專利名稱：單級交換式電源轉換電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種電源轉換電路，尤其涉及一種單級交換式電源轉換電路 (switching power supply)。
背景技術：
近年來隨著科技的進步，具有各式各樣不同功能的電子產品已逐漸被研發出來， 這些具有各式各樣不同功能的電子產品不但滿足了各種不同需求的人，更融入每個人的日 常生活，使得人們生活更為便利。 這些各式各樣不同功能的電子產品由各種電子元件所組成，而每一個電子元件所
需的電源電壓不盡相同且多為直流電壓，然而，現今的供電系統卻是提供交流電源，為了提
供適當的電壓給每一個電子元件使其正常運行，因此這些電子產品需要借助電源轉換電路
將交流電源，例如一般的市電，轉換為適當的電壓給每一個電子元件使用。 電源轉換電路依其電路結構的不同，約可粗略地區分為線性式和切換式電源轉換
電路兩種，簡單的線性式電源轉換電路是由變壓器、二極管整流器和電容濾波器所組成，其
優點是電路簡單且成本低，但是因使用較大的變壓器且轉換效率低，所以無法使用在體積
較小或長時間使用的電子產品中。相較于線性式電源轉換電路，切換式電源轉換電路具有
較高的轉換效率及較小的體積，因此，長時間使用或小型化的電子產品大多會使用切換式
電源轉換電路。 為了確保電子產品可以正常運行，電源轉換電路必需提供足夠的電量給電子產 品，舉例而言，若電子產品的最大耗電量為400瓦特(W)，電源轉換電路的最大供電量必需 大于或等于400瓦特，也就是說，電源轉換電路的最大供電量要根據電子產品的最大耗電 量而設計。此外，交換式電源轉換電路利用開關元件的導通或截止而產生電子產品所需的 直流電壓，傳統交換式電源轉換電路為了提供較大的供電量，必需使用多個開關元件交互 導通或截止運行以產生較大的供電量，然而，電子產品并不會持續運行在最大耗電量，傳統 交換式電源轉換電路即使是電子產品運行在低耗電量的待命狀態(standby)或省電狀態， 仍然使用多個開關元件交互導通或截止運行。 由于開關元件導通與截止會消耗不必要的切換損失(switching loss)，多個開關 元件運行時相對會消耗較多不必要的切換損失，尤其是在電子產品運行在待命狀態時，傳 統交換式電源轉換電路仍然使用多個開關元件交互運行，不但使得交換式電源轉換電路的 整體效率較低，同時會消耗較多的電能。 此外，傳統交換式電源轉換電路運行時，交流輸入電流的電流分布過于集中， 不但會產生較大的諧波干擾其他的電子設備，還會造成功率因數過低，輸入的視在功率 (即parent power)較大，使提供交流輸入電壓至交換式電源供應器的電力系統需要較大的 電力容量，電能在輸電網路中的損失也較高。 因此，如何發展一種可改善上述公知技術缺陷的交換式電源供應器，實為相關技 術領域人員目前所迫切需要解決的問題。
發明內容
本發明的目的在于提供一種單級交換式電源轉換電路，該單級交換式電源轉換電 路會根據電子產品的運行狀態適時地調整單級交換式電源轉換電路中開關元件運行的數 目，以降低單級交換式電源轉換電路于待命狀態時不必要的切換損失，進而增加整體運行 效率并相對減少熱能的產生，使電子產品以及單級交換式電源轉換電路在待命狀態時有 較高的轉換效率。此外，本發明的單級交換式電源轉換電路還具有功率因數校正(power factor correction, PFC)的功能，交流輸入電流的電流分布不會過于集中，產生的諧波較 小，不會干擾其他的電子設備，且功率因數較高，輸入的視在功率較小，提供交流輸入電壓 的電力系統可以有較低的電力容量，電能在輸電網路中的損失也較低。再者，本發明的單級 交換式電源轉換電路為單級式，可使用簡單的電路即具有功率因數校正的功能，不需用額 外的功率因數校正電路連接于電源轉換電路的輸入側，所以電路相對簡單且可降低成本。
為達到上述目的，本發明的一較廣義實施形式為提供一種單級交換式電源供應 器，用以產生輸出電壓至系統電路，該單級交換式電源轉換電路包括變壓器，具有第一初 級繞組以及次級繞組；電壓電平產生電路，連接于第一初級繞組，用以產生輔助電壓；第一 開關電路，連接于第一初級繞組、輸入側共接端與電壓電平產生電路，且包含第一開關元件 與第二開關元件；第二開關電路，連接于電壓電平產生電路、第一初級繞組與輸入側共接 端，且包含第三開關元件；整流濾波電路，連接于次級繞組與該系統電路，用以整流與濾波 而產生輸出電壓；反饋電路，連接于整流濾波電路，用以根據輸出電壓產生反饋信號；以及 控制電路，連接于第一開關電路、第二開關電路、反饋電路以及系統電路，用以根據反饋信 號與系統電路的運行狀態信號控制第一開關電路與第二開關電路交替運行，將第一直流電 壓的能量借助變壓器的第一初級繞組傳送至次級繞組；其中，當運行狀態信號表示為待命 狀態時，控制電路控制第一開關電路停止運行、第二開關電路運行。 