專利名稱:一種同步整流電路的制作方法
技術領域:
本發明涉及開關電源領域,具體是指用于驅動開關電源高頻變壓器次級側的
替代整流二極管的N溝道場效應管實現同步整流的一種電路。
背景技術:
目前實現開關電源高頻變壓器次級側同步整流的技術主要有①電壓驅動同 步整流;②電流自驅動同步整流;③用專用同步整流集成電路檢測同步整流場效 應管的D (漏極)和S (源極)之間電壓大小或者電壓波形的上升沿和下降沿, 經集成電路內部處理后,輸出信號去控制場效應管的開或關,實現場效應管的開 或關和開關電源變壓器次級電壓的同步。方式①只能在變壓器次級電壓始終為方 波,且電壓和電流同相的電路中使用,如果變壓器次級電壓不一定是方波,或者 電壓和電流不同相,則不能實現同步整流,例如反激式電源或者諧振式軟開關電 源中不能用電壓驅動同步整流。方式②可以應用于所有類型電源中,但需要檢測 電流的電流互感器來檢測流過次級同步整流場效應管的電流,申請號02121622. 3 的專利公開了一種使用電流驅動方法的同步整流器,但電流互感器有4個繞組, 電流互感器繞制比較困難,電路也比較復雜,成本高,不利于生產,在設計不同 輸出電壓的開關電源時,需要使用不同繞組匝數的電流互感器,制造難度增加; 方式③除了變壓器次級的電壓和電流不同相的電源不能應用外,其他可以實現同 步整流,但有部分集成電路只能應用在非連續工作模式(DCM模式)或準諧振模 式(QR模式),有部分集成電路可以在非連續工作模式(DCM模式)、準諧振模式 (QR模式)、連續工作模式(CCM模式)下工作,但控制電路模塊比較復雜。集 成電路的在電源供電電壓為12V時靜態工作電流一般大于5mA,靜態功耗大于 60mW,有可能使得整個電源的靜態功耗超出節能標準的要求。同步整流場效應管 的導通時間和初級開關管的導通時間必需留足夠的死區時間,要超過500nS的死 區時間,否則容易受干擾,導致同步整流功能失效,電源輸出不正常,當留的死 區時間太長,則場效應管寄生快恢復二極管導通時間將會比較長,因快恢復二極 管的導通壓降一般達到IV以上,因此損耗非常高,效率降低,場效應管的溫度 會比較高。另外,同步整流場效應管的連接必須在特定位置,不能隨意更改位置, 否則,實現不了同步整流功能。
發明內容
本發明需解決的技術問題是1、 當開關電源輕負載時能驅動替代整流二極管的N溝道場效應管實現同步 整流,但不會增加過多的額外損耗,提高效率,空載時控制電路模塊輸出電壓降 低使同步整流管不能導通,利用N溝道場效應管體內寄生快恢復二極管整流,使 待機能耗符合標準要求;
2、 用最簡單的方法和電路檢測出反激式開關電源的CCM和DCM工作模式, 實現在CCM和DCM工作模式下的同步整流;
3、 要能夠最大限度減小同步整流N溝道場效應管的導通時間和初級開關管 的導通時間之間留的死區時間,或者是開關電源的次級交替工作的兩個同步整流 N溝道場效應管導通時間之間留的死區時間,減小導通時的損耗,提高電源的效 率,達到節能要求;
4、 所有類型的開關電源的次級整流二極管都要能夠用本發明所述的同步整 流電路來替代;
5、 要不受原來電源拓撲結構中的次級整流二極管的位置限制,即只要將原 設計使用的整流二極管去掉,將本新型同步整流電路接到整流二極管相應的位置 就可以像整流二極管一樣實現單向導電,而無須增加其他額外的電路,同步整流 電路裝置就像一個具有兩個連接端口子的模塊器件一樣易于連接使用,減少電路 復雜性;
6、 當采用電流互感器檢測電流來實現同步整流時,電流互感器要盡量簡單 化,易于制造,節省原材料。
為解決上述技術問題本發明采取的技術方案是
提供一種開關電源中用于驅動開關電源高頻變壓器次級側的替代整流二極 管的N溝道場效應管實現同步整流的電路,該電路包括信號檢測電路模塊、控制 電路模塊、輔助電源電路模塊和偏置電路模塊。
