電機控制裝置及壓縮機的制作方法

專利名稱：電機控制裝置及壓縮機的制作方法
技術領域：
本發明涉及控制電機的電機控制裝置，尤其涉及一種針對驅動負載轉矩周期性變動的負載的電機而執行轉矩控制的電機控制裝置。而且，本發明還涉及一種壓縮機。

背景技術：
電機的負載要素總是伴隨著周期性的負載變動。空氣調和機等中使用的壓縮機，是包括該負載要素的代表例。在空氣調和機所使用的密閉型壓縮機中，吸入、壓縮、噴出各行程間的制冷劑氣壓變化作用于負載轉矩是公知的。基于該制冷劑氣壓的負載轉矩與壓縮機的旋轉同步變動，伴隨于此，壓縮機的轉速周期性變動也是公知的。這種壓縮機的轉速的周期變動不僅使壓縮機自身產生振動，而且還成為噪聲的原因。
為了解決這種起因于負載變動的振動和噪聲，提出了各種方案。例如在某種方案(以下稱為現有方案1)中，推定負載裝置所產生的轉矩的變動成分，在對其進行補償的轉矩控制中，以限定值抑制對變動成分進行修正的電流成分(例如特開2006—180605號公報)。
另外，例如在其他的現有方案(以下稱為現有方案2)中，從推定電機速度與電機速度指令值的偏差等中提取出轉矩變動成分，利用提取出的轉矩變動成分來降低振動(特開2006—191737號公報)。
降低設備的振動與噪聲是重要的課題，但另一方面，降低對電機進行驅動的系統的消耗電力也是重要的課題。
當假設想要在現有方案1中實現消耗電力的降低時，需要一邊改變上述限定值一邊逐次測定消耗電力，根據該測定結果事先決定最佳的限定值。這種為了導出參數(限定值)的調整作業很煩雜。另外，在對應于現有方案2的特開2006—191737號公報中，沒有公開用于降低消耗電力的技術。


發明內容
鑒于此，本發明的目的在于，提供一種能夠對消耗電力的降低及/或因負載轉矩變動引起的振動等的抑制作出貢獻的電機控制裝置、電機驅動系統及壓縮機。
本發明的電機控制裝置，對驅動負載轉矩周期性變動的負載的電機執行矢量控制，具備推定或檢測電機速度的電機速度導出機構；按照所述電機速度跟蹤從外部賦予的電機速度指令值的方式，生成轉矩電流指令值的速度控制機構；接收對應所述負載轉矩的變動而變動的控制值，通過強調所述控制值的周期性變動成分，來生成轉矩電流修正值的共振型濾波器；通過將所述轉矩電流修正值與所述轉矩電流指令值疊加，生成疊加轉矩電流指令值的轉矩電流修正機構；和通過根據所述疊加轉矩電流指令值控制所述共振型濾波器，對所述轉矩電流修正值的相位進行調整的調整機構；另外，根據所述疊加轉矩電流指令值執行所述矢量控制。
由此，能夠不需要繁雜的調整作業地實現消耗電力的降低，并且，還能夠抑制振動與噪音。
具體而言，例如所述控制值是所述電機速度與所述電機速度指令值之差、或所述轉矩電流指令值。
而且，例如具備在將與設置于所述電機的轉子的永久磁鐵所形成的磁通朝向平行的軸設為d軸，與d軸對應的控制上的推定走設為γ軸時，該電機控制裝置根據提供給所述電機的電機電流，來推定所述d軸與所述γ軸的軸誤差及所述電機速度的推定機構，所述控制值是所述軸誤差或與所述軸誤差的變動同步變動的值。
另外，具體而言，例如所述調整機構根據所述疊加轉矩電流指令值的變動幅度來調整所述轉矩電流修正值的相位。
而且，例如所述調整機構在所述變動幅度減小的方向上調整所述轉矩電流修正值的相位。
并且，例如所述調整機構從所述疊加轉矩電流指令值提取出所述負載轉矩的變動的頻率成分，根據該頻率成分的振幅，調整所述轉矩電流修正值的相位。
另外，例如所述調整機構在所述頻率成分的振幅減小的方向上，調整所述轉矩電流修正值的相位。
此外，本發明的其他電機控制裝置，是對驅動負載轉矩周期性變動的負載的電機執行矢量控制的電機控制裝置，具備推定或檢測電機速度的電機速度導出機構；按照所述電機速度跟蹤從外部賦予的電機速度指令值的方式，生成轉矩電流指令值的速度控制機構；接收對應所述負載轉矩的變動而變動的控制值，通過強調所述控制值的周期性變動成分，來生成轉矩電流修正值的共振型濾波器；通過將所述轉矩電流修正值與所述轉矩電流指令值疊加，生成疊加轉矩電流指令值的轉矩電流修正機構；和通過根據模式選擇信息來控制所述共振型濾波器，來對所述轉矩電流修正值的相位進行調整的調整機構，其中，所述模式選擇信息表示以多個控制模式內的哪個控制模式來控制所述電機；根據所述疊加轉矩電流指令值執行所述矢量控制。
由此，可以根據用戶的希望，優先降低消耗電力、或優先抑制振動。
而且，本發明的電機驅動系統具備電機；驅動所述電機的逆變器；和借助逆變器執行對所述電機的矢量控制的上述任意一個電機控制裝置。
并且，本發明的壓縮機將上述電機驅動系統中具備的電機的旋轉力作為驅動源。
根據本發明，可提供能夠對消耗電力的降低及/或因負載轉矩變動引起的振動等的抑制作出貢獻的電機控制裝置、電機驅動系統及壓縮機。
本發明的意義及效果，可通過以下所示的實施方式的說明而更加明了。其中，以下的實施方式只是本發明的一個實施方式而已，本發明與各構成要件的用語含義不限定于以下實施方式所記載的內容。



圖1是本發明的實施方式所涉及的電機驅動系統的概略框圖。
圖2是圖1的電機的分析模式圖。
圖3是本發明的第一實施例所涉及的電機驅動系統的詳細框圖。
圖4是圖3的位置·速度推定器的內部框圖。
圖5是表示本發明的第一實施例涉及的、負載轉矩的電流換算值、δ軸電流指令值、負載轉矩的電流換算值與δ軸電流指令值的誤差及δ軸電流修正值的波形的圖。
圖6(a)是表示圖3的共振型濾波器的增益特性的圖，圖6(b)表示圖3的共振型濾波器的相位特性的圖。
圖7是表示使圖3的共振型濾波器的相位特性各式各樣變化時的、(

)的變動幅度、(

)的一次成分的振幅及消耗電力的增減量的測定結果的圖。
圖8是表示被輸入到圖3的相位控制部的(

)的FFT分析結果的圖。
圖9是表示被輸入到圖3的相位控制部的(

)的FFT分析結果的圖，是圖8的一部分放大后的圖。
圖10是表示用于使被輸入到圖3的相位控制部的(

)的變動幅度最小化的處理步驟的流程圖。
圖11是本發明第二實施例的電機驅動系統的詳細框圖。
圖12是本發明第三實施例的電機驅動系統的詳細框圖。
圖13是被本發明的電機驅動系統驅動的壓縮機的外觀圖。
圖14是表示本發明的第七實施例涉及的、電機驅動系統中的消耗電力的增減量的增益依賴性的實驗結果。
圖15是表示本發明的第七實施例涉及的、電機驅動系統中的速度變動降低率的相位超前量依賴性的實驗結果。
圖16是表示本發明的第七實施例所涉及的、共振型濾波器的輸出信號的振幅與電機驅動系統的消耗電力的關系的模擬結果。
圖17是表示本發明的第七實施例所涉及的、共振型濾波器的輸出信號的相位與電機驅動系統的消耗電力的關系的模擬結果。
圖18是表示本發明的第七實施例所涉及的、(