本發明的單級交換式電源轉換電路會根據電子產品的運行狀態適時地調整單級 交換式電源轉換電路中開關元件運行的數目，以降低單級交換式電源轉換電路于待命狀態 時不必要的切換損失而增加整體運行效率，相對減少熱能的產生使電子產品以及單級交換 式電源轉換電路在待命狀態時有較低的運行溫度。此外，本發明的單級交換式電源轉換電 路還具有功率因數校正的功能，所以交流輸入電流的電流分布不會過于集中且功率因數較 高。再者，本發明的單級交換式電源轉換電路為單級式，可使用簡單的電路即具有功率因數 校正的功能。
圖1 :為本發明優選實施例的單級交換式電源轉換電路的電路結構圖。 圖2A :為本發明另一優選實施例的單級交換式電源轉換電路的電路結構圖。 圖2B :為本發明另一優選實施例的單級交換式電源轉換電路的電路結構圖。 圖3 :為本發明另一優選實施例的單級交換式電源轉換電路的電路結構圖。 圖4A :為圖3所示單級交換式電源轉換電路的電壓、電流與狀態的時序示意圖。 圖4B :為圖4A的部分電壓、電流與狀態的時序示意圖。 圖4C :為圖4A的另一部分電壓、電流與狀態的時序示意圖。
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圖5:為本發明另一優選實施例的單級交換式電源轉換電路的電路結構圖。
圖6:為本發明另一優選實施例的整流電路的電路結構圖。
其中，附圖標記說明如下1 :單級交換式電源轉換電路10 :整流電路lOa:整流電路的第-一輸出端10b :整流電路的第二輸出端10c :整流電路的第-一輸入端lOd:整流電路的第二輸入端101 :橋式整流電路的正輸出端102 :橋式整流電路的負輸出端11 :電壓電平產生電路12 :第一開關電路13 :第二開關電路14 :整流濾波電路15 :反饋電路16 :控制電路9 :系統電路D工 D8 :第一 第八二極管C0M丄:輸入側共接端C0M2 :輸出側共接端Q :第一電容C。輸出電容Cin:輸入電容:第一開關元件Q2 :第二開關元件Q3 :第三開關元件T :變壓器Npl :第一初級繞組Np2 :第二初級繞組Ns :次級繞組Lm :激磁電感Lp:第一電感V。輸出電壓V^:反饋信號Vin:交流輸入電壓V"輔助電壓V。c:第一直流電壓1 :整流電壓Vps—。n :運行狀態信號L :第一電流12:第二電流Im :激磁電感的電流Ita:輸入電流
具體實施例方式
體現本發明特征與優點的一些典型實施例將在后段的說明中詳細敘述。應理解的 是本發明能夠在不同的形式上具有各種的變化，其皆不脫離本發明的范圍，且其中的說明 及圖示在本質上當作說明之用，而非用以限制本發明。 請參閱圖1，其為本發明優選實施例的單級交換式電源轉換電路的電路結構圖。本 發明的單級交換式電源轉換電路l用以產生輸出電壓V。至系統電路9，該單級交換式電源 轉換電路1包括變壓器T、整流電路10、電壓電平產生電路11、第一開關電路12、第二開關 電路13、整流濾波電路14、反饋電路15、控制電路16以及輸入電容Cin，其中，變壓器T具有 第一初級繞組Npl與次級繞組Ns，而整流電路10的第一輸出端10a連接于第一初級繞組Npl 的其中一端，用以將交流輸入電壓Vin整流且在整流電路10的第一輸出端10a產生第一直 流電壓V。e。 于本實施例中，本發明的單級交換式電源轉換電路1接收交流輸入電壓Vin，因此 本發明的單級交換式電源轉換電路1包含整流電路10，用以將交流輸入電壓Vin整流且在 整流電路10的第一輸出端10a產生第一直流電壓VDC。于一些實施例中，本發明的單級交換式電源轉換電路1直接接收第一直流電壓V。c，所以本發明的單級交換式電源轉換電路1 可以不包含整流電路10(未圖示)，以下將以包含整流電路10的單級交換式電源轉換電路 1為實施例說明。 電壓電平產生電路11的一端連接于第一初級繞組N^的其中一端，而電壓電平產 生電路11的另一端連接于第一開關電路12，用以產生輔助電壓Va。第一開關電路12連接 于第一初級繞組Nw、輸入側共接端C0Mp電壓電平產生電路11以及控制電路16，且借助控 制電路16控制第一開關電路12的運行。第二開關電路13連接于第一初級繞組N^的一端 與輸入側共接端C(^之間，第二開關電路13的控制端與控制電路16連接，控制電路16控 制第一開關電路12以及第二開關電路13的運行。整流濾波電路14連接于次級繞組Ns與 系統電路9之間，用以整流與濾波而產生輸出電壓V。。反饋電路15連接于整流濾波電路14 與系統電路9，用以根據輸出電壓V。產生反饋信號Vfb。輸入電容Cin連接于整流電路10的 第一輸出端10a與輸入側共接端C(^之間，用以對第一直流電壓VDC濾波。
