專利名稱：同步機的無傳感器控制裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種同步機的無傳感器控制裝置。
背景技術：
在轉子中使用了永磁體的同步機的控制中，為了驅動控制同步機(電動機、發電機)，需要檢測轉子的旋轉相位角的傳感器。但是，
況下，存在以下所列出那樣的問題點。
第一，存在用于檢測旋轉相位角的傳感器，從而增大驅動系統整體的容積。由此，阻礙在有限的設置空間內擴大同步機的輸出。
第二，需要對用于檢測旋轉相位角的傳感器自身進行保養檢查作業。由此，保養檢查效率變差。
第三，來自用于檢測旋轉相位角的傳感器的信號線上疊加有噪聲等，從而干擾檢測值，控制性能變差。
第四，用于檢測旋轉相位角的傳感器幾乎都需要用于驅動該傳感器的電源，需要設置與同步機驅動不同系統的電源。這在電源設置空間、電力供給線、成本等中成為負擔增加的主要原因。
根據如上所述的理由，開發了不使用傳感器而推定旋轉相位角并根據所推定的旋轉相位角來進行驅動控制的控制方式。將它稱作"無傳感器控制"。
作為進行這種同步機的無傳感器控制的、特別是在停止/低速狀
態下有效的無傳感器控制裝置，已知有如專利第3168967號公報中所記載的控制裝置，該控制裝置在利用PWM變流器(inverter)來驅動同步機的系統中，在控制變流器的指令中疊加頻率遠高于同步機運行頻率的高頻電壓指令，并從因此產生的高頻電流響應中檢測與所疊加的高頻指令相對應的分量并進行處理，從而得到旋轉相位角的誤 差，使用該誤差來推定旋轉相位角。
在上述現有的同步機的無傳感器控制裝置中，不使用旋轉相位角 傳感器而能夠控制同步機，具有以低成本來提高維護性能等的優點。 但是，如上述專利文獻所記載的無傳感器控制裝置那樣，在檢測高頻 電流響應中與高頻電壓指令相對應的分量的控制方式中，需要基本流 過所期望的高頻電流，與使用旋轉相位角傳感器的控制裝置相比，存 在損耗、噪聲極度增大的問題點。并且，其次為了穩定地推定旋轉相 位角，需要微調所疊加的高頻指令的振幅、頻率、高頻疊加方法，實 際上為了將馬達和控制裝置進行組合并進行穩定的運行，需要進行復 雜且費時的調整，這是實情。具體地說，馬達的特性由于由馬達繞組 的飽和所引起的電感的變動而發生變動，因此需要進行與馬達的轉矩 電流相應的高頻疊加方法的變更、高頻電流檢測方法的微調等。
發明內容
本發明是為了解決上述現有技術的課題而作出的，其目的在于提 供一種抑制由于無傳感器控制而產生的損耗、噪聲的增大、且能夠以 簡單的調整來實現穩定的運行的同步機的無傳感器控制裝置。
本發明的特征在于，同步機的無傳感器控制裝置具備變流器， 相互變換直流電力和交流電力；轉子具有磁凸極性且從上述變流器被 提供電力并被驅動的同步機；PWM調制單元，根據用于控制上述同 步機的指令來決定上述變流器中的輸出電壓；電流檢測單元，檢測流 經上述同步機的電流；高頻分量運算單元，運算根據在上述PWM調 制單元中決定并從上述變流器輸出的電壓而產生的電流變化的高頻 分量；以及旋轉相位角推定單元，根據上述高頻分量在與上述同步機位角。
根據本發明的同步機的無傳感器控制裝置，運算流經同步機的電 流變化的高頻分量，根據與同步機的旋轉同步的dq軸坐標系中的高頻電流變化的空間分布，無需旋轉相位角傳感器而推定馬達轉子的相 位角從而控制同步機，因此能夠抑制由于無傳感器控制而產生的同步 機的損耗、噪聲的增大，并且能夠以簡單的調整來實現穩定的運行。
圖l是表示一般的永磁體同步機模型和坐標的定義的框圖。
圖2是表示上述永磁體同步機的電壓向量的定義的框圖。
圖3是本發明的第1實施方式的同步機的無傳感器控制裝置的框圖。
圖4是表示永磁體同步機的dq坐標軸上的電流變化的高頻分量 分布的曲線圖。
圖5是表示永磁體同步機的dq坐標軸上的電流變化的誤差是 -30。的情況下的高頻分量分布的曲線圖。
圖6是表示永磁體同步機的dq軸坐標上的轉矩100%輸出、電 流變化的誤差是0。的狀態下的高頻分量分布的曲線圖。