)的波形的增益依賴性的模擬結果。
圖19是表示本發明的第七實施例所涉及的、(

)的波形的相位超前量依賴性的實驗結果。
圖20是表示本發明的第七實施例所涉及的、電機驅動系統的消耗電力的相位及增益依賴性的圖。

具體實施例方式 下面，參照附圖對本發明的實施方式進行具體說明。在參照的各附圖中，對相同的部分賦予同一符號，原則上省略與同一部分相關的重復說明。然后對第一～第八實施例進行說明，但首先針對各實施例共通的事項或被各實施例參照的事項進行說明。
圖1是本發明的實施方式所涉及的電機驅動系統的概略框圖。圖1的電機驅動系統具備電機1、PWM(Pulse Width Modulation)逆變器2、和電機控制裝置3。
電機1是三相永磁同步電機，具有具備永久磁鐵的轉子(未圖示)和具備三相份的電樞繞組的定子(未圖示)。
PWM逆變器(以下簡單稱為逆變器)2根據電機1的轉子位置向電機1供給由U相、V相及W相構成的三相交流電壓。將對該電機1施加的整體的電壓稱為電機電壓(電樞電壓)Va。將從逆變器2向電機1供給的整體的電流稱為電機電流(電樞電流)Ia。
電機控制裝置3一邊參照檢測到的電機電流Ia等，一邊向逆變器電路2賦予用于實現所希望的轉矩控制的PWM信號。
圖2是電機1的分析模式圖。在以下的說明中，電樞繞組是指設置于電機1的繞組。圖2中，表示了U相、V相、W相的電樞繞組固定軸。1a是設置于電機1的轉子的永久磁鐵。在以與永久磁鐵1a形成的磁通的轉速相同的速度旋轉的旋轉坐標系中，將永久磁鐵1a形成的磁通的方向取為d軸，將與d軸對應的控制上的旋轉軸取作γ軸。而且，雖然未圖示，但在從d軸以電氣角超前了90度的相位取q軸，在從γ軸以電氣角超前了90度的相位取δ軸。與實軸對應的旋轉坐標系是將d軸和q軸選為坐標軸的坐標系，將其坐標軸稱為dq軸。控制上的旋轉坐標軸是將γ軸和δ選作坐標軸的坐標系，將其坐標軸稱為γ δ軸。
dq軸旋轉，以ω表示其轉速。γ δ軸也旋轉，以ωe表示其轉速。而且，在dq軸中，利用θ表示從U相的電樞繞組固定軸觀察的d軸的角度(相位)。同樣，在γ δ軸中，利用θe表示從U相的電樞繞組固定軸觀察的γ軸的角度(相位)。利用θ及θe表示的角度是電氣角的角度，它們一般還被稱作轉子位置或磁極位置。由ω及ωe表示的轉速是電氣角的角速度。
以下，將θ或θe稱為轉子位置，將ω或ωe稱為電機速度。如后述的第一實施例等那樣，在通過推定導出轉子位置及電機速度的情況下，可以將γ軸及δ軸稱為控制上的推定軸。
電機控制裝置3基本上按照θ與θe相同的方式進行轉矩控制。其中，還會有意識地將θ和θe錯位。在θ與θe一致時，d軸及q軸分別與γ軸及δ軸一致。
在以下的記述中，分別通過γ軸電壓vγ及δ軸電壓vδ表示電機電壓Va的γ軸成分及δ軸成分，分別通過γ軸電流iγ及δ軸電流iδ表示電機電流Ia的γ軸成分及δ軸成分。
表示γ軸電壓vγ及δ軸電壓vδ的目標值的電壓指令值，分別由γ軸電壓指令值vγ*及δ軸電壓指令值vδ*表示。表示γ軸電流iγ及δ軸電流iδ表的目標值的電流指令值，分別由γ軸電流指令值iγ*及δ軸電流指令值iδ*表示。Vγ還被稱作稱為vγ的目標的目標γ軸電壓，vδ*還被稱為稱為vδ的目標的目標δ軸電壓。Iγ*還被稱為稱為iγ的目標的目標γ軸電流，iδ*還被稱為稱為iδ的目標的目標δ軸電流。
電機控制裝置3按照γ軸電壓vγ及δ軸電壓vδ的值分別追蹤γ軸電壓指令值vγ*及δ軸電壓指令值vδ*的方式，且γ軸電流iγ及δ軸電流iδ的值分別追蹤γ軸電流指令值iγ*及δ軸電流指令值iδ*的方式，進行轉矩控制。
電機電壓Va的U相成分、V相成分及W相成分，由U相電壓指令值vu*、V相電壓指令值vv*及W相電壓指令值vw*構成的三相電壓指令值表示。
而且，在以下的記述中，Ra是電機電阻(電機1的電樞繞組的電阻值)，Ld、Lq分別是d軸電感(電機1的電樞繞組的電感的d軸成分)、q軸電感(電機1的電樞繞組的電感的q軸成分)。另外，Ra、Ld及Lq是電機驅動系統制造時決定的值，它們的值可以在電機控制裝置3的運算中使用。
其中，在本說明書中為了簡化記述，有時僅通過記號(iγ等)的表述表示了與該記號對應的狀態量等。即，在本說明書中，例如“iγ”與“γ軸電流iγ”表示相同內容。而且，表示狀態量的電流、電壓、速度等用語，原則上表示了該狀態量的值。即，例如γ軸電流iγ意味著γ軸電流的電流值(其中，也表示為γ軸電流iγ的值等)。
電機1對負載轉矩周期性變動的負載進行旋轉驅動。該負載例如是壓縮機(參照圖13)、洗衣機或干燥機(未圖示)等所具備的負載要素。壓縮機被應用在空氣調和機等中。在壓縮機中，周期性執行的吸入、壓縮、噴出各行程的制冷劑氣壓變化作用于負載轉矩，由此，使得負載轉矩周期性變動。
洗衣機或干燥機具體例如是滾筒式洗衣機或滾筒式干燥機。滾筒式洗衣機中，收納洗滌物的滾筒以不與鉛垂線平行的軸為旋轉軸進行旋轉(即，沿縱或斜方向旋轉)，通過將洗滌物提起、落下來進行敲打洗滌。在將該滾筒設為電機1的負載的情況下，提起洗滌物時負載轉矩變得比較大，除此之外時負載轉矩比較小，因此，負載轉矩周期性變動。對于滾筒式干燥機也同樣。
《第一實施例》 首先，對本發明的第一實施例進行說明。圖3是第一實施例的電機驅動系統的詳細框圖。圖3的電機驅動系統具備圖1所示的電機1及逆變器2、作為圖1的電機控制裝置3發揮功能的電機控制裝置3a、和相電流傳感器11。電機控制裝置3a包括以符號12～20及30～32進行參照的各部位而構成。還可以考慮在電機控制裝置3a內含有相電流傳感器11。電機控制裝置3a內的各部位能夠自由利用在電機控制裝置3a內生成的各值。
形成本實施例及后述的各實施例的電機驅動系統的各部位，對以規定的更新周期由自身算出(或檢測)并輸出的指令值(包括iγ*、iδ*、vγ*、vδ*、vu*、vv*及vw*)、狀態量(包括iu、iv、iγ、iδ、θe及ωe)或δ軸電流修正值

進行更新。
相電流傳感器11對從逆變器2向電機1供給的電機電流Ia的固定軸分量即U相電流iu及V相電流iv進行檢測。其中，對于W相電流iw而言，可以根據關系式“iw＝—iu—iv”算出。iu、iv及iw是電機1的定子中的U相電樞繞組的電流、V相電樞繞組的電流及W相電樞繞組的電流。
坐標變換器12通過根據轉子位置θe將U相電流iu及V相電流iv坐標變換到γ δ軸上，從而計算并輸出γ軸電流iγ及δ軸電流iδ。在第一實施例中，轉子位置θe可由位置速度推定器20算出。
減法器19參照電機速度ωe、和來自在電機控制裝置3a的外部設置的電機速度指令值發生部(未圖示)的電機速度指令值ω*，算出兩者間的速度偏差(ω*-ωe)。第一實施例中，電機速度ωe可以由位置速度推定器20算出。
速度控制部17通過利用比例積分控制等，按照速度偏差(ω*-ωe)收斂為零的方式計算并輸出δ軸電流指令值iδ*。加法器31將來自共振型濾波器30的δ電流修正值