控制電路16連接于第一開關電路12的控制端、第二開關電路13的控制端、反饋 電路15的輸出端以及系統電路9，用以根據反饋信號Vfb與系統電路9的運行狀態信號Vps—。n 控制第一開關電路12與第二開關電路13交替運行，將第一直流電壓VDe的電能借助變壓器 T的第一初級繞組Npl傳送至次級繞組Ns。其中，當運行狀態信號Vps—。n表示為正常運行狀 態時，控制電路16會控制第一開關電路12運行、第二開關電路13停止運行，借助第一開關 電路12導通或截止的運行，使第一直流電壓VDC的電能由變壓器T的第一初級繞組Npl傳送 至次級繞組Ns。當運行狀態信號Vps—。n表示為待命狀態時，控制電路16會控制第一開關電 路12停止運行、第二開關電路13運行，借助第二開關電路13導通或截止的運行，使第一直 流電壓VDC的電能由變壓器T的第一初級繞組Npl傳送至次級繞組Ns。控制電路16可以是 但不限定為脈沖寬度調變控制器(pulse width modulation controller,P麗controller) 或數字信號處理器(digital signal processor, DSP)。 本發明的單級交換式電源轉換電路1的第一開關電路12與第二開關電路13同樣 由開關元件組成，且第一開關電路12與第二開關電路13會交替運行，不同之處在于第一開 關電路12的開關元件數目較第二開關電路13的開關元件數目多。在第一開關電路12運 行而第二開關電路13停止運行時，是由較多的開關元件相互動作使第一直流電壓VDC的電 能借助變壓器T的第一初級繞組Npl傳送至次級繞組Ns。在第二開關電路13運行而第一開 關電路12停止運行時，是由較少的開關元件相互動作使第一直流電壓VDC的電能借助變壓 器T的第一初級繞組Npl傳送至次級繞組Ns。 由于第一開關電路12運行時，是由較多的開關元件相互動作使第一直流電壓V。c 的電能借助變壓器T的第一初級繞組Npl傳送至次級繞組Ns，因此，當第一開關電路12運行 時，本發明的單級交換式電源轉換電路1可以產生較大的電能提供至系統電路9，本技術領 域使用瓦特(watt)衡量提供的電量大小，換言之，當第一開關電路12運行時，本發明的單 級交換式電源轉換電路1可以提供至系統電路9的瓦特(watt)數值較大。
雖然，于第二開關電路13運行時，本發明的單級交換式電源轉換電路1產生的電 能相對較小，但是，第二開關電路13的開關元件數目較少，所以，于第二開關電路13運行 時，第二開關電路13因開關元件導通與截止而消耗的切換損失較第一開關電路12運行時 少。于本實施例中，第一開關電路12由兩個開關元件組成，而第二開關電路13由一個開關元件組成，但不以此為限，只要第一開關電路12的開關元件數目大于第二開關電路13的開 關元件數目，就可以使第二開關電路13運行時消耗的切換損失少于第一開關電路12運行 時消耗的切換損失。 于本實施例中，第一開關電路12包含第一開關元件Q工與第二開關元件92，第二開 關電路13包含第三開關元件93。其中，第一開關元件Qi的第一端Qh連接于第一初級繞組 Npl的一端，第一開關元件Qi的第二端Qlb連接于第二開關元件Q2的第一端Q2a與電壓電平 產生電路11的一端，第二開關元件Q2的第二端Q2b連接于輸入側共接端COMp第三開關元 件Q3的第一端Q3a連接于第一初級繞組Npl的另一端，第三開關元件Q3的第二端Q3b連接于 輸入側共接端COM"第一開關元件Qp第二開關元件Q2與第三開關元件Q3的控制端分別連 接于控制電路16，借助控制電路16控制第一開關元件Qp第二開關元件Q2與第三開關元件 Q3的導通或截止，使第一直流電壓VDe的電能借助變壓器T的第一初級繞組Npl傳送至次級 繞組K。 于本實施例中，電壓電平產生電路11可以包含第一電容Q，但不以此為限。于一 些實施例中，還可以由輔助變壓器組成(未圖示)。第一電容Q的一端連接于第一初級繞 組N^的另一端，第一電容Q的另一端連接于第一開關電路12中第一開關元件(^的第二端 Qlb與第二開關元件92的第一端(k，當本發明的單級交換式電源轉換電路1運行時，電壓電 平產生電路11的兩端會產生輔助電壓Va。 于本實施例中，變壓器T的等效電路如圖所示，在變壓器T的第一初級繞組Npl會 包含等效的激磁電感Lm并聯連接于第一初級繞組Npl，用以等效第一初級繞組Npl運行時對 變壓器T激磁產生的電感特性。