所述開關電源高頻變壓器次級繞組Ns的起端引腳1連接電源輸出負極,終 端引腳2連接N溝道場效管Q1的源極S;所述控制電路模塊包括六個端口,分別 為Gate、 Vcc、 Vin、 Bias、 Vz、 Vss,端口 Vss與開關電源高頻變壓器次級繞組 Ns終端引腳2連接;所述信號檢測電路模塊包括A、 B、 C、 D四個端口,其輸入 端口 A連接Q1的漏極D,檢測Ql漏極電流處理后由輸出端口 C輸送到控制電路 模塊Vin端口,最后由控制電路模塊的輸出端口 Gate輸出控制信號給Ql柵極G, 實現同步整流;信號檢測電路模塊端口 D與開關電源高頻變壓器次級繞組Ns終 端引腳2連接,另一輸出端口 B連接電源輸出正極;所述輔助電源電路模塊包括 四個端口E、 F、 G、 H,其輸出端口G與控制電路模塊Vcc端口連接,為控制電路 模塊提供工作電源,端口H與偏置電路模塊連接,端口F與場效管Q1漏極連接,端口 E與開關電源高頻變壓器次級繞組NS終端引腳2連接;所述偏置電路模塊
包括三個端口I、 K、 J,其輸出端口 J連接控制電路模塊端口Bias,為控制電路 模塊提供偏置電壓,端口 K與控制電路模塊端口 Vz連接。
一種具體的方案為所述控制電路模塊包括穩壓電源電路、恒流源、反相比 較器、輸出驅動電路。所述穩壓電源電路包括三極管Q8、電阻RC、穩壓二極管 ZD1,三極管Q8集電極作為控制電路模塊的端口 Vcc,發射極作為控制電路模塊 的端口 Vz,基極連接穩壓二極管ZD1陰極,所述電阻RC連接于三極管Q8基極和 集電極之間,穩壓二極管ZDl陽極連接控制電路模塊端口Vss;所述的恒流源包 括三極管Q6和Q7、電阻RA和RB,三極管Q7發射極連接到控制電路模塊的Vz 端口,三極管Q7基極、Q6發射極以及電阻RA—端相連接,Q7的集電極、Q6的 基極以及電阻RB的一端相連接,電阻RA另一端連接控制電路模塊Vz端口,電 阻RB的另一端連接控制電路模塊Vss引腳,三極管Q6集電極連接三極管Q5集 電極;所述反相比較器包括基極相連的兩三極管Q4、 Q5,三極管Q4發射極連接 控制電路模塊Vss引腳,集電極連接到控制電路模塊BiaS引腳,三極管Q5集電 極與基極連接,發射極作為控制電路模塊Vin端口;所述輸出驅動電路包括三極 管Q2、 Q3, Q2、 Q3基極同時連接控制電路模塊的BiaS引腳,發射極相連后作為 控制電路模塊Gate端口 ,三極管Q2集電極連接控制電路模塊Vz端口 , Q3集電 極連接控制電路模塊的Vss引腳。
另一種具體的方案為所述信號檢測電路模塊包括開關二極管D4、加速電容 C7、檢測電阻R3,所述開關二極管D4陰極、加速電容C7—端以及檢測電阻R3 一端相連接作為信號檢測電路模塊端口 A;開關二極管D4陽極、加速電容C7另 一端以及檢測電阻R3另一端相連接作為信號檢測電路模塊端口 C,信號檢測電路 模塊端口B與端口A連接在一起,端口D懸空。
所述信號檢測電路模塊還可以采用如下方式實現包括開關二極管D5、加速 電容C8、檢測電阻R4、電阻R5和電容C9,開關二極管D5陽極、加速電容C8 一端以及檢測電阻R4 —端相連接作為信號檢測電路模塊的端口 C,穩壓二極管 ZD2陰極與開關二極管D5陰極連接,穩壓二極管ZD2陽極、加速電容C8另一端、 檢測電阻R4另一端、電容C9 一端以及電阻R5 —端相連接,R5另一端作為信號檢 測電路模塊端口 D, C9另一端作為信號檢測電路模塊端口 A;信號檢測電路模塊 端口 A和B連接在一起。
所述信號檢測電路模塊還可以采用如下方式實現所述信號檢測電路模塊包
括開關二極管D6、開關二極管D7、開關二極管D8、加速電容CIO、吸收電容Cll、 檢測電阻R6、去磁電阻R7、電流互感器T2,開關二極管D6陽極、加速電容CIO一端以及檢測電阻R6 —端相連接作為信號檢測電路模塊端口 C;開關二極管D6 陰極、加速電容C10另一端、檢測電阻R6另一端、去磁電阻R7—端、開關二極 管D8陰極、吸收電容C11一端、電流互感器T2的Ns2繞組的3腳連接在一起; 去磁電阻R7的另一端、開關二極管D7陽極相連接,開關二極管D7陰極、開關 二極管D8陽極、吸收電容Cll的另一端、電流互感器Tl的Ns2繞組的4腳相連 接作為信號檢測電路模塊的端口 D;電流互感器T2的Np2繞組的1腳作為信號檢 測電路模塊的端口 A;電流互感器T2的Np2繞組的2腳作為信號檢測電路模塊端 PI B。