與來自速度控制部17的iδ*相加，并將其加法運算值(

)輸出到減法器13。而且，還將加法運算值(


發送給相位控制部32。原本，iδ*成為iδ的目標值，但iδ*被共振型濾波器30及加法器31修正，實際上修正后的值(

)成為iδ的目標值。針對共振型濾波器30及相位控制部32的動作將在后面敘述。
磁通控制部16決定γ軸電流指令值iγ*，向減法器14輸出。iγ*可以根據由電機驅動系統執行的轉矩控制的種類和電機速度，而采取各種的值。本實施例中，由于推定dq軸，所以，在進行用于將d軸電流設定為零的控制時，iγ*＝0。另外，在進行最大轉矩控制或弱磁通控制的情況下，設iγ*為與電機速度ωe對應的負的值。電機控制裝置3a的作為特征部位的共振型濾波器30及相位控制部32的動作不依賴于iγ*的值。在以下的說明中，處理iγ*＝0的情況。
減法器14從由磁通控制部16輸出的γ軸電流指令值iγ*減去由坐標變換器12輸出的γ軸電流iγ，算出電流誤差(iγ*—iγ)。減法器13從由加法器31輸出的值(

)減去由坐標變換器12輸出的δ軸電流iδ，算出電流誤差(

)。
電流控制部15利用比例積分控制等進行電流反饋控制，以使電流誤差(iγ*—iγ)及(

)都收斂為零。此時，利用用于排除γ軸與δ軸之間的干涉的非干涉控制，算出γ軸電壓指令值vγ*及δ軸電壓指令值vδ*，以使(iγ*—iγ)及(

)都收斂為零。其中，每當算出vγ*及vδ*時，都可以參照ωe或iγ及iδ。
坐標變換器18通過根據從位置速度推定器20輸出的轉子位置θe，將從電流控制部15賦予的vγ*及vδ*坐標變換到三相的固定坐標軸上，來計算并輸出三相電壓指令值(vu*、vv*及vw*)。
未圖示的PWM變換部根據三相電壓指令值(vu*、vv*及vw*)，制作被脈沖寬度調制的PWM信號。逆變器2向電極1供給與該PWM信號對應的電機電流Ia，驅動電機1。更具體而言，逆變器2具備三相份的半橋電路和驅動器(未圖示)，通過驅動器根據PWM信號對各半橋電路中的開關元件進行接通/斷開控制，向電極1供給與三相電壓指令值對應的電機電流Ia。另外，雖然PWM變換部被設置在電機控制部3a內，但也可以考慮將其設置到逆變器2內。
位置速度推定器20通過利用來自坐標變換器12的iγ及iδ和來自電流控制部15的vγ*及vδ*中的全部或一部分，進行比例積分控制等，按照d軸與γ軸之間的軸誤差Δθ(參照圖2，Δθ＝θ—θe)收斂為零的方式，推定出轉子位置θe及電機速度ωe。作為轉子位置θe及電機速度ωe的推定方法，以往就提出了各種方案，位置速度推定器20能夠采用公知的任意方案。
圖4表示位置速度推定器20的內部框圖的一個例子。圖4的位置速度推定器20具備以符號21～23進行參照的各部位。軸誤差推定部21根據iγ、iδ、vγ*及vδ*算出軸誤差Δθ。例如，利用日本特許第3411878號公報所公開的下述公式(1)，算出軸誤差Δθ。比例積分運算器22為了實現PLL(Phase Locked Loop)控制，通過進行比例積分控制，按照軸誤差推定部21算出的軸誤差Δθ收斂為零的方式算出電機速度ωe。積分器23對電機速度ωe進行積分，算出轉子位置θe。算出的θe及ωe被賦予給需要該值的電機控制裝置3a內的各部位。
綜上所述，本實施方式中設想了電機1對負載轉矩周期性變動的負載進行旋轉驅動的情況。該情況下，因負載轉矩的變動，iδ*偏離理想值，但共振型濾波器30及加法器31朝向抑制該偏離的方向發揮作用。
參照圖5等，對該抑制的原理進行說明。圖5中，橫軸表示電氣角的電流的相位，縱軸表示電流值。電機1穩定旋轉時，由于電流的相位與時間經過一同變化，所以，圖5的橫軸也與時間對應。圖5中，曲線201表示負載轉矩的電流換算值(電流成分)，曲線202表示由速度控制部17算出的δ軸電流指令值iδ*，曲線203表示由曲線201表示的負載轉矩的電流換算值與由曲線202表示的δ軸電流指令值iδ*的誤差波形。曲線204表示了使由曲線203表示的誤差波形的極性反轉后的波形，并且，表示了由共振型濾波器30算出的δ軸電流修正值

的波形。
為了使電機1產生與負載轉矩一致的轉矩，只要流動與負載轉矩的電流換算值相當的δ軸電流iδ即可。在考慮沒有δ軸電流修正值

的情況下，如果負載轉矩的電流換算值與iδ*完全一致，則可以降低因負載轉矩變動引起的速度變動，實現振動及噪聲的降低。
但實際上由于會發生控制系統的延遲，所以，δ軸電流指令值iδ*會比真正應該算出的值(負載轉矩的電流換算值)延遲。因此，本實施例中，將與曲線204對應的δ軸電流修正值

和iδ*疊加，使(

)與負載轉矩的電流換算值一致。為了實現該一致，需要對

的相位和振幅進行最佳化。本實施例中，在該相位最佳化用的調整中利用了相位控制部32(圖3)。針對相位控制部32的功能將在后面敘述，首先對共振型濾波器30的功能進行說明。
共振型濾波器30接收減法器19的減法運算結果(ω*-ωe)作為輸入信號，從該輸入信號提取出因負載轉矩變動而引起的周期性變動成分。然后，輸出提取出的變動成分作為

。共振型濾波器30的傳遞函數HA(s)由下述公式(2)(或后述的公式(3)表示)。
HA(s)＝(b0+b1s)/(s2+2ζωrs+ωr2)…(2) 其中，bo是增益系數，b1是相位調整量，ζ是衰減系數，ωr是固有角頻率。另外，s是拉普拉斯運算符。理想的情況下，共振型濾波器30僅提取輸出輸入信號的ωr的頻率成分。
圖6(a)表示共振型濾波器30的增益特性。共振型濾波器30以與增益系數bo對應的程度，放大(強調)輸出輸入信號中的固有角頻率ωr的成分，另一方面，極力使ωr以外的頻率成分不包含在輸出信號中。圖6(b)表示共振型濾波器30的相位特性。共振型濾波器30使固有角頻率ωr的成分的相位超前90°以上，使比固有角頻率ωr低的頻率成分超前180°。共振型濾波器30中的固有角頻率ωr的成分的相位超前量能夠被調整。頻率比固有角頻率ωr高的成分的相位，在共振型濾波器30的輸入輸出信號間是相同的。
固有角頻率ωr被設定為與電機1的負載的周期性負載轉矩變動的角頻率相等(或盡量相等)。該固有角頻率ωr的值，對應電機速度指令值ω*或電機速度ωe的值變化。其原因在于，負載轉矩變動的周期根據電機1的轉速而變化。在電機驅動系統的設計時，預先規定了如何根據電機速度指令值ω*或電機速度ωe的值設定固有角頻率ωr。例如，預先對電機控制裝置3a賦予用于根據ω*或ωe來決定ωr的表數據。
衰減系數ζ是決定共振型濾波器30的共振程度(共振特性)的值，能夠設定為0≤ζ<1的任意值。例如，設ζ＝0.01或ζ＝0.1。衰減系數ζ可以在電機驅動系統設計時預先決定。
相位調整量b1是用于對δ軸電流修正值

的相位進行調整的值，通過變更該調整量，圖5的曲線204會向左右方向移動。
共振型濾波器30的增益、即共振型濾波器30的輸入信號相對固有角頻率ωr的成分的強調程度，由增益系數bo決定。更具體而言，在b1＝0的情況下，通過變更上述公式(2)中的bo，可以變更共振型濾波器30的增益。在b1≠0的情況下，通過將上述公式(2)變形為下述公式(3)，并變更公式(3)中的bo，可以變更共振型濾波器30的增益。增益系數bo的值對應電機速度指令值ω*或電機速度ωe的值變化。在電機驅動系統設計時，預先規定了如何對應電機速度指令值ω*或電機速度ωe的值設定增益系數bo。例如，可預先對電機控制裝置3a賦予用于根據ω*或ωe來決定bo的表數據。
HA(s)＝b0(1+b1s/b0)/(s2+2ζωrs+ωr2) …(3) 圖7表示了使共振型濾波器30的相位特性各種各樣變化時的、(