整流電路10包含由例如第一二極管Dp第二二極管02、第 三二極管03與第四二極管04構成的橋式整流電路，其中，橋式整流電路的正輸出端101連 接于整流電路10的第一輸出端lOa，而橋式整流電路的負輸出端102與輸入側共接端C(^ 連接，借助橋式整流電路的輸入端接收交流輸入電壓Vin，并將接收的交流輸入電壓Vin整流 產生第一直流電壓V。c。 于本實施例中，整流濾波電路14包含第五二極管D5與輸出電容C。，其中，第五二極 管D5的陰極端連接于次級繞組Ns的一端，第五二極管D5的陽極端連接于輸出電容C。與系 統電路9的一端，而輸出電容C。的另一端連接于系統電路9的另一端、次級繞組Ns的另一 端與輸出側共接端C0M2。于本實施例中，第一開關元件Qp第二開關元件Q2與第三開關元 件Q3可以是但不限定為雙極結晶體管(Bipolar Junction Transistor, BJT)或金屬氧化 物半導體場效晶體管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,M0SFET)。
請參閱圖1與圖2A，其中圖2A為本發明另一優選實施例的單級交換式電源轉換 電路的電路結構圖。如圖2A所示，圖2A與圖1的單級交換式電源轉換電路l相似，不同之 處在于圖2A的變壓器T還包含第二初級繞組Np2，且第二開關電路13與變壓器T的初級側 之間的連接關系不同，于本實施例中，第二初級繞組Np2的一端連接于第一初級繞組N^的一 端、整流電路10的第一輸出端10a、輸入電容Cin的一端與第一開關電路12，第二初級繞組 Np2的另一端連接于第二開關電路13。第二開關電路13連接于第二初級繞組Np2的另一端 與輸入側共接端C(^之間。相似地，當變壓器T的第二初級繞組Np2運行時，在變壓器T的 第二初級繞組Np2 —樣會包含等效的激磁電感Lm并聯連接于第二初級繞組Np2，用以等效第 二初級繞組ND2運行時對變壓器T激磁產生的電感特性。
此夕卜，圖2A與圖1的單級交換式電源轉換電路1的運行方式相似，于本實施例中， 當運行狀態信號Vps—。n表示為正常運行狀態時，控制電路16 —樣會控制第一開關電路12運 行、第二開關電路13停止運行，當運行狀態信號Vps—。n表示為待命狀態時，控制電路16 —樣 會控制第一開關電路12停止運行、第二開關電路13運行。圖2A與圖1的單級交換式電源 轉換電路1的運行方式不同之處在于，圖2A的第二開關電路13運行時，第一直流電壓VDC 的電能是由變壓器T的第二初級繞組Np2傳送至次級繞組Ns。 請參閱圖2A與圖2B，其中圖2B為本發明另一優選實施例的單級交換式電源轉換 電路的電路結構圖。如圖2B所示，圖2B與圖2A的單級交換式電源轉換電路1相似，不同 之處在于圖2B的第二開關電路13、電壓電平產生電路11與變壓器T的初級側之間的連接 關系不同，于本實施例中，第二開關電路13的一端連接于第一初級繞組N^的一端，而電壓 電平產生電路11的一端連接于第二初級繞組Np2。 圖2B與圖2A的單級交換式電源轉換電路1的運行方式相似，于本實施例中，當運 行狀態信號Vps—。n表示為正常運行狀態時，控制電路16 —樣會控制第一開關電路12運行、 第二開關電路13停止運行，當運行狀態信號Vps—。n表示為待命狀態時，控制電路16 —樣會 控制第一開關電路12停止運行、第二開關電路13運行。圖2B與圖2A的單級交換式電源 轉換電路1的運行方式不同之處在于，圖2B的第一開關電路12運行時，第一直流電壓VDC 的電能是由變壓器T的第二初級繞組NpJ專送至次級繞組Ns，當圖2B的第二開關電路13運 行時，第一直流電壓VDC的電能是由變壓器T的第一初級繞組Npl傳送至次級繞組Ns。
請參閱圖1與圖3，其中圖3為本發明另一優選實施例的單級交換式電源轉換電 路的電路結構圖。如圖3所示，圖3與圖1的單級交換式電源轉換電路1相似，不同之處在 于圖3的單級交換式電源轉換電路1還包含第一電感Lp，且整流電路IO還包含第二輸出端 10b輸出整流電壓Vr，其中，第一電感Lp連接于變壓器T的初級側與整流電路10的第二輸 出端10b之間。于本實施例中，第一電感Lp的一端連接于整流電路10的第二輸出端10b， 第一電感Lp的另一端連接于第一初級繞組N^、電壓電平產生電路11與第二開關電路13的 一端，用以改善單級交換式電源轉換電路1的功率因數。 于本實施例中，整流電路10除了包含由例如第一二極管Dp第二二極管^、第三二 極管D3與第四二極管D4所構成的橋式整流電路外，還可包含第六二極管D6連接于橋式整 流電路的正輸出端101與整流電路10的第一輸出端10a之間，其中，第六二極管D6的陰極 端連接于第一二極管D工與第二二極管D2的陽極端，第六二極管D6的陽極端連接于整流電 路10的第一輸出端10a。