一種較佳的實施方案為所述輔助電源電路模塊包括開關電源高頻變壓器的 次級輔助供電繞組Nf、整流二極管D1、濾波電容C1;所述次級輔助供電繞組Nf 的端4和整流二極管Dl的陽極相連作為輔助電源電路模塊端口 H,次級輔助供電 繞組Nf的端3和濾波電容Cl的一端相連作為輔助電源電路模塊端口 E,所述整 流二極管Dl的陰極與濾波電容C1的另一端相連作為輔助電源電路模塊端口 G, 輔助電源電路模塊端口 F懸空。同時所述偏置電路模塊采用限流電阻Rl和耦合 電容C3的串聯電路,限流電阻R1的另一端作為偏置電路模塊端口 I,耦合電容 C3的另一端作為偏置電路模塊的端口 J,偏置電路模塊端口 K懸空。
另一種較佳的實施方案為所述輔助電源電路模塊包括耦合電容C6、整流二 極管D2、續流二極管D3、濾波電容C5,所述耦合電容C6—端作為輔助電源電路 模塊的端口 F,耦合電容C6的另一端和整流二極管D2的陽極、續流二極管D3 陰極相連作為輔助電源電路模塊端口 H,所述的整流二極管D2陰極和濾波電容 C5 —端相連作為輔助電源電路模塊端口 G,所述續流二極管D3陽極和濾波電容 C5另一端相連作為輔助電源電路模塊端口 E。同時所述偏置電路模塊采用限流電 阻R2,所述限流電阻R2 —端作為偏置電路模塊端口 J, R2另一端作為偏置電路 模塊端口K,偏置電路模塊端口I懸空。
相對于現有技術,本發明的有益效果在于所述同步整流電路應用范圍廣, 使用靈活、方便,即所有類型的開關電源的次級整流二極管均能夠用本同步整流 電路替代,不受連接位置影響;所述同步整流電路中控制電路模塊的工作速度快, 控制不會產生很大的延遲,死區時間短,電源效率高,并且靜態功耗小;同時本 發明電路簡潔,易于實現。
圖1是本發明組成結構原理示意框圖2是本發明輔助電源電路模塊和偏置電路模塊的實施方式一原理圖; 圖3是本發明輔助電源電路模塊和偏置電路模塊的實施方式二原理圖;圖4是本發明信號檢測電路模塊實施方式一的原理圖; 圖5是本發明信號檢測電路模塊實施方式二的原理圖; 圖6是本發明信號檢測電路模塊實施方式三的原理圖; 圖7是本發明控制電路模塊實施例電路原理圖; 圖8是本發明等效為具有單向導電特性的二極管的連接示意圖; 圖9 (a)是本發明工作在反激式電源DCM模式下時場效應管Q1漏極、源極 間電壓Vos波形;
圖9 (b)是本發明工作在反激式電源DCM模式下時控制電路模塊的Gate端 口驅動波形;
圖IO (a)是本發明工作在反激式電源CCM模式下V。s電壓波形; 圖IO (b)是本發明工作在反激式電源CCM模式下Gate端口驅動波形; 圖11 (a)是本發明在增加微分電路檢測后的反激式電源DCM模式下V。s電壓 波形;
圖ll (b)是本發明在增加微分電路檢測后的反激式電源DCM模式下Gate 端口驅動波形;
圖12 (a)是本發明在增加微分電路檢測后的反激式電源CCM模式下V。s電壓 波形;
圖12 (b)是本發明在增加微分電路檢測后的反激式電源CCM模式下Gate 端口驅動波形;
圖13 (a)是本發明在帶電流互感器檢測后的反激式電源DCM模式下V。s電壓 波形;
圖13 (b)是本發明在帶電流互感器檢測后的反激式電源DCM模式下電流互 感器T2的Ns2繞組波形;
圖13 (c)是本發明在帶電流互感器檢測后的反激式電源DCM模式下Gate 端口驅動波形。
具體實施例方式
為了便于本領域技術人員的理解,下面將結合實施例附圖對本發明的結構原 理作進一步詳細描述
參見附圖1所示,本發明所述的開關電源中用于驅動高頻變壓器次級側的替 代整流二極管的N溝道場效應管實現同步整流的電路包括信號檢測電路模塊、控
制電路模塊、輔助電源電路模塊和偏置電路模塊。
所述的新型同步整流電路裝置的工作原理是當同步整流N溝道場效應管Ql 的源極S引腳電壓高于漏極D電壓時,場效應管Ql的體內寄生快恢復二極管開始導通,場效應管Ql漏極D電壓相對于場效應管Ql源極S電壓是負電壓,場效 應管Ql漏極D、源極S間電壓的差值就是場效應管Ql體內寄生快恢復二極管的 導通電壓降或者是場效應管Ql的導通電壓降,信號檢測電路模塊檢測到這個負 電壓,輸入到控制電路模塊的Vin端口,這個負電壓低于控制電路模塊內部反相 比較器的同相端電壓,反相器輸出高電平,控制電路模塊的輸出端口 Gate輸出 高電平,則場效應管Q1導通;當同步整流N溝道場效應管Q1的源極S電壓低于 漏極D電壓時,場效應管Q1漏極D電壓相對于源極S電壓是正電壓,這個正電 壓高于控制電路模塊內部反相比較器同相端電壓,反相比較器輸出低電平,控制 電路模塊的輸出端口 Gate輸出低電平,則場效應管Ql關斷。場效應管Ql的導 通和關斷能跟隨場效應管Ql漏極D、源極S電壓變化而變化,實現了同步整流。 輔助電源電路模塊為控制電路模塊提供電源,輔助電源電路的輸出電壓經控制電 路模塊內部的穩壓電源電路穩壓、濾波電容C2濾波后,為控制電路模塊內部的 恒流源、輸出驅動電路和偏置電路模塊供電。