圖7是表示永磁體同步機的dq軸坐標上的轉矩100%輸出、電 流變化的誤差是-30。的狀態下的高頻分量分布的曲線圖。
圖8是表示永磁體同步機的dq軸坐標上的轉矩100%輸出、電 流變化的誤差是+30。狀態下的高頻分量分布的曲線圖。
圖9是表示本發明的第3實施方式的同步機的無傳感器控制裝置 中的特征量和誤差的關系的曲線圖。
圖IO是本發明的第4實施方式的同步機的無傳感器控制裝置的框圖。
具體實施例方式
下面基于附圖詳細說明本發明的實施方式。 (第1實施方式) 本發明的同步機的無傳感器控制裝置運算出流經永磁體同步機 的電流變化的高頻分量，根據與同步機的旋轉同步的dq軸坐標系中的高頻電流變化的空間分布，無旋轉相位角傳感器地推定馬達轉子的 相位角，并控制永磁體同步機。
圖1表示一般的永磁體同步機的結構。永磁體同步機的定子Ol 由U、 V、 W的3相繞組01U、 OIV、 OIW構成，轉子由轉子4失心02 和永磁體03構成。在本實施方式的同步機的無傳感器控制裝置中， 作為與永磁體同步機的旋轉同步進行旋轉的坐標系，將永磁體的磁通 方向定義為d軸，將與該d軸正交的軸定義為q軸。另外，將U相繞 組方向定義為a軸，將與其正交的方向定義為"軸，將以a軸方向為 基準而到d軸方向為止的角度定義為同步機的旋轉相位角0。根據這 種定義，永磁體同步機的電壓/電流的關系由式l表示。
在此，Trqref是轉矩指令，k是常數，0i是以yS軸坐標系中的 ^軸為基準的電流相位角。
但是，電流指令Iyref、 I^ref也可以準備可將轉矩指令作為參 數參照的表，通過參照該表來提供。使用了表的方法，在轉矩和電流 的關系不適合如上述的式2那樣公式化的情況等中有效。
接著，如上所述，將從轉矩指令求出的電流指令Iyref、 Uref、 和流經該永磁體同步機07的電流的y軸響應值Iyres、 5軸響應值 15res作為輸入，通過如下的比例積分控制來運算y軸電壓指令 Vyref、 (5軸電壓指令V3ref。[式3
在此，Kp是比例增益，Ki是積分增益，s是拉普拉斯算子。 接著，根據從旋轉相位角推定部08輸出的旋轉相位角推定值 0est，通過如下的運算對如上那樣所輸出的y軸電壓指令Vyref、 5軸 電壓指令V5ref進行坐標變換，運算3相電壓指令Vuref、 Vvref、 Vwref。
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高頻電壓V d、 V q，能夠定義為變流器輸出電壓和馬達感應電 壓的高頻分量之和。其中，雖然馬達感應電壓由于旋轉速度和驅動電 流而發生變動，但是其高頻分量微小，作為與在該旋轉相位角推定部 08中所使用的高頻分量的空間分布相關的高頻電壓，變流器輸出電壓 的高頻分量占支配地位。變流器輸出電壓的高頻分量是由PWM的輸 出電壓向量來決定的，因此高頻電壓V-d、 V q的振幅值幾乎可視為 固定。由此可知，高頻電流I—d、 rq如下所示成為由V—d、 V—q、 Ld、 Lq所決定的一定的分布。
[式10本申請發明人通過實驗確認了如下事實在作為發明人所使用的 開發設備的永磁體同步機的dq軸坐標系中，在空間上描繪電流變化 的高頻分量時，其分布變成如圖4所示的大致橢圓分布。這證明了式 IO的原理。通過使用該分布，fe夠實現旋轉相位角推定。
根據圖4也可知，高頻分量的空間分布變成在dq軸方向上具有 特征的形狀。如果從馬達的構造來說明該分布，則可以說是永磁體同 步機07的驅動電流流過的定子繞組的電感分布。但是，定子電感的 空間分布受轉子電感的影響很大，在定子電感由于驅動電流而不飽和 的程度的轉矩零 中區域的運行中，可以說與轉子電感的分布大體相 等。圖4表示輸出零轉矩、即零電流的狀態下空間上疊加相同的高頻 電壓來描繪的電感分布，根據如上所述的理由，認為該分布是轉子電 感。