整流電路10的第二輸出端10b連接于第六二極管D6的陰極端與 橋式整流電路的正輸出端101。 請參閱圖3與圖4A，其中圖4A為圖3所示單級交換式電源轉換電路的電壓、電流 與狀態的時序示意圖。如圖4A所示，交流輸入電壓Vin為弦波，關系式為Vin = Vp sin (" t)， 經由整流電路10整流分別在整流電路10的第一輸出端10a與第二輸出端10b產生第一直 流電壓VDe與整流電壓Vr，其中，第一直流電壓VDe的電壓會約維持為交流輸入電壓Vin的峰 值電壓Vp，而整流電壓1為交流輸入電壓Vin整流后的波形，于本實施例中，整流電壓1為 交流輸入電壓Vin全波整流后的波形，關系式為1 = |VP Sin("t) |。
由于，整流電路10額外提供整流電壓Vr，于單級交換式電源轉換電路1運行時，除 了有由整流電路10的第一輸出端10a流入變壓器T的初級側的第一電流IJ卜，還有由整流電路10的第二輸出端10b流入變壓器T的初級側的第二電流12，其中，第二電流I2的電流 分布與整流電壓l相關，且第二電流I2的包絡曲線(envelop curve)約為整流電壓Vr的 波形，換言之，第二電流I2的電流分布與交流輸入電壓Vin相關，且第二電流I2的包絡曲線
約為交流輸入電壓Vin的波形。又由于單級交換式電源轉換電路l的輸入電流Iin約為第一 電流L與第二電流12相力3" 2/1+/2)，因此，輸入電流Iin不會只有電流分布較集中的第 一電流Ip還包含電流分布相似于交流輸入電壓Vin波形的第二電流12，所以，輸入電流Iin
的電流分布與包絡曲線也會相似于交流輸入電壓vin的波形。 請參閱圖3、圖4A與圖4B，其中圖4B為圖4A的部分電壓、電流與狀態的時序示意 圖。如圖4B所示，此時，運行狀態信號Vps—。n表示為正常運行狀態，第二開關電路13的第三 開關元件Q3截止且停止運行，而第一開關電路12的第一開關元件Q工與第二開關元件Q2運 行，使第一直流電壓VDe的電能由變壓器T的第一初級繞組Npl傳送至次級繞組Ns。在時間 tl與時間t2之間，第一開關元件Q工截止、第二開關元件Q2導通，此時，激磁電感Lm與第一 電感Lp為充電狀態，激磁電感Lm的電流Im、第一電流L以及第二電流I2會隨著時間增加， 其中，第一初級繞組N^與激磁電感Lm兩端的電壓關系式為(Vp-V》，此電壓會使激磁電感Lm
的電流Im與第一電流^的電流增加的斜率約為(Vp-Vj/Lm，且流經第一初級繞組Npp激磁 電感Lm、第一電容Q以及第二開關元件(^，而第一電感Lp兩端的電壓關系式為(Vr-Vj，此
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電壓會使第二電流12的電流增加的斜率約為^r^、^~~; ^ "或L^^，且流經第
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一電感Lp、第一電容Q以及第二開關元件92。在時間t2與時間t3之間，第一開關元件Q工導通、第二開關元件Q2截止，此時，激
磁電感Lm與第一電感Lp為放電狀態，激磁電感Lm的電流Im、第一電流^以及第二電流12 會隨著時間減少，其中，第一初級繞組N^與激磁電感Lm兩端的電壓關系式為L，此電壓會 使激磁電感Lm的電流Im的電流減少的斜率約為Va/Lm，且流經第一初級繞組Npp激磁電感 Lm、第一電容Q以及第一開關元件Qp而第一電感Lp兩端的電壓關系式為(Vp+l-Vr)，此電
壓會使第二電流i2的電流減少的斜率約為^V~^ 、^~^-L或p 。 I '"I ，
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且流經第一電感Lp、第一電容Q以及第一開關元件Q"由上述可知，第二電流12的電流減
少與增加的斜率都與交流輸入電壓Vin的波形相關，使得第二電流l2的電流分布與交流輸 入電壓Vin相關，同時使得第二電流12的包絡曲線與交流輸入電壓Vin的波形相似，進而使 本發明的單級交換式電源轉換電路1在運行狀態信號Vps—。n表示為正常運行狀態時，具有功 率因數校正的功能。 在時間t3與時間t4之間，激磁電感Lm與第一電感Lp的狀態、激磁電感Lm的電流
Im、第一電流以及第二電流I2隨著時間的變化，相似于時間tl與時間t2之間，激磁電感 Lm與第一電感Lp的狀態、激磁電感Lm的電流Im、第一電流^以及第二電流I2的變化。而時
間t4與時間t5之間，激磁電感Lm與第一電感Lp的狀態、激磁電感Lm的電流Im、第一電流 L以及第二電流I2隨著時間的變化，相似于時間t2與時間t3之間，激磁電感Lm與第一電