)的變動幅度、(

)的一次成分的振幅及消耗電力的增減量的測定結果(實驗結果)。共振型濾波器30一邊在90°～180°的范圍內使輸入信號中的固有角頻率ωr的成分的相位超前，一邊放大輸出該成分。圖7中，縱軸表示了基于共振型濾波器30的、與該ωr的成分對應的相位超前量。圖7的橫軸的左端及右端分別對應于80°及180°。與折線221及222對應的縱軸表示電流值，與折線223對應的縱軸表示消耗電力的增減量。以下，在單純說到相位超前量的情況下，是指基于共振型濾波器(本實施方式中為共振型濾波器30)的、與ωr的成分對應的相位超前量。而且，在單純說到增益的情況下，是指共振型濾波器(本實施方式中為共振型濾波器30)的增益。另外，在單純說到消耗電力的情況下，是指本實施方式的電機驅動系統的消耗電力。
在與圖7對應的實驗中，通過使相位調整量b1變化，以8階段改變了相位超前量(即，使δ軸電流修正值

的相位8階段變化)。將該8階段的相位超前量按從小到大的順序設為P1、P2、P3、P4、P5、P6、P7及P8。如果在其他條件固定不變時確定相位調整量b1，則能夠唯一確定相位超前量。其中，P1、P2、P3、P4、P5、P6、P7及P8分別大約是90°、100°、120°、145°、160°、170°、172°及175°。
折線221是表示(

)的變動幅度的相位超前依存性的實驗結果。(

)的變動幅度是電機1以機械角旋轉一次的期間內的(

)的最大值與最小值之差(其中，設該差為正值)。折線222是表示(

)的一次成分的振幅的相位超前量依存性的實驗結果。(

)的一次成分的振幅是(

)的ωr的頻率成分的振幅。折線223是表示以增益為零(即，bo＝0)時的消耗電力為基準的、消耗電力的增減量的相位超前量依存性的實驗結果。將增益設為零等于共振型濾波器30不存在。其中，在進行與折線221～223對應的實驗時，相位超前量以外的條件(bo或ω*等)被固定為恒定值。
根據圖7可知，隨著使相位超前量從90°朝向180°增加，基本上(

)的變動幅度及(

)的一次成分的振幅逐漸減少。但是，當相位超前量處于P5～P8的范圍內時，它們大致一定。
消耗電力的增減量也同樣動作。即，隨著相位超前量從90°朝向180°增加，消耗電力基本上逐漸減少，但當相位超前量位于P5～P8的范圍內時，消耗電力大致恒定。可知90°～180°的范圍內的相位超前量的增大基本上資助了消耗電力降低。
圖8及圖9表示與圖7的實驗對應的、(

)的FFT(Fast FourierTransform，高速傅立葉變換)分析結果。在圖8及圖9中，橫軸表示次數，縱軸表示各次數成分的振幅。圖9相當于圖8的0次和1次的部分的放大圖。圖8中，被賦予符號250、251、252、253、254、255、256、257、258及259的棒組，分別表示(

)的0次、1次、2次、3次、4次、5次、6次、7次、8次及9次成分的振幅。(

)的0次成分意味著(

)的直流成分。(

)的j次成分意味著(

)的(ωr×j)的頻率成分(j是1～9的整數值)。
各棒組由9根棒形成。在各棒組中，最左邊的棒的高度表示增益為零時的振幅。在各棒組中，左起第二～第九個棒表示賦予了非零的恒定增益時的振幅，從左向右側，對應的相位超前量增大。即，圖9中棒271、272、273、274、275、276、277及278的高度，分別表示超前量為P1、P2、P3、P4、P5、P6、P7及P8時的(

)的0次成分的振幅，棒281、282、283、284、285、286、287及288的高度，分別表示相位超前量為P1、P2、P3、P4、P5、P6、P7及P8時的(

)的一次成分的振幅。另外，棒270的高度表示增益為零時的(

)的0次成分的振幅，棒280的高度表示增益為零時的(

)的一次成分的振幅。
可知(

)的一次成分的振幅隨著相位超前量從P1朝向P8增加而減少。(

)的0次成分的振幅也隨著相位超前量從P1朝向P8增加而減少，但其減少的程度比一次成分小。而且，二次以上的成分的振幅與0次及一次的振幅相比極其小。
與轉矩相關的δ軸電流的變動的主要原因是負載轉矩變動，由于其變動的頻率為ωr，所以，如果(

)的一次成分的振幅被最小化，則可認為消耗電力也被最小化。
對消耗電力影響最強的是(

)的直流成分，由圖8及圖9可知，由于(

)的一次成分以外的頻率成分的變動量是輕微的，所以，在相當于合成了各次數成分的(

)自身的變動中，一次成分的變動起支配性。由此，(

)的一次成分的振幅被最小化的相位超前量、和(

)的變動幅度被最小化的相位超前量，通常被認為是一致的。因此，為了使消耗電力最小化，可以不謀求(

)的一次成分的振幅的最小化，而使(

)的變動幅度最小化。
通常，iγ*＝O或iδ*>>iγ*，電機驅動系統的損失電力大致與δ軸電流

的成方成比例。在考慮iδ的直流成分恒定的情況下，在iδ只具有直流成分的情況下消耗電力最小，隨著iδ的變動幅度增加消耗電力增加的情況，可以從一般的關系式(4)知曉(不過嚴格來說，電壓與電流的相位關系也對消耗電力造成影響)。因此，通過使(

)的變動幅度或(

)的一次成分的振幅最小化，可實現消耗電力的最小化。
上述消耗電力的最小化用的方法，可應用到圖3的電機控制裝置3a中。具體而言，圖3的相位控制部32根據從加法器31輸出的(

)，計算出用于使(

)的變動幅度或(

)的一次成分的振幅最小化的相位調整量b1。利用該算出的相位調整量b1，共振型濾波器30計算并輸出δ軸電流修正值

。這樣，相位控制部32控制共振型濾波器30(具體對b1進行調整)，對δ軸電流修正值

的相位進行調整，由此來謀求消耗電力的最小化。
參照圖10，對用于使(

)的變動幅度最小化的方法進行說明。圖10是表示用于使(

)的變動幅度最小化的處理步驟的流程圖。該處理步驟根據所謂登山法。
在進行該處理時，將最新的(

)的值依次代入到變量iδCom中。而且，導入為了代入iδCom的最大值的變量iδComMax、及為了代入iδCom的最小值的變量iδComMin，并導入為了代入本次iδCom的變動幅度的變量iδAmp_now及為了代入上次iδCom的變動幅度的變量iδAmp_old。并且，在該處理中，共振型濾波器30中使用的相位調整量b1被作為變量處理，b1可被逐次更新。將變量b1每次的變更量設為α。變量iδComMax、iδComMin、iδAmp_now及iδAmp_old的初始值被設為零。b1的初始值被設為規定值。
步驟S11～S20的各處理在每次變量iδCom被更新時由相位控制部32執行。首先，在步驟S11中，從某一基準時刻開始判斷電機1的轉子是否旋轉了一周。這里的旋轉一周不是電氣角的一周旋轉，而是指機械角的一周旋轉。在判斷為沒有旋轉一周的情況下，轉移到步驟S12，判斷當前時刻的變量iδCom是否大于當前時刻的變量iδComMax。然后，在iδCom>iδComMax的情況下，轉移到步驟S14，在將當前時刻的變量iδCom代入到變量iδComMax之后，轉移到步驟S13。另一方面，在iδCom≤iδComMax的情況下，轉移到步驟S13。
在步驟S13中，判斷當前時刻的變量iδCom是否小于當前時刻的變量iδComMin。然后，在iδCom<iδComMin的情況下，轉移到步驟S15，將當前時刻的變量代入到變量iδComMin之后，返回到步驟S11。另一方面，在iδCom≥iδComMin的情況下，直接返回到步驟S11。
在步驟S11中，當判斷為電機1的轉子從基準時刻起旋轉了一周，則轉移到步驟S16。該時刻，變量iδComMix及iδComMin中分別被代入轉子的一次旋轉中的變量iδCom的最大值及最小值。在步驟S16中，將(iδComMax—iδComMin)代入到變量iδAmp_now中。接著，在步驟S17中判斷不等式“iδAmp_now＜iδAmp_old是否成立，在該不等式成立的情況下，直接轉移到步驟S19,而在不成立的情況下轉移到步驟S18，在將該時刻的變量α乘以(—1)的值重新代入到變量α中之后，轉移到步驟S19。
在步驟S19中，將當前時刻的b1加上變量α的值設為新的b1。這里被更新的b1被傳遞給共振型濾波器30，作為計算δ軸電流修正值