所述的輔助電源電路模塊可以有兩種實施方式。
實施方式一如附圖2,其工作原理是高頻變壓器Tl的次級輔助供電繞組Nf 的4端口和高頻變壓器Tl的次級繞組Ns的2端口電壓相位相同,當次級繞組Ns 的2端口電壓為正時,次級輔助供電繞組Nf的4端口電壓也為正,經整流二極 管Dl整流、濾波電容Cl濾波后通過端口 D輸出給控制電路模塊供電。
當開關電源輸出處在空載或輕載時,開關電源的初級開關管占空比很小,高 頻變壓器T1的次級輔助供電繞組Nf所獲得的能量很小,這部分能量被控制電路 模塊的內阻將消耗掉了 ,使得輔助電源電路模塊輸出電壓很低,控制電路模塊的 端口Gate的輸出電壓也就很低,不足以使場效應管Q1導通,此時,只是場效應 管Q1體內寄生快恢復二極管導通實現整流,因控制電路模塊的工作電流比較小, 這種模式下,整個同歩整流電路消耗的能量也比較小,基本可以忽略不計,因此 本發明具有較低的靜態功耗。隨著負載的增加,開關電源的初級開關管占空比逐 漸增大,高頻變壓器Tl的次級輔助供電繞組Nf所獲得的能量也越來越多,輔助 電源電路模塊輸出電壓越來越高,經控制電路模塊內部穩壓電源電路穩壓、濾波 電容C2濾波后給控制電路模塊內部其他電路供電。
實施方式2如附圖3,其工作原理是當場效應管Ql導通或場效應管Ql體內 寄生快恢復二極管導通后,場效應管Ql漏極D電壓高于源極S電壓,場效應管 Ql的漏極D電壓經輔助電源電路模塊內部的耦合電容C6限流降壓后,經整流二 極管D2整流、濾波電容C2濾波后給控制電路模塊供電。當場效應管Q1關斷或 場效應管Ql體內寄生快恢復二極管截止后,耦合電容C6儲存的電荷經續流二極管D3、高頻變壓器T1的次級繞組、輸出濾波電容C4、輸出負載及信號檢測電路 模塊的端口 B和端口 A反向泄放。
當開關電源空載或輕載時,初級開關管占空比很小,流過耦合電容C6電流 很小,使得輔助電源電路模塊輸出電壓很低,控制電路模塊的端口 Gate的輸出 電壓也很低,不足以使場效應管Q1導通,此時,只是場效應管Q1體內寄生快恢 復二極管導通實現整流,同實施方式一,本發明整體消耗的能量比較小,基本可 以忽略不計;隨著負載的增加,開關電源的初級開關管占空比逐漸增大,流過耦 合電容C6電流逐漸增大,輔助電源電路模塊輸出電壓越來越高,經控制電路模 塊內部穩壓電源電路穩壓、濾波電容C2濾波后給控制電路模塊內部其他電路供 電。
所述的偏置電路模塊也有兩種實施方式。
所述的偏置電路模塊實施方式一也如圖2所示,其工作原理是當次級繞組 Ns的2端口為正時,次級輔助供電繞組Nf的4端口也為正,經偏置電路模塊內 部限流電阻R1、與R1串聯的耦合電容C3限流后耦合到控制電路模塊的BiaS引 腳,為控制電路模塊的輸出驅動電路提供正向偏置電壓,控制電路模塊的輸出驅 動電路輸出正向電壓驅動場效應管Q1導通;當次級繞組Ns的端口2為負時,次 級輔助供電繞組Nf的4端口也為負,經限流電阻Rl和耦合電容C3后以及控制 電路模塊的輸出驅動電路將場效應管Q1的柵極G端口儲存的電荷抽走,關斷場 效應管Ql。
偏置電路模塊實施方式一和輔助電源電路模塊實施方式1配合使用是因為控 制電路模塊的輸出驅動電路采用了射極輸出緩沖器,工作時,偏置電路模塊和控 制電路模塊的輸出驅動電路都會有壓降,損耗就會增加,輔助供電電源利用率就 低,對效率有影響,當有輔助供電繞組情況下,從輔助供電繞組Nf的4端口為 控制電路模塊的輸出驅動電路的射極輸出緩沖器提供正向偏置電壓,可以使射極 輸出緩沖器的NPN三極管Q2進入飽和狀態,最大限度提高輸出電壓,可以降低
場效應管Q1的導通電阻,降低控制電路模塊的損耗,提高效率。