感Lp的狀態、激磁電感Lm的電流Im、第一電流L以及第二電流I2的變化。 請參閱圖3、圖4A、圖4B與圖4C，其中圖4C為圖4A的另一部分電壓、電流與狀態的時序示意圖。如圖4C所示，圖4C與圖4B相似，不同的處在于第一開關電路12的第一開 關元件Qi與第二開關元件92截止且停止運行，而第二開關電路13的第三開關元件93導通 或截止地運行，使第一直流電壓VDC的電能由變壓器T的第一初級繞組Npl傳送至次級繞組 Ns，此時為運行狀態信號Vps—。n表示為待命狀態。 另一不同之處在于，激磁電感Lm與第一電感Lp為充電狀態時，第一初級繞組N^與 激磁電感Lm兩端的電壓關系式為Vp，此電壓會使激磁電感Lm的電流Im與第一電流L的電 流增加的斜率約為Bp/Lm，且流經第一初級繞組Np"激磁電感Lm、第一電容Q以及第三開關 元件Q3，而第一電感Lp兩端的電壓關系式為Vr，此電壓會使第二電流I2的電流增加的斜率
約為卩、l^'，一)l或l^il ，且流經第一電感Lp、第一電容Q以及第三開關元件q3。另一不同
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之處在于激磁電感Lm與第一電感Lp為放電狀態時，第一初級繞組Npl與激磁電感Lm兩端的 電壓關系式為nV。，此電壓會使激磁電感Lm的電流Im的電流減少的斜率約為nV。/Lm，且流經 第一初級繞組Npl與激磁電感Lm，其中n為第一初級繞組Npl與次級繞組Ns的匝數比(turn ratio)，而第一電感Lp兩端的電壓關系式為(Vp+nV。-V》，此電壓會使第二電流I2的電流減
少的斜率約為p °'、」^^i或^_^J^i。由上述可知，第二電流
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I2的電流減少與增加的斜率都與交流輸入電壓Vin的波形相關，使得第二電流I2的電流分
布與交流輸入電壓vin相關，同時使得第二電流I2的包絡曲線與交流輸入電壓vin的波形相
似，進而使本發明的單級交換式電源轉換電路1在運行狀態信號Vps—。n表示為待命狀態時，
一樣具有功率因數校正的功能。 請參閱圖3與圖5，其中圖5為本發明另一優選實施例的單級交換式電源轉換電路 的電路結構圖。如圖5所示，圖5所示的單級交換式電源轉換電路相似于圖3所示的單級 交換式電源轉換電路，不同之處在于變壓器T還包含第二初級繞組Np2，且第一電感Lp沒有 與第一開關電路12以及第二開關電路13連接，而是連接于整流電路10的第二輸出端10b 與第二初級繞組Np2的一端之間，而第二初級繞組Np2的另一端連接于第一初級繞組N^的一 端、整流電路10的第一輸出端10a、輸入電容Cin的一端與第一開關電路12。其中，第一初 級繞組Npl與第二初級繞組Np2的匝數比為k。 請再參閱圖3、圖4A、圖4B、圖4C與圖5。圖5的單級交換式電源轉換電路1運行 相似于圖3，且一樣具有功率校正功能，此外，圖5的單級交換式電源轉換電路1運行時的 電壓、電流與狀態的時序示意圖也相似于圖4A、圖4B與圖4C，不同之處在于激磁電感Lm與 第一 電感Lp為充電狀態時，第一 電感Lp兩端的電壓關系式為V「 (V。/k)，此電壓會使第二電
流i2的電流增加的斜率約為R-(7。^)」&.sm(欣)卜(〃"或KI—(r。A)，且流經第一電
<formula>formula see original document page 12</formula>
感Lp、第二初級繞組Np2以及激磁電感Lm，而激磁電感Lm與第一電感Lp為放電狀態時，第一 電感Lp兩端的電壓關系式為Vp+ (nV。/k) -Vr，此電壓會使第二電流I2的電流減少的斜率約為
<formula>formula see original document page 12</formula>或<formula>formula see original document page 12</formula>，且流經第一電感Lp、第二
初級繞組Np2以及激磁電感Lm。