時的相位調整量b1而使用。然后，在步驟S20中，將零代入到變量iδComMax中，而將變量iδComMin能夠取得的值的最大值MAX代入到變量iδComMin中，并且，在將當前時刻的變量iδAmp_now的值代入到變量iδAmp_old之后，返回到步驟S12。從步驟S20返回到步驟S12的時刻，成為被下一次的步驟S11的分支處理參照的基準時刻。
通過反復執行由步驟S11～S20構成的循環處理，可使(

)的變動幅度保持為最小值(嚴格而言為極小值)、或最小值(嚴格而言為極小值)附近。
利用圖10說明了使(

)的變動幅度最小化的處理步驟，當然也可以利用相同的方法使(

)的一次成分的振幅最小化。該情況下，只要利用FFT(高速傅立葉變換)從加法器31的輸出值提取出(

)的一次成分，按照該一次成分的振幅被保持為最小值或最小值附近的方式，逐次調整作為變量的b1即可。
在特開2006—180605號公報的構成中，當想要降低消耗電力時，需要一邊改變針對轉矩變動成分修正用電流成分的限定值，一邊逐次測定消耗電力，根據該測定結果事先決定最佳的限定值。然后，將該最佳的限定值預先存儲為表數據，在實際工作時參照該表數據。這樣的用于導出參數(限定值)的調整作業很繁雜。另一方面，根據電機控制裝置3a，能夠在不需要這樣的調整作業的情況下自動進行消耗電力的最小化，同時還可得到振動及噪聲的降低效果。
另外，通過改變共振型濾波器30的傳遞函數中的ωr，利用共振型濾波器30實現振動抑制的頻率，就當然進行變化。負載轉矩變動還有包括多個頻率成分的情況，但通常按照適應于該多個頻率成分中振幅最大的頻率成分的方式決定ωr。在應用了電機驅動裝置的壓縮機中，有進行一級壓縮的壓縮機和進行二級壓縮的壓縮機等，當在進行n級壓縮的壓縮機中應用了本發明的電機驅動系統時，基本上ωr被設定為電機1的運轉頻率即ωe(或ω*)的n被。即，ωr＝n×ωe(或ωr＝n×ω*)。其中，n取1或2等整數值，進行n級壓縮的壓縮機是指在電機1以機械角旋轉一周的期間，進行n次循環的吸入、壓縮、噴出等工序的壓縮機。
不過，即使壓縮的級數相同，也依賴于壓縮機的機械構造等，負載轉矩變動最大的頻率變化多樣。因此，即使在進行一級壓縮的壓縮機中應用本發明的電機驅動系統的情況下，也按照ωr＝2×ωe(或ωr＝2×ω*)的方式設定ωr，或者按照ωr＝1.1×ωe(或ωr＝1.1×ω*)的方式設定ωr。
《第二實施例》 接著，對本發明的第二實施例進行說明。圖11是第二實施例的電機驅動系統的詳細框圖。圖11的電機驅動系統具備圖1所示的電機1及逆變器2、作為圖1的電機控制裝置3發揮功能的電機控制裝置3b、和相電流傳感器11。電機控制裝置3b包括以符號12～20及30～32進行參照的各部位而構成。也可以考慮在電機控制裝置3b內包括相電流傳感器11。電機控制裝置3b內的各部位能夠自由利用在電機控制裝置3b內產生的各值。
在圖3的電機控制裝置3a中，共振型濾波器30的輸入信號成為速度偏差(ω*-ωe)，但在圖11的電機控制裝置3b中，共振型濾波器30的輸入信號不是速度偏差(ω*-ωe)，而是來自速度控制部17的δ軸電流指令值iδ*。因此，本實施例中，共振型濾波器30從iδ*提取出因負載轉矩變動而引起的周期性變動成分，將提取出的變動成分作為

輸出給加法器31。除了與共振型濾波器30的輸入信號相關的該不同點之外，電機控制裝置3a與3b相同。
在速度偏差(ω*-ωe)因負載轉矩變動而變動的情況下，δ軸電流指令值iδ*也與速度偏差(ω*-ωe)同步同樣地變動。因此，即使如電機控制裝置3b那樣構成，也可得到與第一實施例同樣的效果。
《第三實施例》 接著，對本發明的第三實施例進行說明。圖12是第三實施例的電機驅動系統的詳細框圖。圖12的電機驅動系統具備圖1所示的電機1及逆變器2、作為圖1的電機控制裝置3發揮功能的電機控制裝置3c和相電流傳感器11。電機控制裝置3c包括以符號12～20、31及32進行參照的各部位、和共振型濾波器30c而構成。還可以考慮在電機控制裝置30c內含有相電流傳感器11。電機控制裝置3c內的各部位能夠自由地利用在電機控制裝置3c內產生的各值。
在圖3的電機控制裝置3a中，共振型濾波器30根據速度偏差(ω*-ωe)計算出δ軸電流修正值

，但在圖12的電機控制裝置3c中，共振型濾波器30c根據軸誤差Δθ計算出δ軸電流修正值

。除了與該共振型濾波器相關的不同點之外，電機控制裝置3a與3c同樣。以下，省略兩者間同樣部分的說明，對共振型濾波器30c及共振型濾波器30c的輸入輸出進行說明。
共振型濾波器30c接收由位置速度推定器20推定出的軸誤差Δθ作為輸入信號，從該軸誤差Δθ提取出因負載轉矩變動而引起的周期性變動成分。然后，將該提取出的變動成分作為δ軸電流修正值

進行輸出。共振型濾波器30c的傳遞函數HB(s)可由下述公式(5)表示。
HB(s)＝(b0s+b1)/(s2+2 ζ ωrs+ωr2) …(5) 其中，bo是增益系數，b1是相位調整量，ζ是衰減系數，ωr是固有角頻率，這些與第一實施例中敘述的情況同樣。另外，s是拉普拉斯運算符。共振型濾波器30c以與增益系數bo對應的程度，放大(強調)輸出輸入信號的ωr的頻率成分，理想情況下，僅提取輸出輸入信號的ωr的頻率成分。
由于軸誤差Δθ與周期性負載轉矩變動同步變動，所以，在通過將傳遞函數HB(s)與軸誤差Δθ相乘而得到的

中，可強調表示軸誤差Δθ的周期性變動成分。該強調的程度，即共振型濾波器30c的增益由增益系數bo決定。而且，與第一實施例中的共振型濾波器30同樣，共振型濾波器30c在90°～180°的范圍內使輸入信號中的固有角頻率ωr的成分的相位超前，該相位超前量由b1決定。
在電機控制裝置3c中，加法器31計算出來自速度控制部17的δ軸電流指令值iδ*與來自共振型濾波器30c的δ軸電流修正值

之和(

)，將其輸出給減法器13。相位控制部32與第一實施例同樣，根據加法器31的輸出值(

)，按照(

)的變動幅度或(

)的一次成分的振幅最小化的方式，調整共振型濾波器30c中所使用的相位調整量b1，由此，來調整δ軸電流修正值

的相位。從而，可獲得與第一實施例同樣的效果。
另外，在圖12的電機控制裝置3c中，將共振型濾波器30c的輸入設為軸誤差Δθ，但共振型濾波器30c的輸入只要是與軸誤差Δθ的變動(固有角頻率ωr下的軸誤差Δθ的變動)同步變動的值即可。其原因在于，與軸誤差Δθ的變動同步變動的值和軸誤差Δθ同樣，包括與周期性負載轉矩變動同步的周期性變動成分。
例如，可以將與軸誤差Δθ成比例(或近似成比例)的信號作為共振型濾波器30c的輸入信號。
例如，也可以將利用軸誤差Δθ推定的轉矩的變動成分ΔTm，作為共振型濾波器30c的輸入信號。其原因在于，轉矩的變動成分ΔTm如在文獻“能登原保夫(のとはらやすお)、其他四位著、“Reduction ControlMethod of Periodic Torque Disturbance for Compressor”，平成16年電気學會