偏置電路模塊實施方式二如圖3所示,其工作原理是控制電路模塊的Vz 端口的直流電壓經限流電阻R2為控制電路模塊的輸出驅動電路提供正的直流偏 置電壓,去驅動場效應管Q1導通,而場效應管Q1的關斷由控制電路模塊的反相 比較器來控制。這種方式的好處是可以不用輔助供電繞組,本發明所述的同步整 流電路就可以不受連接位置的限制,不受輸出電壓高低的限制,真正做到了在所 有開關電源次級中完全替代二極管實現整流功能,電路簡潔,接線簡單。
所述的控制電路模塊如附圖1、 2、 3所示,包括穩壓電源電路、恒流源、反相比較器、輸出驅動電路。
所述控制電路模塊的實際電路原理圖如附圖7所示,其工作原理是控制電 路模塊的Vcc端口輸入的直流電壓經穩壓電源電路后,經控制電路模塊內部處理 后由Vz端口輸出穩定的電壓,為恒流源、輸出驅動電路、外部的偏置電路模塊
供電。恒流源輸出恒定電流流進NPN三極管Q5的基極和集電極,除微小的一部 分提供給NPN三極管Q4的基極外,大部分從控制電路模塊的Vin端口流出,因 Q4的發射極接地電位,Q4和Q5的基極接在一起,而Q5的基極和集電極接在一 起,Q5就象一個二極管,因此,Q5的發射極連接的控制電路模塊的輸入Vin端 口就成為虛地,控制電路模塊的Vin端口連接的是信號檢測電路模塊的開關二極 管、小容量加速電容和檢測電阻,因此在開關二極管、加速電容和檢測電阻的并 聯網絡兩端口產生基本恒定的電壓,當信號檢測電路模塊的輸入端口 A電壓變化 時,控制電路模塊的Vin端口就同步跟隨變化,當信號檢測電路的輸入端口 A電 壓為負時,控制電路模塊的Vin端口就為負,經Q4、 Q5構成的反相比較器后, Q4輸出高電平,Q2和Q3構成輸出驅動電路輸出高電平驅動場效應管Ql導通; 當檢測電路的輸入端口A電壓為正時,控制電路模塊的端口 Vin就為正,經Q4、 Q5構成的反相比較器后,Q4輸出低電平,Q2和Q3構成輸出驅動電路輸出低電平 關斷場效應管Q1。
所述的信號檢測電路模塊具有三種實施方式。
所述信號檢測電路模塊實施方式一如圖4所示,其工作原理結合附圖l、附 圖9和附圖10來說明,附圖9是反激式開關電源DCM模式下場效應管漏極、源 極間電壓V。s波形和控制電路模塊Gate端口驅動波形,在附圖9中,從0到Tl 時刻,初級的開關管是導通的,在Tl時刻初級開關管完全關斷,此時開關電源 次級繞組Ns的2端口電壓由負轉為正,此時同步整流場效應管Q1的體內寄生二 極開始導通,在T2時刻完全導通,導通壓降為V3, V3相對于場效應管Ql的源 極S的電平為-V3,此-V3電壓通過同步整流信號檢測電路模塊的開關二極管D4 和加速電容C7快速將控制電路模塊的Vin端口電壓拉低,經控制電路模塊的的 反相比較器和輸出驅動電路后輸出高電平,驅動場效應管Ql在T3時刻導通,T2 時刻和T3時刻是控制電路模塊的輸出驅動Gate端口的電壓波形上升到場效應管 Q1導通閥值VG的時間,Q1導通壓降為V2, V2相對于場效應管Q1的源極S的電 平為-V2;,當開關變壓器儲存能量快耗盡時,此時場效應管Ql的漏極D相對源 極S的電壓開始上升,當上升到-vi時,經同步整流信號檢測電路模塊的加速電容 C7和檢測電阻R3檢測后,因R3兩端口的電壓是恒定的,這個恒定電壓等于恒流 源輸出電流和檢測電阻的乘積,因此,將控制電路模塊的Vin端口電壓快速抬高,經控制電路模塊的反相比較器和輸出驅動電路后輸出低電平,在T4時刻關斷場效 應管Ql, -VI的設置必須在OV和-V2之間設定,否則,容易受DCM模式時的振鈴波 形干擾使工作不正常,振鈴波形即T5時刻和T6時刻之間的波形.T5時刻是變壓 器次級繞組Ns的2端口電壓由正轉負的時刻,T6時刻是初級開關管開始導通的 時刻,在T5時刻之前, 一定要關斷場效應管Q1,否則會存在環流,增加損耗, T7時刻是下一周期開始時間。附圖10是反激式開關電源CCM模式下VDS電壓波形 和Gate端口驅動波形,在0到T4時刻工作原理和附圖9的DCM模式下是一樣的, 因在CCM模式下,不會出現振鈴波形,只要使-Vl設定在-V2和0V之間,控制電 路模塊的輸出驅動電路在T4時刻輸出低電平開始關斷場效應管Ql,在T5時刻完 全關斷場效應管Q1即可保證在初級開關管開始導通的前有個死區時間,即T5和 T6時刻之間的時間,T6時刻和T7時刻之間的時間是初級開關管開始導通的時間。