請參閱圖3與圖6，其中圖6為本發明另一優選實施例的整流電路的電路結構圖。 如圖6所示的整流電路10相似于圖3所示的整流電路10，同樣包含第一二極管D^第二二 極管D^第三二極管D3與第四二極管D4所構成的橋式整流電路，不同之處在于圖6所示的 整流電路10不包含第六二極管D6連接于橋式整流電路的正輸出端101與整流電路10的 第一輸出端10a之間，但包含第七二極管D7與第八二極管D8，其中，第七二極管D7連接于整 流電路10的第一輸入端10c與第二輸出端10b之間，第八二極管D8連接于整流電路10的 第二輸入端10d與第二輸出端10b之間。于本實施例中，由整流電路10的第一輸出端10a 輸出的第一電流L的回路上只經過兩個二極管，同樣地，由整流電路10的第二輸出端10b 輸出的第二電流12的回路上也只經過兩個二極管，因此，二極管所損耗的電能相對較少，整 體性能相對較高。 于一些實施例中，本發明的單級交換式電源轉換電路1可不包含整流電路10 (未 圖示)，且直接接收第一直流電壓VDe。同樣地，第一開關電路12或第二開關電路13的運 行，可以使第一直流電壓VDC的電能借助變壓器T的第一初級繞組Npl傳送至次級繞組Ns。 其中，控制電路16 —樣會適時地依據狀態信號Vps—。n控制第一開關電路12或第二開關電路 13運行，以增加開關元件運行的數目而增加單級交換式電源轉換電路1供電的能力，或降 低開關元件運行的數目以降低開關元件運行時不必要的切換損失。 綜上所述，本發明的單級交換式電源轉換電路會根據電子產品中系統電路的運行 狀態適時地調整單級交換式電源轉換電路中開關元件運行的數目，可以降低單級交換式電 源轉換電路于待命狀態時不必要的切換損失而增加整體運行效率，相對減少熱能的產生， 使電子產品以及單級交換式電源轉換電路在待命狀態時可以有較低的運行溫度，使得電子 產品于待命狀態時不會因為放置場所的環境溫度上升導致電子產品以及單級交換式電源 轉換電路過熱而燒毀。此外，本發明的單級交換式電源轉換電路還具有功率因數校正的功 能，交流輸入電流的電流分布不會過于集中，產生的諧波較小不會干擾其他的電子設備，且 功率因數較高，輸入的視在功率較小，提供交流輸入電壓的電力系統可以有較低的電力容 量，電能在輸電網路中的損失也較低。再者，本發明的單級交換式電源轉換電路為單級式， 且使用簡單的電路即可以具有功率因數校正的功能，不需用額外的功率因數校正電路連接 于電源轉換電路的輸入側，所以，電路簡單相對使電路成本降低。 本發明得由本領域普通技術人員任施匠思而為諸般修飾，然而皆不脫離所附的權 利要求所欲保護的范圍。
權利要求
一種單級交換式電源轉換電路，用以產生一輸出電壓至一系統電路，該單級交換式電源轉換電路包括一變壓器，具有一第一初級繞組以及一次級繞組；一電壓電平產生電路，連接于該第一初級繞組，用以產生一輔助電壓；一第一開關電路，連接于該第一初級繞組、一輸入側共接端與該電壓電平產生電路，且包含一第一開關元件與一第二開關元件；一第二開關電路，連接于該電壓電平產生電路、該第一初級繞組與該輸入側共接端，且包含一第三開關元件；一整流濾波電路，連接于該次級繞組與該系統電路，用以整流與濾波而產生該輸出電壓；一反饋電路，連接于該整流濾波電路，用以根據該輸出電壓產生一反饋信號；以及一控制電路，連接于該第一開關電路、該第二開關電路、該反饋電路以及該系統電路，用以根據該反饋信號與該系統電路的一運行狀態信號控制該第一開關電路與該第二開關電路交替運行，將一第一直流電壓的能量借助該變壓器的該第一初級繞組傳送至該次級繞組；其中，當該運行狀態信號表示為待命狀態時，該控制電路控制該第一開關電路停止運行、該第二開關電路運行。
2. 如權利要求1所述的單級交換式電源轉換電路，還包含一輸入電容，連接于該第一 初級繞組與該輸入側共接端之間，用以濾波。
3. 如權利要求1所述的單級交換式電源轉換電路，還包含一整流電路，該整流電路的 第一輸出端連接于該第一初級繞組，用以將一交流輸入電壓整流且在該整流電路的第一輸 出端產生該第一直流電壓。
4. 如權利要求3所述的單級交換式電源轉換電路，其中該整流電路包含一第一二極 管、一第二二極管、一第三二極管與一第四二極管構成的一橋式整流電路，該橋式整流電路 的正輸出端連接于該整流電路的第一輸出端，而該橋式整流電路的負輸出端與該輸入側共 接端連接。
5. 如權利要求3所述的單級交換式電源轉換電路，還包含一第一電感，且該整流電路 還包含第二輸出端輸出一整流電壓，其中，該第一電感連接于該變壓器與該整流電路的第 二輸出端之間。
6. 如權利要求5所述的單級交換式電源轉換電路，其中該第一電感的一端連接于該整 流電路的第二輸出端，該第一電感的另一端連接于該第一初級繞組、該電壓電平產生電路 與該第二開關電路的一端。
7. 如權利要求5所述的單級交換式電源轉換電路，其中該變壓器還包含一第二初級繞 組，且該第一電感連接于該整流電路的第二輸出端與該第二初級繞組的一端之間，而該第 二初級繞組的另一端連接于該第一初級繞組的一端、該整流電路的第一輸出端與該第一開 關電路。
8. 如權利要求5所述的單級交換式電源轉換電路，其中該整流電路包含一第一二極 管、一第二二極管、一第三二極管與一第四二極管構成的一橋式整流電路以及一第六二極 管，該第六二極管連接于該橋式整流電路的正輸出端與該整流電路的第一輸出端之間，而 該整流電路的第二輸出端連接于該第六二極管的一端與該橋式整流電路的正輸出端。