在圖4中，橢圓分布的長軸方向與d軸一致，短軸方向與q軸 一致。如上所述，圖4表示轉子電感，因此該橢圓分布根據轉子的旋 轉而旋轉。因而，如果通過近似運算等而從該分布抽出橢圓的旋轉， 則能夠推定d軸的方向。根據該方法，如果能夠得到可抽出橢圓分布 旋轉的最低限度的高頻分量，就能夠進行旋轉相位角推定。
另一方面，在現有方法中，需要疊加高頻電壓，并觀測至少與所 疊加的高頻電壓以某種形式對應的、或者同步的高頻電流。例如，需 要觀測與高頻電壓的疊加周期一致的高頻電流振幅等。在該方法中， 在觀測高頻電流振幅的采樣時刻產生了噪聲等干擾的情況下，對推定 相位角的精度有較大的影響。為了避免這種缺點，在現有方法中，為 了使噪聲對推定結果的影響不大而以提高S/N比為目的提高疊加高頻 量，從而調整成使高頻電流振幅變大。但是，由此高頻電流所引起的 損耗、噪聲變大，變得不理想。
但是，在本實施方式的同步機的無傳感器控制裝置中，采用了上 述相位角推定方法，因此在能夠測量正確的電流變化高頻分量的范圍 內，在不被電壓所左右地可自由選擇電流采樣時刻的基礎上，如果使 用線性近似來運算電流變化，則還能夠減低噪聲的影響，作為結果能夠使高頻疊加量為o或者比以往低。
因而，根據本實施方式的同步機的無傳感器控制裝置，不使用旋 轉相位角傳感器就能夠推定轉子的相位角，通過設為無傳感器結構來 實現小型化、低成本化、容易維護，另外不會導致由高頻電流所引起 的損耗、噪聲的極端增大，或者不使其增大，能夠簡化用于進行穩定 的運行的調整。
(第2實施方式)
下面說明本發明的第2實施方式的同步機的無傳感器控制裝置。 本實施方式的結構與第1實施方式相同，是圖3所示的結構，但是旋 轉相位角推定部08所進行的運算處理與第1實施方式不同，其特征 在于，在流過使永磁體同步機07的電感飽和的電流的高轉矩輸出狀 態下，根據電流變化高頻分量的空間分布的形狀的變化來進行旋轉相 位角推定。
在第1實施方式中所示的旋轉相位角推定部08所進行的旋轉相 位角的推定利用如下情形電流變化高頻分量的空間分布表示永磁體 同步機07的轉子電感，它具有與和旋轉同步的dq軸坐標系對應的旋 轉關系。在這種情況下，在作為永磁體同步機07的特性而輸出了高 轉矩的情況下定子電感因驅動電流而飽和，有無法觀測上述分布的旋 轉關系的情況。
在本實施方式中，旋轉相位角推定部08在這種情況下也進行有 效的旋轉相位角推定，特別是關注上述分布的形狀，使空間分布的形 狀和推定相位角誤差相對應地推定旋轉相位角。
說明如上所構成的本實施方式的同步機的無傳感器控制裝置的 動作。圖4表示低轉矩狀態下的電流變化的高頻分量分布。如果在推 定相位角0est中產生了誤差2l0的情況下，該高頻分量分布變成旋轉 了-d0的分布。圖5表示故意產生-30。的誤差/^的狀態下的高頻分量 分布。從該圖5也可知dq軸坐標系和高頻分量分布的空間對應關系。
第1實施方式中采用的旋轉相位角推定方法通過利用這種特征 來推定旋轉相位角。但是，根據同步機，在高轉矩運行狀態下高頻分量的分布形狀如圖6所示變成接近圓形的橢圓形狀而不是橢圓。在該 狀態下，難以抽出與如上所述的dq軸坐標系相對應的關系，由于噪 聲等的影響而變得容易產生推定誤差。并且，從圖6也可知，有時橢 圓和dq軸的旋轉關系本身也因電流相位而發生變動，橢圓分布和dq 軸不是簡單地處于一定的旋轉關系，因此需要結合運行狀況而適當地 進行修正。
因此在本實施方式中，旋轉相位角推定部08不是使用高頻分量 的分布和dq軸坐標系的旋轉關系來進行旋轉相位角推定，而是使用 高頻分量的分布形狀本身來進行推定。
在高轉矩輸出狀態下，由流經定子的驅動電流來引起電感飽和， 在定子中能夠觀測的凸極比降低，在最差的情況下變成凸極比-1。但 是，當在引起電感飽和的高轉矩狀態下產生推定誤差W時，由于該 影響，當從dq軸坐標系觀察時，在軸坐標系中控制的電流的相位(9i 也變成旋轉了J0的相位。此時，由于電流相位發生變化，因此定子 電感的飽和狀態發生變化，電流變化的高頻分量的形狀如圖7、圖8 所示那樣根據」0而較大地進行變動。因而，在這種高轉矩狀態下， 也觀測該分布的形狀并使得與2ie相對應，從而推定旋轉相位角。此 時，高頻分量分布受到定子自身的電感和轉子電感兩者的影響。即， 例如將大致橢圓分布的形狀與轉矩指令及推定誤差相對應地進行存 儲，通過比較所得到的分布來推定旋轉相位角。