業応用部門大會(平成16年電學會產業應用部門大會)，2004年9月14日，1—57(I-337～I-340)”中記載那樣，例如是由下述公式(6)近似算出的值，可以認為與軸誤差Δθ成比例。在公式(6)中，P表示電機1的極數，J表示慣性。
轉矩的變動成分ΔTm相當于從電機1的發生轉矩中減去了負載轉矩后的值，電機1的發生轉矩無法追蹤負載轉矩的周期性變動而成為轉矩變動發生(即，ΔTm不成為零)的原因。轉矩的變動成分ΔTm產生速度變動，最終由軸誤差Δθ的變動表示。
《第四實施例》 在第一～第三實施例的電機驅動系統中，實施了使d軸與γ軸之間的軸誤差Δθ收斂為零的矢量控制，也就是，使γ跟蹤d軸的矢量控制，但也可以實施使γ軸跟蹤與d軸不同的軸的矢量控制。將第一～第三實施例的該變形例設作第四實施例。例如，可以定義在文獻“比田、其他兩名著，“Position Sensorless Vector control for Permanent MagnetSynchronous Motors Based on Maximum Torque Control Frame”。平成18年電気學會

業応用部門大會講演論文集(平成18年電學會產業應用部門大會演講論文集)，電気學會

業応用部門(電學會產業應用部門)，平成18年8月，p.385—388(I-385～I-388)”中記載的dm軸，實施使γ軸跟蹤dm軸的矢量控制。
dm軸是從qm軸開始以電氣角延遲了90度的軸。qm軸是朝向與實現最大轉矩控制時應該向電機1供給的電流矢量的朝向一致的旋轉軸。應該向電機1供給的電流矢量是指由矢量表現應該向電機1供給的電流。另外，將相位比朝向與實現最大轉矩控制時應該向電機1供給的電流矢量的朝向一致的旋轉軸更超前的旋轉軸設為qm軸。
在實施使γ跟蹤dm軸的矢量控制的情況下，例如只要如下所述進行處理即可。圖3等中的位置速度推定器20利用iγ、iδ及vγ*、vδ*中的全部或一部分，推定dm軸與γ軸之間的軸誤差Δθm，利用比例積分控制，按照軸誤差Δθm收斂為零的方式推定轉子位置θe及電機速度ωe。
《第五實施例》 第一～第四實施例的電機驅動系統，進行了沒有利用用于檢測轉子位置的位置傳感器的無位置傳感器矢量控制。但是，第一～第四實施例中記載的技術在設置了位置傳感器的情況下也是有益的。將設置了位置傳感器的電機驅動系統設為本發明的第五實施例。第一～第四實施例中記載的事項，只要不矛盾，都可以在第五實施例中應用。
為了具體說明，一邊參照圖3，一邊對在第一實施例涉及的圖3的電機驅動系統設置了位置傳感器時的構成(未圖示)進行說明。第五實施例的電機驅動系統除了θe及ωe是根據位置傳感器的輸出信號檢測出的及因此不需要推定器20之外，與圖3的電機驅動系統同樣。
位置傳感器例如由霍耳元件或解析器構成，輸出對電機1的轉子的永久磁鐵1a的磁極位置進行確定用的信號(即用于確定轉子位置θ的信號)。根據該位置傳感器的輸出信號，可以檢測出從U相的電樞繞組固定軸觀察的d軸的相位。檢測到的相位(轉子位置)被作為θe處理。該轉子位置θe理想情況下與圖2的θ完全一致，被賦予給坐標變換器12及18。而且，可以通過利用速度計算用微分器(未圖示)對該θe進行微分來得到ωe，該ωe被賦予給減法器19及電流控制部15。
即使如第五實施例那樣構成電機驅動系統，也當然能夠得到與第一實施例同樣的效果。
《第六實施例》 作為應用了第一～第五實施例所示的各電機驅動系統的設備，圖13表示了壓縮機300。圖13是壓縮機300的外觀圖。第一～第五實施例的任意一個電機驅動系統被設置于壓縮機300。壓縮機300將電機1的旋轉力作為驅動源，進行制冷氣體(未圖示)的壓縮。
例如，壓縮機300是渦旋壓縮機。在壓縮機300是渦旋壓縮機的情況下，在壓縮機300內設置有一對相同形狀的渦旋體(未圖示)，一方的渦旋體被固定。而且，通過基于電機1的旋轉力使另一方的渦旋體進行圓運動，使壓縮室內的體積變化、對壓縮室內的空氣(制冷氣體等)進行壓縮。在壓縮氣體的工序前后，進行氣體的吸入和噴出。該情況下，由電機1的旋轉力直接驅動的負載是上述的渦旋體，但也可以將渦旋壓縮機自身作為電機1的負載。
當然，壓縮機300也可以是渦旋壓縮機以外的壓縮機，可以是往復式壓縮機或旋轉壓縮機等。在壓縮機300是往復式壓縮機的情況下，壓縮機300具備活塞和形成壓縮室的缸體，通過使活塞基于電機1的旋轉力在缸體內往復運動，使缸體內的容積變化，從而對缸體內的氣體(制冷氣體等)進行壓縮。該情況下，被電機1的旋轉力直接驅動的負載是上述的活塞，但也可以將往復式壓縮機自身作為電機1的負載。
《第七實施例》 一邊交織說明實驗結果、理論式的導出及模擬結果，一邊研究上述的消耗電力的舉動。為了方便起見，將與該研究相關的說明設為第七實施例的說明。
(實驗結果) 參照圖14及圖15，并且再次參照圖7。圖14及圖15表示針對圖3的電機驅動系統進行的實驗的結果。
在圖14中，曲線401是以增益為零(即bo＝0)時的消耗電力為基準的、表示消耗電力的增減量的增益依存性的實驗結果。其中，當進行求取折線401的實驗時，增益以外的條件(b1與ω*等)被固定為恒定值。隨著使增益從零增加，消耗電力逐漸減少，使得消耗電力暫時取得最小值。然后，如果進一步增加增益，則消耗電力從該最小值逐漸增加。
另一方面，如參照圖7已說明那樣，隨著使共振型濾波器30的相位超前量從90°向180°增加，消耗電力基本上減少。
另外，當不存在共振型濾波器30時，電機速度(ωe)因負載轉矩變動而大幅變動。通過設置共振型濾波器30，可以實現電機速度的變動量的降低，將從不存在共振型濾波器30c時的電機速度的變動量觀察到的、電機速度的變動量的降低率稱為速度變動降低率。在將不存在共振型濾波器30時的電機速度的變動量設為100時，速度變動降低率為30[％]時的電機速度的變動量為70。由于因電機速度的變動產生壓縮機等的振動，所以，速度變動降低率越大，振動抑制效果越高。
圖15的折線402是圖3的電機控制系統中的、表示速度變動降低率的相位超前量依存性的實驗結果。其中，當進行求取折線401的實驗時，相位超前量以外的條件(b0與ω*等)被固定為恒定值。當相位超前量為90°時，速度變動降低率最大，隨著相位超前量從90°朝向180°增大，速度變動降低率逐漸減少。
(與電力相關的理論式導出) 借助理論式的導出來考察消耗電力與共振型濾波器30的增益及相位超前量的關系。
如果將電機驅動系統的消耗電力設為Pw，則消耗電力Pw可由下述公式(7a)表示，通常由于id＝0或iq>>id，所以，如果考慮上述情況而忽視id，則消耗電力Pw可由公式(7b)表示。這里，vd及vq分別是電機電壓Va的d軸成分及q軸成分，id及iq分別是電機電流Ia的d軸成分及q軸成分。
PW＝idvd+iqvq …(7a) PW＝iqvq …(7b) 而且，永久磁鐵同步電機的電壓方程式可由公式(8a)表示，由公式8(a)可得到公式(8b)。并且，如果假設id≈0且想象穩定狀態，則由于可以忽視微分項，所以，公式(8c)成立。其中，Φa表示電機1的永久磁鐵的電樞交聯磁通。另外，p是微分運算符。
vq＝ωLdid+(Ra+pLq)iq+ωΦa …(8b) vq＝Raiq+ωΦa …(8c) 然后，將公式(8c)代入到公式(7b)中，則得到公式(9)。
Pw＝Raiq2+ωΦaiq…(9) 公式(9)中，右邊第一項表示基于電機電阻的損失電力，右邊第二項表示與轉矩發生相關的電力。基于與iq2成比例的右邊第一項的存在，如果iq中含有的高次諧波成分增加，則損失增大，消耗電力增加。在如第一實施例那樣使γ δ軸跟蹤dq軸的情況下，由于iq跟蹤(