所述的同步整流信號檢測電路模塊實施方式二如附圖5所示,工作原理結合 附圖ll和附圖12來說明。在附圖11和附圖12中,加入微分電路的電阻R5和 電容C9后,0V- (-V2)電壓近似等于輸出電壓,-V3和-V2之間的振鈴尖峰被消 除,同時,在檢測場效應管Q1漏極D和源極S之間電壓時,不再是場效應管Q1 的導通壓降了,而是近似等于輸出電壓,因而增加了檢測范圍,增加了檢測可靠 性,穩壓二極管ZD2的穩壓值近似等于輸出電壓,ZD2的穩壓值加上二極管D5 的正向壓降用來檢測場效應管Ql漏極D和源極S之間最低電壓-V3,加速電容C8 用于加速穩壓二極管ZD2和二極管D5的導通,檢測電阻R4用來檢測-Vl, -VI 盡量設置在靠近-V2, R4的值近似等于開關電源輸出電壓除以恒流源的輸出電流。 除以上不同外,在附圖11和附圖12中的每個時刻的工作狀態和信號檢測電路模 塊實施方式1的工作狀態是類似的。
所述的同步整流信號檢測電路模塊實施方式三如附圖6所示,工作原理結合 附圖13說明如下,場效應管Ql漏極D和源極S之間的Vns電壓波形、電流互感 器T2的次級繞組Ns2電壓波形以及控制電路模塊的Gate端口驅動波形如附圖13 所示,流過場效應管Q1漏極D和源極S的電流流經電流互感器T2的初級繞組Np2, 在電流互感器T2的次級繞組Ns2感生的3腳相對次級繞組Ns2的4腳的電壓波 形如附圖13所示,從0到Tl時刻,初級的開關管是導通的,在Tl時刻初級的 開關管完全關斷,此時開關電源次級繞組Ns的2端口電壓由負轉為正,同步整 流場效應管Q1的體內寄生二極管開始導通,在T2時刻完全導通,電流流經電流 互感器T2的初級繞組Np2,在電流互感器T2的次級繞組Ns2中感應出4腳為正, 3腳為負的電壓,經開關二極管D8鉗位、吸收電容C11吸收雜波后,作為被檢測 電壓-V6,當-V6超過開關二極管D6的開起電壓,則D6開始導通,由于有加速電容C10的加速,因此,二極管D6快速導通,控制電路模塊的Vin端口電壓被拉 低,控制電路模塊的反相比較器輸出高電平,控制電路模塊的Gate端口輸出高 電平驅動場效應管Q1在T3時刻導通;在T4時刻,流經電流互感器T2的初級繞 組Np2的電流變開始減小,在電流互感器T2的次級繞組Ns2中感應出4腳為負, 3腳為正的電壓,經開關二極管D7整流后加在去磁電阻R7兩端口,將T2到T4 時刻儲存在電流互感器T2中的磁能消耗掉,使磁芯復位。經吸收電容C11吸收 雜波后,吸收電容Cll兩端口最高電壓即為V4,在電壓從-V6上升到V4的過程 中,當電壓高于由檢測電阻R6設置的電壓-V5, -V5設置值接近-V6,控制電路模 塊的Vin端口電壓被抬高,控制電路模塊的反相比較器輸出低電平,控制電路模 塊的Gate端口輸出低電平驅動場效應管Ql在T4時刻開始關斷,在T5時刻完全 關斷,在T5時刻到T6時刻,場效應管Ql無電流流過,此時只有場效應管Ql體 內快恢復二極管仍然導通,場效應管Ql體內快恢復二極管在T6時刻已經截止, T6時刻-T7時刻是初級開關管導通時間,T7時刻以后,重復下一周期。去磁電 阻R7有調整控制電路模塊的Gate端口驅動波形下降沿的死區時間的作用。當去 磁電阻R7的阻值比較小B寸,因電流互感器儲能較少,在T4時刻,電流急劇減小 的過程中,開關二極管D7導通比較快,電流互感器T2的次級繞組Ns2的3腳相 對4腳的電壓很快上升到開關二極管D7的正向電壓,被二極管D7鉗位,在Ns2 的3腳相對4腳的電壓上升到超過-V5時,控制電路模塊就輸出低電平,關端口 同步整流場效應管Ql, T5時刻是變壓器次級繞組Ns的2端口電壓由正轉負的時 刻,在T4到T5時刻的區間即為控制電路模塊的Gate端口驅動波形下降沿的死 區時間,這個時間比較長;當去磁電阻R7的阻值比較大時,開關二極管D7導通 比較慢,電流互感器T2的次級繞組Ns2的3腳相對4腳的電壓緩慢上升,經過 一段時間延遲,達到-V5時,才開始關斷同步整流場效應管Q1, T4時刻到T5時 刻的區間比較短,即控制電路模塊的Gate端口驅動波形下降沿的死區時間比較 短。