根據以上，在本實施方式的同步機的無傳感器控制裝置中，不使 用旋轉相位角傳感器而推定轉子的相位角，從而實現裝置的小型化、 低成本化、容易維護，在此基礎上，在高轉矩狀態下也能夠實現穩定 的旋轉相位角推定。
(第3實施方式)
說明本發明的同步機的無傳感器控制裝置的第3實施方式。本實 施方式的無傳感器控制裝置的結構與圖3所示的第1、第2實施方式 共通，但是其中的旋轉相位角推定部08所進行的旋轉相位角推定處 理與這些實施方式不同，其特征在于，在dq軸坐標系中的電流變化的高頻分量的空間分布中運算規定的特征量，根據該特征量進行旋轉 相位角推定。
在本實施方式中，作為該特征量，選擇W軸中的電流變化的高 頻分量分布的從^軸向規定角度方向檢測出的分量的最大值。這樣選
擇的特征量和推定誤差之間的對應關系是如圖9所示的特性，特別是 在推定誤差的零點附近具有偏移量的線性特性。在圖9中將規定的角 度設定為45。方向而進行運算。因此，通過進行反饋推定使得該特征 量收斂到誤差為零的點，從而進行旋轉相位角推定。
通過這樣構成，能夠進行基于不是通過復雜的運算而是通過簡單 的比較運算所得到的量的推定。此外，在圖9中規定角度取約45度 的方向，但是只要能夠得到該特征量的特性，怎么進行特征量的運算 都可以。例如作為特征量，也可以是^坐標軸上的第l象限中的分布 所占的面積。這樣計算的面積也具有根據推定誤差而變動的特性，因 此能夠用作特征量。
如上所述，在本實施方式的同步機的無傳感器控制裝置中，不使 用旋轉相位角傳感器而推定轉子的相位角，從而實現裝置的小型化、 低成本化、容易維護，在此基礎上，不用實施復雜的運算就能夠實現 穩定的旋轉相位角推定。并且，根據從y軸向規定角度方向檢測出的
分量來計算特征量，由此能夠簡化旋轉相位角推定所需的運算，能夠 縮短運算時間、降低運算處理裝置性能。 (第4實施方式)
使用圖IO說明本發明第4實施方式的同步機的無傳感器控制裝 置。此外，在本實施方式中，對與圖3所示的第1實施方式相同的要 素標記相同符號來表示。
本實施方式的同步機的無傳感器控制裝置，相對于第1實施方式 以附加了高頻指令疊加部09的結構為特征。該高頻指令疊加部09對 本無傳感器控制裝置的指令疊加高頻指令，使得對從變流器05輸出 的電壓疊加頻率與運轉永磁體同步機07的基頻相比足夠高的高頻指 令。并且，作為高頻指令而疊加旋轉高頻指令。另外，作為高頻指令而疊加如產生在yS坐標軸上在規定的角度方向上有意義的電流變化
的高頻分量那樣的高頻指令。
接著，說明如上那樣所構成的本實施方式的無傳感器控制裝置的 動作。推定旋轉相位角的原理基于高頻電流的時間變化率。為了獲得 該變化率，必須高精度地觀測該高頻電流的變化。但是，在從變流器
05輸出的電壓是低的狀態、例如停止、低速、低轉矩的狀態下，電壓 指令小。另夕卜，需要運算高頻電流時間變化率的狀態大多是如下狀態 作為由PWM調制部04進行調制得到的結果而從變流器05輸出的電 壓向量變成VO、 V7以外的所謂的非零電壓向量。因為當輸出非零電 壓向量時，產生較大的電流變動。圖2示出了從變流器05輸出的電 壓向量的定義。但是，在上述的停止、低速、低轉矩狀態中，非零電 壓向量時間間隔變得非常短，有時由于A/D變換器的采樣周期而無法 觀測有意義的高頻電流變化。在這種情況下，作為結果容易產生旋轉 相位角的推定誤差。
因此，在本實施方式中，由高頻指令疊加部09將式11所示的高 頻指令加到電流指令上，由此作為結果使非零電壓向量的時間間隔變 長。所疊加的指令是高頻指令的理由是，難以作為干擾而作用于從馬 達產生的轉矩。