)，所以，如果減少(

)的高次諧波成分(尤其是其中支配性的一次成分)，則可以得到消耗電力的降低效果。
(基于模擬的研究) 將圖3與圖11的電機控制系統模式化，進行了用于調查消耗電力與共振型濾波器30的增益及相位超前量的關系的模擬。
現在，由公式(10a)的fi表示iδ*的波形，由公式(10b)的fr表示

的波形。這里，A1及A2分別是波形fi及fr的振幅，CONST是常數，Q是滿足π/2≤Q≤π的波形fr的相位。另外，t表示時間。
fi＝A1sin(ωt)+CONST …(10a) fr＝A2sin(ωt+Q) …(10b) 由公式(9)表示的Pw及公式(10b)表示的fr作為振幅A2的函數被處理，分別表示為Pw(A2)及fr(A2)，通過遵照公式(11)的模擬，求出了針對各種振幅A2的Pw(A2)的函數值。圖16的曲線411表示了表示該模擬結果的A2與Pw(A2)的關系。其中，在該模擬中，Ra＝0.1[Ω]、ω＝2×π×30[rad/s]、CONST＝6.5[A]、Φa＝0.107[Wb]、Q＝2×π×100/360[rad/s]且A1＝7[A]，在0≤A2≤8[A]的范圍內使A2變化。
PW(A2)＝Ra(fi+fr(A2))2+ωΦa(fi+fr(A2))…(11) 另外，由公式(9)表示的Pw及公式(10b)表示的fr作為相位Q的函數被處理，分別表示為Pw(Q)及fr(Q)，通過遵照公式(12)的模擬，求出了針對各種相位Q的Pw(Q)的函數值。圖17的曲線412表示了表示該模擬結果的Q與Pw(Q)的關系。其中，在該模擬中，Ra＝0.1[Ω]、ω＝2×π×30[rad/s]、CONST＝6.5[A]、Φa＝0.107[Wb]、A1＝7[A]且A2＝4[A]，在2×π×90/360≤Q≤2×π×180/360[rad]的范圍內使Q變化。
PW(Q)＝Ra(fi+fr(Q))2+ωΦa(fi+fr(Q))…(12) 關于消耗電力的、圖14及圖7所對應的實驗結果與圖16及圖17所對應的模擬結果，傾向一致，可以認為在模擬下想定的模式及消耗電力降低原理是正確的。這從與電力相關的上述公式(9)也可以理解，其原因在于，可認為iq應該跟蹤的(

)的高次諧波成分因振幅A2或相位Q的變化而變化，伴隨于此，消耗電力也變化。
鑒于此，追加進行了用于調查(

)的高次諧波成分如何變化的模擬。
將由公式(10b)表示的fr用作振幅A2的函數，表示為fr(A2)，通過遵照公式(13)的模擬，求出了針對各種振幅A2的合成波形F(A2)的函數值。在該模擬中，Q＝2×π×100/360[rad]，在0≤A2≤8[A]的范圍內使A2變化。
F(A2)＝fi+fr(A2) …(13) 圖18表示了與公式(13)對應的模擬結果。圖18中，橫軸表示時間，縱軸表示各時刻的合成波形F(A2)的值。圖18中，曲線450、451、452、453、454、455、456、457及458分別表示了A2＝0、1、2、3、4、5、6、7及8[A]時的合成波形F(A2)。如果通過使增益增加來增加振幅A2，則合成波形F(A2)的振幅暫時減小。結果，可預想消耗電力也減小。如果進而增加增益，則合成波形F(A2)的振幅的變化方向向增加方向轉移。結果，可預想到消耗電力也增加。
而且，將由公式(10b)表示的fr用作相位Q的函數，表示為fr(Q)，通過遵照公式(14)的模擬，求出了針對各種相位Q的合成波形F(Q)的函數值。在該模擬中，A2＝4[A]，在2×π×90/360≤Q≤2×π×180/360[rad]的范圍內使Q變化。
F(Q)＝fi+fr(Q)…(14) 圖19表示了與公式(14)對應的模擬結果。圖19中，橫軸表示時間，縱軸表示各時刻的合成波形F(Q)的值。圖18中，曲線460、461、462、463、464、465、466、467、468及469分別表示了Q＝90、100、110、120、130、140、150、160、170及180[degrees]時的合成波形F(Q)。如果使相位Q超前，則合成波形F(Q)的振幅暫時減小。結果，可預想消耗電力也減小。
由圖18及圖19所對應的模擬結果也可以認為，在模擬下想定的模式及消耗電力降低原理是正確的。
并且，通過模擬求出了將增益和相位超前量都捕捉為變量時的、消耗電力的增益及相位超前量依存性。圖20中的三維曲面470表示了該模擬結果。在三維曲面470中，區域471對應于共振型濾波器大致不發揮功能的狀態。在充分提高了共振型濾波器的增益的狀態下，如果將相位超前量設為90°，則消耗電力最大(對應于區域472)，如果將相位超前量設為180°，則消耗電力最小(對應于區域473)。
另外，在將電機驅動系統簡易模式化的特定的模擬條件下，可以得到當相位超前量為180°時(

)的變動量最小，消耗電力被最小化的結果。但是，在實際的設備中，用于使(

)的變動幅度或(

)的一次成分的振幅最小化的相位超前量總是不限定于180°，其相位超前量依存于電機速度、組入電機驅動系統的設備的機械構造等各種原因而變化。不過，根據第一～第五實施例的各電機驅動系統，除了這些各種各樣的原因之外，還可按照對消耗電力降低作出貢獻的方式，自動地調節相位超前量。
《第八實施例》 由圖7及圖15可知，共振型濾波器的相位超前量的增加雖然基本上貢獻于消耗電力降低，但對于組入了電機驅動系統的設備(壓縮機等)的振動抑制而言不優選。即，每當決定相位超前量時，消耗電力降低與振動抑制都存在相互折衷的關系。另一方面，針對消耗電力的要求與針對振動抑制的請求因用戶而不同，既存在優先降低消耗電力的用戶，也存在優先抑制振動的用戶。
考慮到這一點，下述的應用例也是有益的。將該應用例作為第八實施例進行說明。參照圖3，考慮將本應用例應用到第一實施例的電機驅動系統中的情況。
首先，在電機控制裝置3a內、電機驅動系統內或組裝有該電機驅動系統的設備中設置模式設定部(未圖示)。用戶通過對該模式設定部的操作，可以從多個運轉模式中選擇組裝了電機驅動系統的設備的運轉模式。多個運轉模式中包括消耗電力優先模式和振動抑制優先模式。將用于確定所選擇的運轉模式是什么模式的信息稱為模式選擇信息。模式選擇信息被傳遞給電機控制裝置3a。
在選擇了消耗電力優先模式的情況下，表示該模式的模式選擇信息被傳遞給電機控制裝置3a。該情況下，相位控制部32通過執行第一實施例敘述的針對相位超前量的調整，來使(

)的變動幅度或(

)的一次成分的振幅最小化，從而實現消耗電力的最小化。
在選擇了振動抑制優先模式的情況下，表示該模式的模式選擇信息被傳遞給電機控制裝置3a。該情況下，相位控制部32在(

)的變動幅度或(

)的一次成分的振幅增大的方向上，調整共振型濾波器30的相位超前量。極端的情況下，例如按照在相位超前量的可調整范圍內(

)變動幅度或(

)的一次成分的振幅最大的方式，利用登山法等調整相位超前量。針對相位超前量的調整，實際上通過針對相位調整量b1的調整來執行。由于用于降低消耗電力的相位超前量的變化方向、與用于實現振動抑制的相位超前量的變化方向基本相反，所以，如果在(