所述信號檢測電路模塊實施方式三中是用電流互感器檢測電流信號,因此信 號檢測電路模塊實施方式三在開關電源的DCM模式和CCM模式下的工作原理是一 樣的。
綜上所述,本發明具有應用范圍廣,使用靈活、方便的特點,且能夠使開關 電源具有較高的效率、較小的靜態功耗。
需要說明的是,以上所述實施方式僅為本發明較佳的實施方案,不能將其理 解為對本發明保護范圍的限制,在未脫離本發明構思前提下,對本發明所做的任 何均等變化與修飾均屬于本發明的保護范圍。
權利要求
1、一種同步整流電路,用于驅動開關電源高頻變壓器次級側的替代整流二極管的N溝道場效應管實現同步整流,該電路包括信號檢測電路模塊、控制電路模塊、輔助電源電路模塊和偏置電路模塊,所述開關電源高頻變壓器次級繞組Ns的起端引腳1連接電源輸出負極,終端引腳2連接N溝道場效管Q1的源極S,其特征是所述控制電路模塊包括六個端口,分別為Gate、Vcc、Vin、Bias、Vz、Vss,端口Vss與開關電源高頻變壓器次級繞組Ns終端引腳2連接;所述信號檢測電路模塊包括A、B、C、D四個端口,其輸入端口A連接Q1的漏極D,檢測Q1漏極電流處理后由輸出端口C輸送到控制電路模塊Vin端口,最后由控制電路模塊的輸出端口Gate輸出控制信號給Q1柵極G,實現同步整流;信號檢測電路模塊端口D與開關電源高頻變壓器次級繞組Ns終端引腳2連接,另一輸出端口B連接電源輸出正極;所述輔助電源電路模塊包括四個端口E、F、G、H,其輸出端口G與控制電路模塊Vcc端口連接,為控制電路模塊提供工作電源,端口H與偏置電路模塊連接,端口F與場效管Q1漏極連接,端口E與開關電源高頻變壓器次級繞組Ns終端引腳2連接;所述偏置電路模塊包括三個端口I、K、J,其輸出端口J連接控制電路模塊端口Bias,為控制電路模塊提供偏置電壓,端口K與控制電路模塊端口Vz連接。
2、 根據權利要求1所述的同步整流電路,其特征是所述控制電路模塊包 括互相之間信號連接的穩壓電源電路、恒流源、反相比較器、輸出驅動電路。
3、 根據權利要求2所述的同步整流電路,其特征是所述穩壓電源電路包 括三極管Q8、電阻RC、穩壓二極管ZD1,三極管Q8集電極作為控制電路模塊的 端口 Vcc,發射極作為控制電路模塊的端口 Vz,基極連接穩壓二極管ZD1陰極, 所述電阻RC連接于三極管Q8基極和集電極之間,穩壓二極管ZD1陽極連接控制 -電路模塊端口Vss;所述的恒流源包括三極管Q6和Q7、電阻RA和RB,三極管 Q7發射極連接到控制電路模塊的Vz端口,三極管Q7基極、Q6發射極以及電阻 RA—端相連接,Q7的集電極、Q6的基極以及電阻RB的一端相連接,電阻RA另 一端連接控制電路模塊Vz端口,電阻RB的另一端連接控制電路模塊Vss引腳, 三極管Q6集電極連接三極管Q5集電極;所述反相比較器包括基極相連的兩三極管Q4、 Q5,三極管Q4發射極連接控制電路模塊Vss引腳,集電極連接到控制電 路模塊BiaS引腳,三極管Q5集電極與基極連接,發射極作為控制電路模塊Vin 端口;所述輸出驅動電路包括三極管Q2、 Q3, Q2、 Q3基極同時連接控制電路模 塊的BiaS引腳,發射極相連后作為控制電路模塊Gate端口,三極管Q2集電極 連接控制電路模塊Vz端口 , Q3集電極連接控制電路模塊的Vss引腳。
4、 根據權利要求1所述的同步整流電路,其特征是所述信號檢測電路模 塊包括開關二極管D4、加速電容C7、檢測電阻R3,所述開關二極管D4陰極、加 速電容C7 —端以及檢測電阻R3 —端相連接作為信號檢測電路模塊端口 A;開關 二極管D4陽極、加速電容C7另一端以及檢測電阻R3另一端相連接作為信號檢 測電路模塊端口 C,信號檢測電路模塊端口 B與端口 A連接在一起,端口 D懸空。
5、 根據權利要求1所述的同步整流電路,其特征是所述信號檢測電路模 塊包括開關二極管D5、加速電容C8、檢測電阻R4、電阻R5和電容C9,開關二 極管D5陽極、加速電容C8 —端以及檢測電阻R4 —端相連接作為信號檢測電路 模塊的端口 C,穩壓二極管ZD2陰極與開關二極管D5陰極連接,穩壓二極管ZD2 陽極、加速電容C8另一端、檢測電阻R4另一端、電容C9—端以及電阻R5—端 相連接,R5另一端作為信號檢測電路模塊端口 D, C9另一端作為信號檢測電路模 塊端口A;信號檢測電路模塊端口 A和B連接在一起。
