統Buck變換器相比具有較軟的二極管恢復以及較小的電壓過沖和噪聲，并具有輕負載條件期間的獨有優勢的特色。
文檔編號H02M3/155GK101755380SQ200880021951
公開日2010年6月23日 申請日期2008年4月21日 優先權日2007年4月25日
發明者理查德·K·威廉斯 申請人:先進模擬科技公司