9. 如權利要求5所述的單級交換式電源轉換電路，其中該整流電路包含一第一二極 管、一第二二極管、一第三二極管與一第四二極管構成的一橋式整流電路、一第七二極管以 及一第八二極管，該第七二極管連接于該整流電路的第一輸入端與第二輸出端之間，該第 八二極管連接于該整流電路的第二輸入端與第二輸出端之間。
10. 如權利要求1所述的單級交換式電源轉換電路，其中該第一開關電路的開關元件 數目多于該第二開關電路的開關元件數目。
11. 如權利要求1所述的單級交換式電源轉換電路，其中該電壓電平產生電路為第一 電容或輔助變壓器。
12. 如權利要求1所述的單級交換式電源轉換電路，其中該整流濾波電路包含 一第五二極管，該第五二極管的陰極端連接于該次級繞組的一端，該第五二極管的陽極端連接于該系統電路的一端；以及一輸出電容，該輸出電容的一端連接于該第五二極管的陽極端，該輸出電容的另一端 連接于該系統電路的另一端、該次級繞組的另一端與一輸出側共接端。
13. 如權利要求1所述的單級交換式電源轉換電路，其中當該運行狀態信號表示為正 常運行狀態時，該控制電路控制該第一開關電路運行以及控制該第二開關電路停止運行。
14. 一種單級交換式電源轉換電路，用以產生一輸出電壓至一系統電路，該單級交換式 電源轉換電路包括一變壓器，具有一第一初級繞組、一第二初級繞組以及一次級繞組；一電壓電平產生電路，該電壓電平產生電路的一端連接于該第一初級繞組或該第二初 級繞組，用以產生一輔助電壓；一第一開關電路，連接于該第一初級繞組、該第二初級繞組、一輸入側共接端與該電壓 電平產生電路，且包含一第一開關元件與一第二開關元件；一第二開關電路，連接于該第一初級繞組或該第二初級繞組的一端與該輸入側共接端 之間，且包含一第三開關元件；一整流濾波電路，連接于該次級繞組與該系統電路，用以整流與濾波而產生該輸出電壓；一反饋電路，連接于該整流濾波電路，用以根據該輸出電壓產生一反饋信號；以及 一控制電路，連接于該第一開關電路、該第二開關電路、該反饋電路以及該系統電路， 用以根據該反饋信號與該系統電路的一運行狀態信號控制該第一開關電路與該第二開關 電路交替運行，將一第一直流電壓的能量借助該變壓器的該第一初級繞組或該第二初級繞 組傳送至該次級繞組；其中，當該運行狀態信號表示為待命狀態時，該控制電路控制該第一 開關電路停止運行、該第二開關電路運行。
15. 如權利要求14所述的單級交換式電源轉換電路，其中該第二初級繞組的一端連接 于該第一初級繞組的一端與該第一開關電路，該第二初級繞組的另一端連接于該第二開關 電路，且該第二開關電路連接于該第二初級繞組的另一端與該輸入側共接端之間，而該電 壓電平產生電路的一端連接于該第一初級繞組的另一端，該電壓電平產生電路的另一端連 接于該第一開關電路。
16. 如權利要求14所述的單級交換式電源轉換電路，其中該第二開關電路的一端連接 于該第一初級繞組的一端，而該電壓電平產生電路的一端連接于該第二初級繞組。
17. 如權利要求14所述的單級交換式電源轉換電路，還包含一輸入電容，連接于該第 一初級繞組與該輸入側共接端之間，用以濾波。
18. 如權利要求14所述的單級交換式電源轉換電路，還包含一整流電路，該整流電路的第一輸出端連接于該第一初級繞組與該第二初級繞組，用以將一交流輸入電壓整流且在 該整流電路的第一輸出端產生該第一直流電壓。
19. 如權利要求14所述的單級交換式電源轉換電路，其中該第一開關電路的開關元件 數目多于該第二開關電路的開關元件數目。
20. 如權利要求14所述的單級交換式電源轉換電路，其中當該運行狀態信號表示為正 常運行狀態時，該控制電路控制該第一開關電路運行以及控制該第二開關電路停止運行。
全文摘要
本發明涉及一種單級交換式電源轉換電路，包括變壓器、電壓電平產生電路、第一開關電路、第二開關電路、整流濾波電路、反饋電路以及控制電路。該單級交換式電源轉換電路會根據電子產品的運行狀態適時地調整單級交換式電源轉換電路中開關元件運行的數目，以降低單級交換式電源轉換電路于待命狀態時不必要的切換損失而增加整體運行效率，相對減少熱能的產生使電子產品以及單級交換式電源轉換電路在待命狀態時有較低的運行溫度。此外，本發明還具有功率因數校正的功能，所以交流輸入電流的電流分布不會過于集中且功率因數較高。再者，本發明的單級交換式電源轉換電路為單級式，可使用簡單的電路即具有功率因數校正的功能。
文檔編號H02M3/24GK101753027SQ20081017980
公開日2010年6月23日 申請日期2008年12月5日 優先權日2008年12月5日
發明者張世賢, 顏智鴻 申請人:臺達電子工業股份有限公司