)的變動幅度或(

)的一次成分的振幅增大的方向上調整共振型濾波器30的相位超前量，則可獲得大的振動抑制效果。
也可以取而代之，預先借助實驗等求出消耗電力為最小的相位調整量b1(b1A)，將其設定到電機控制裝置3a內，在選擇了消耗電力優先模式的情況下，按照在共振型濾波器30中使用該被預先設定的相位調整量b1(＝b1A)的方式，由相位控制部32控制共振型濾波器30。同樣，借助實驗等求出組裝了電機驅動系統的設備的振幅為最小的相位調整量b1(＝b1B≠b1A)，將其設定到電機控制裝置3a內，在選擇了振動抑制優先模式的情況下，按照在共振型濾波器30中使用該被預先設定的相位調整量b1(＝b1B)的方式，由相位控制部32控制共振型濾波器30。這樣，在預先求出了用于使消耗電力最小化的相位調整量b1(＝b1A)及用于使振動最小化的相位調整量b1(＝b1B)的情況下，相位控制部32不需要每當控制共振型濾波器30時都使用(

)。即，該情況下，相位控制部32不根據(

)，而根據模式選擇信息來控制共振型濾波器30，由此來控制

的相位。
以上著眼于多個運轉模式中包含的消耗電力優先模式和振動抑制優先模式，但也可以在多個運轉模式中包含除此之外的運轉模式。例如，可以設置消耗電力優先模式與振動抑制優先模式的中間模式。選擇該中間模式時的消耗電力，成為選擇消耗電力優先模式時的消耗電力與選擇振動抑制優先模式時的消耗電力之間的電力，選擇中間模式時的振動的大小，成為選擇消耗電力優先模式時的振動的大小、與選擇振動抑制優先模式時的振動的大小之間的振動。
為了具體說明，考慮了在第一實施例的圖3的電機驅動系統中使用第八實施例的應用例的情況，第八實施例能夠應用到第一～第五實施例的各電機驅動系統。在將第八實施例應用到第二實施例的情況下，只要將第八實施例的上述說明中的符號3a替換為3b即可，在將第八實施例應用到第三實施例的情況下，只要將第八實施例的上述說明中的符號3a及30替換為3c及30c即可。
《變形等》 某一實施例中已說明的事項只要不矛盾，都可以應用到其他的實施例中。在應用之際，適合對同一名稱的部位不采用不同符號(3a、3b及3c的不同等)來解釋。作為上述實施方式的變形例或注釋事項，以下記述了注釋1～注釋5。各注釋中記載的內容只要不矛盾，都能夠任意地組合。
[注釋1] 在上述實施方式中，說明了

的相位的調整方法，但也可以與該相位調整同時，進行對共振型濾波器(30或30c)的增益的調整。
[注釋2] 包括上述各種指令值(iγ*、iδ*、vγ*及vδ*等)、或狀態量(iγ、iδ等)的、應該導出的所有值的導出方法是任意的。即，例如可以通過電機控制裝置(3a、3b或3c)內的運算導出，也可以從預先設定的表數據中導出。
[注釋3] 在上述實施方式中，利用相電流傳感器11直接檢測出U相電流iu及V相電流iv，但也可以根據逆變器2的電源側的直流電流，檢測出它們。
[注釋4] 電機控制裝置(3a、3b或3c)的功能的一部分或全部，例如可利用通用微機等中組裝的軟件(程序)來實現。在利用軟件實現電機控制裝置的情況下，表示電機控制裝置各部的構成的框圖，表示功能框圖。當然，也可以不利用軟件(程序)，而僅通過硬件、或軟件與硬件的組合來形成電機控制裝置。
[注釋5] 例如，可如下所述進行考慮。在上述實施方式中，圖3等所示的位置速度推定器20作為通過推定來導出電機速度ωe的電機速度導出機構而發揮功能。而在第五實施例中，上述的速度計算用微分器(未圖示)作為電機速度導出機構發揮功能，也可以考慮使該速度計算用微分器與位置傳感器共同作用，來檢測出電機速度ωe(其中，也可以考慮在電機速度導出機構中含有位置傳感器的情況)。
由于δ軸電流指令值iδ*是與電機1的轉矩相關的、對電流成分的指令值，所以，也可以將其稱為轉矩電流指令值。與之對應，可以將δ軸電流修正值

稱為轉矩電流修正值。而且，圖3等中的相位控制部32作為通過控制共振型濾波器(30或30c)來調整轉矩電流修正值的相位的調整機構而發揮功能。并且，圖3等中的加法器31作為轉矩電流修正機構發揮功能。
權利要求
1.一種電機控制裝置，對驅動負載轉矩周期性變動的負載的電機執行矢量控制，
具備
推定或檢測電機速度的電機速度導出機構；
按照所述電機速度跟蹤從外部賦予的電機速度指令值的方式，生成轉矩電流指令值的速度控制機構；
接收對應所述負載轉矩的變動而變動的控制值，通過強調所述控制值的周期性變動成分，來生成轉矩電流修正值的共振型濾波器；
通過將所述轉矩電流修正值與所述轉矩電流指令值疊加，生成疊加轉矩電流指令值的轉矩電流修正機構；和
通過根據所述疊加轉矩電流指令值控制所述共振型濾波器，對所述轉矩電流修正值的相位進行調整的調整機構；
根據所述疊加轉矩電流指令值執行所述矢量控制。
2.根據權利要求1所述的電機控制裝置，其特征在于，
所述控制值是所述電機速度與所述電機速度指令值之差、或所述轉矩電流指令值。
3.根據權利要求1所述的電機控制裝置，其特征在于，
在將與設置于所述電機的轉子的永久磁鐵所形成的磁通朝向平行的軸設為d軸，與d軸對應的控制上的推定軸設為γ軸時，
該電機控制裝置具備根據提供給所述電機的電機電流，來推定所述d軸與所述γ軸的軸誤差及所述電機速度的推定機構，
所述控制值是所述軸誤差或與所述軸誤差的變動同步變動的值。
4.根據權利要求1所述的電機控制裝置，其特征在于，
所述調整機構根據所述疊加轉矩電流指令值的變動幅度來調整所述轉矩電流修正值的相位。
5.根據權利要求1所述的電機控制裝置，其特征在于，
所述調整機構從所述疊加轉矩電流指令值提取出所述負載轉矩的變動的頻率成分，根據該頻率成分的振幅，調整所述轉矩電流修正值的相位。
6.一種電機控制裝置，對驅動負載轉矩周期性變動的負載的電機執行矢量控制，
具備
推定或檢測電機速度的電機速度導出機構；
按照所述電機速度跟蹤從外部賦予的電機速度指令值的方式，生成轉矩電流指令值的速度控制機構；
接收對應所述負載轉矩的變動而變動的控制值，通過強調所述控制值的周期性變動成分，來生成轉矩電流修正值的共振型濾波器；
通過將所述轉矩電流修正值與所述轉矩電流指令值疊加，生成疊加轉矩電流指令值的轉矩電流修正機構；和
通過根據模式選擇信息而控制所述共振型濾波器，來對所述轉矩電流修正值的相位進行調整的調整機構，其中，所述模式選擇信息表示以多個控制模式內的哪個控制模式來控制所述電機；
根據所述疊加轉矩電流指令值執行所述矢量控制。
7.一種電機驅動系統，具備電機；驅動所述電機的逆變器；和借助逆變器執行對所述電機的矢量控制的權利要求1所述的電機控制裝置。
8.一種壓縮機，將權利要求7所記載的電機驅動系統中具備的電機的旋轉力作為驅動源。
9.一種電機驅動系統，具備電機；驅動所述電機的逆變器；和借助逆變器執行對所述電機的矢量控制的權利要求6所述的電機控制裝置。
10.一種壓縮機，將權利要求9所記載的電機驅動系統中具備的電機的旋轉力作為驅動源。
全文摘要
一種電機控制裝置，對驅動負載轉矩周期性變動的負載的電機執行矢量控制，具備推定或檢測電機速度的電機速度導出機構；按照所述電機速度跟蹤從外部賦予的電機速度指令值的方式，生成轉矩電流指令值的速度控制機構；接收對應所述負載轉矩的變動而變動的控制值，通過強調所述控制值的周期性變動成分，來生成轉矩電流修正值的共振型濾波器；通過將所述轉矩電流修正值與所述轉矩電流指令值疊加，生成疊加轉矩電流指令值的轉矩電流修正機構；和通過根據所述疊加轉矩電流指令值控制所述共振型濾波器，對所述轉矩電流修正值的相位進行調整的調整機構；并且，根據所述疊加轉矩電流指令值執行所述矢量控制。
文檔編號H02P21/00GK101364785SQ20081012980
公開日2009年2月11日 申請日期2008年8月7日 優先權日2007年8月10日
發明者橋本榮一郎 申請人:三洋電機株式會社