其中，Ihf是高頻指令振幅，(Dhf是高頻指令角速度。 在本實施方式中，至少能夠在可得到上述說明的特性的范圍內自 由地選擇高頻指令。因此，并非一定如式11那樣進行設定。但是， 通過如式11那樣設定成疊加旋轉高頻指令，在得到上述特性的基礎 上能夠得到如下的效果。這作為在旋轉相位角推定部08中所使用的 旋轉相位角推定方法，在使用了電流變化的高頻分量的形狀或者面積 等的情況下，通過提供旋轉高頻，能夠在坐標系中得到相同的分布， 能夠高精度地掌握形狀，因此能夠提高相位角推定的精度。
[式ll另外，在作為高頻指令而疊加了如產生在^坐標系上在規定的 角度方向上有意義的電流變化的高頻分量那樣的高頻指令的情況下，
能夠得到如下效果。這在實施第3實施方式中所說明的、根據電流變 化的高頻分量的從y軸向規定的角度方向的分量來推定旋轉相位角的 方法的情況下，能夠得到在規定的角度方向上有意義的高頻，能夠提 高檢測精度，進而提高相位角推定的精度。
在此，如下式那樣選擇如產生在規定的角度方向上有意義的電流 變化的高頻分量那樣的高頻指令即可。
其中，-是規定的角度。
如上所述，在本實施方式的同步機的無傳感器控制裝置中，不使 用旋轉相位角傳感器而推定轉子的相位角，從而實現裝置的小型化、 低成本化、容易維護，并且在停止、低速、低轉矩狀態下也能夠進行 穩定的旋轉相位角推定。
[式12
1權利要求
1. 一種同步機的無傳感器控制裝置，其特征在于，具備變流器，相互變換直流電力和交流電力；轉子具有磁凸極性且從上述變流器被提供電力并被驅動的同步機；PWM調制單元，根據用于控制上述同步機的指令來決定上述變流器中的輸出電壓；電流檢測單元，檢測流經上述同步機的電流；高頻分量運算單元，運算根據在上述PWM調制單元中決定并從上述變流器輸出的電壓而產生的電流變化的高頻分量；以及旋轉相位角推定單元，根據上述高頻分量在與上述同步機的旋轉同步的旋轉坐標軸上的空間分布來推定上述同步機的旋轉相位角。
2. 根據權利要求1所述的同步機的無傳感器控制裝置，其特征在于，上述旋轉相位角推定單元在流過使上述同步機的電感飽和的電 流的高轉矩輸出狀態下，根據上述高頻分量的空間分布的形狀來推定 旋轉相位角。
3. 根據權利要求1或者2所述的同步機的無傳感器控制裝置， 其特征在于，上述旋轉相位角推定單元根據上述高頻分量在旋轉坐標軸上的 特征量來推定上述同步機的旋轉相位角。
4. 根據權利要求1~3中的任一項所述的同步機的無傳感器控制 裝置，其特征在于，上述旋轉相位角推定單元根據上述高頻分量在旋轉坐標軸上的 規定的角度方向的分量來推定旋轉相位角。
5. 根據權利要求1~4中的任一項所述的同步機的無傳感器控制 裝置，其特征在于，具備對用于控制上述同步機的指令疊加高頻指令的高頻指令疊加單元。
6. 根據權利要求5所述的同步機的無傳感器控制裝置，其特征在于，上述高頻指令疊加單元疊加旋轉高頻指令。
7. 根據權利要求5所述的同步機的無傳感器控制裝置，其特征在于，上述高頻指令疊加單元疊加如產生在旋轉坐標軸上在規定的角 度方向上有意義的高頻電流變化那樣的高頻指令。
全文摘要
本發明提供一種同步機的無傳感器控制裝置，具備變流器05，相互變換直流電力和交流電力；轉子具有磁凸極性且從變流器被提供電力并被驅動的永磁體同步機07；PWM調制單元04，根據用于控制永磁體同步機的指令來決定變流器中的輸出電壓；電流檢測單元06，檢測流經永磁體同步機的電流；高頻分量運算單元10，運算根據在PWM調制單元中決定并從變流器輸出的電壓而產生的電流變化的高頻分量；和旋轉相位角推定單元08，根據高頻分量在與永磁體同步機的旋轉同步的旋轉坐標軸上的空間分布來推定永磁體同步機的旋轉相位角，由此能夠抑制由于同步機的無傳感器控制而產生的損耗、噪聲的增大，且能夠以簡單的調整來進行穩定的運行。
文檔編號H02P6/18GK101485079SQ20078002550
公開日2009年7月15日 申請日期2007年6月13日 優先權日2006年7月5日
發明者安井和也 申請人:株式會社東芝