6、 根據權利要求1所述的同步整流電路,其特征是所述信號檢測電路模 塊包括開關二極管D6、開關二極管D7、開關二極管D8、加速電容CIO、吸收電 容Cll、檢測電阻R6、去磁電阻R7、電流互感器T2,開關二極管D6陽極、加速 電容C10 —端以及檢測電阻R6 —端相連接作為信號檢測電路模塊端口 C;開關二 極管D6陰極、加速電容C10另一端、檢測電阻R6另一端、去磁電阻R7.—端、 開關二極管D8陰極、吸收電容Cll 一端、電流互感器T2的Ns2繞組的3腳連接 在一起;去磁電阻R7的另一端、開關二極管D7陽極相連接,開關二極管D7陰 極、開關二極管D8陽極、吸收電容C11的另一端、電流互感器T1的Ns2繞組的 4腳相連接作為信號檢測電路模塊的端口 D;電流互感器T2的Np2繞組的1腳作 為信號檢測電路模塊的端口 A;電流互感器T2的Np2繞組的2腳作為信號檢測電 路模塊端口B。
7、 根據權利要求4或5或6所述的同步整流電路,其特征是所述輔助電 源電路模塊包括開關電源高頻變壓器的次級輔助供電繞組Nf、整流二極管Dl、濾波電容Cl;所述次級輔助供電繞組Nf的端4和整流二極管Dl的陽極相連作為 輔助電源電路模塊端口 H,次級輔助供電繞組Nf的端3和濾波電容C1的一端相 連作為輔助電源電路模塊端口 E,所述整流二極管D1的陰極與濾波電容C1的另 一端相連作為輔助電源電路模塊端口 G,輔助電源電路模塊端口 F懸空。
8、 根據權利要求7所述的同步整流電路,其特征是所述偏置電路模塊包 括限流電阻R1和耦合電容C3,所述的限流電阻R1 —端作為偏置電路模塊端口 I, 限流電阻Rl另一端和耦合電容C3 —端連接,耦合電容C3的另一端作為偏置電 路模塊的端口J,偏置電路模塊端口K懸空。
9、 根據權利要求7所述的同步整流電路,其特征是所述偏置電路模塊包 括限流電阻R2,所述限流電阻R2—端作為偏置電路模塊端口 J, R2另一端作為 偏置電路模塊端口 K,偏置電路模塊端口 I懸空。
10、 根據權利要求4或5或6所述的同步整流電路,其特征是所述輔助電 源電路模塊包括耦合電容C6、整流二極管D2、續流二極管D3、濾波電容C5,所 述耦合電容C6—端作為輔助電源電路模塊的端口 F,耦合電容C6的另一端和整 流二極管D2的陽極、續流二極管D3陰極相連作為輔助電源電路模塊端口H,所 述的整流二極管D2陰極和濾波電容C5 —端相連作為輔助電源電路模塊端口 G, 所述續流二極管D3陽極和濾波電容C5另一端相連作為輔助電源電路模塊端口E。
11、 根據權利要求10所述的同步整流電路,其特征是所述偏置電路模塊 包括限流電阻R1和耦合電容C3,所述的限流電阻R1 —端作為偏置電路模塊端口 I,限流電阻Rl另一端和耦合電容C3 —端連接,耦合電容C3的另一端作為偏置 電路模塊的端口J,偏置電路模塊端口K懸空。
12、 根據權利要求10所述的同步整流電路,其特征是所述偏置電路模塊 包括限流電阻R2,所述限流電阻R2—端作為偏置電路模塊端口 J, R2另一端作 為偏置電路模塊端口 K,偏置電路模塊端口 I懸空。
全文摘要
本發明涉及開關電源領域,具體是指用于驅動開關電源高頻變壓器次級側的替代整流二極管的N溝道場效應管實現同步整流的一種電路。所述同步整流電路包括信號檢測電路模塊、控制電路模塊、輔助電源電路模塊和偏置電路模塊,所述的控制電路模塊包括互相之間信號連接的穩壓電源電路、恒流源、反相比較器和輸出驅動電路。本發明電路簡潔,應用范圍廣泛;在開關電源輕負載時能驅動替代整流二極管的N溝道場效應管實現同步整流,減小輕負載時的功率損耗;最大限度減小N溝道場效應管的導通時間和初級開關管的導通時間之間留的死區時間,減小導通時的損耗,提高了電源效率,達到節能要求。
文檔編號H02M7/217GK101431297SQ200810219468
公開日2009年5月13日 申請日期2008年11月26日 優先權日2008年11月26日
發明者洪光椅 申請人:天寶電子(惠州)有限公司