回掃dc-dc轉換器的制作方法

專利名稱：回掃dc-dc轉換器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明是關于功率轉換器，尤其是關于回掃DC-DC轉換器。
背景技術：
轉換器常常用于將來自電源的未調節(jié)電壓轉換為電子系統(tǒng)中的已 調節(jié)電壓。轉換器尤其被普遍應用于包含通信或計算機設備的環(huán)境中， 例如在以太網(wǎng)供電中，便攜式電子設備中，等等。轉換器能夠接收輸入 電壓并且將其轉換為輸出電壓或依據(jù)用戶需求轉換為多個期望值電壓。
傳統(tǒng)的轉換器通常包括變壓器。典型的變壓器包括一個初級線圈 和一個次級線圈。初級線圈與電源相連，最好是跟DC電壓源相連以接 收未調節(jié)的輸入電壓。變壓器將初級線圈上的輸入電壓轉換為次級線圈 上的輸出電壓。輸出電壓值與輸入電壓值是成比例的，通常等于輸入電 壓與次級線圈和初級線圈的匝數(shù)比的乘積。來自電源的能量能被存儲于 變壓器鐵芯的磁通中或是通過次級線圈提供給負載。因此，即可通過變 壓器傳遞能量。
根據(jù)傳統(tǒng)方法，通常期望通過調整和控制轉換器的輸出電壓值以 滿足不同的需求。因此，出現(xiàn)了回掃轉換器拓撲結構。傳統(tǒng)的回掃轉換 器包括具有初級線圈和次級線圈的變壓器。此外，包括開關電路的輸入 電路與變壓器的初級線圈相連并且輸出電路與變壓器的次級線圈相連。 控制模塊控制開關電路的狀態(tài)從而控制輸入電路的循環(huán)開啟和閉合。通 過反饋環(huán)將變壓器的輸出電路與變壓器的輸入電路相耦合，用于將輸出 電壓的信息提供給控制模塊。為了將變壓器的輸入電路和輸出電路隔 離，傳統(tǒng)回掃轉換器的反饋環(huán)通常采用一個光耦合器以將輸出電壓的反 饋信息提供給控制模塊。因此，控制模塊能夠根據(jù)反饋信息通過控制提
供給變壓器的能量以調節(jié)輸出電壓。
在回掃轉換器中為了進行有效的能量傳遞，必須精確控制能量供 應。由于輸入電壓是不穩(wěn)定的并且次級線圈和初級線圈的匝數(shù)比通常是 恒定的，響應于輸入電壓，次級線圈上的輸出電壓將是不穩(wěn)定的。即使 采用諸如濾波器的外部電路以提高轉換器的性能，輸出電壓紋波的穩(wěn)定 性仍然不夠理想。此外，由于光耦合器與變壓器相耦合從而將輸出電壓 的反饋信息引導至變壓器的控制模塊，同時隔離變壓器的輸入電路和輸 出電路，傳統(tǒng)轉換器中的負載瞬時響應較慢。由此，傳統(tǒng)轉換器的拓撲 結構和操作方法有待改進。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明要解決的技術問題在于提供一種轉換器，能夠得到理想的穩(wěn) 定輸出電壓，并提高轉換器的負載瞬時響應。
為解決上述技術問題，本發(fā)明采用一種回掃DC-DC轉換器，能夠 將DC輸入電壓轉換為DC輸出電壓。回掃DC-DC轉換器包括控制器， 輸入開關電路，變壓器和輸出開關電路。由控制器控制輸入開關電路。變 壓器包括初級線圈，第一次級線圈、第二次級線圈和第三次級線圈。變 壓器經(jīng)由初級線圈接收DC輸入電壓并在第一次級線圈上產(chǎn)生DC輸出 電壓。第二次級線圈用于構造反饋環(huán)。反饋環(huán)通過第二次級線圈將反饋 電壓提供給控制器。響應于反饋電壓，控制器即可控制DC輸入電壓提 供的能量。第三次級線圈用于控制輸出開關電路以避免反向電流
與現(xiàn)有回掃轉換器相比，本發(fā)明采用第二次級線圈實現(xiàn)反饋功能 并采用控制器以調節(jié)輸出電壓值。這個拓撲結構改善了回掃轉換器的性 能，例如改善了負載瞬時響應，得到恒定紋波電流和穩(wěn)定輸出電壓的同 時可避免如傳統(tǒng)解決方案中必須采用補償電路和其他外部光耦合設備。 因此，本發(fā)明提出的轉換器與現(xiàn)有轉換器相比其性能和效率都得到進一 步提高，并且其復雜度和成本也得到顯著的降低。
以下結合附圖和具體實施例對本發(fā)明的技術方案進行詳細的說 明，以使本發(fā)明的特性和優(yōu)點更為明顯。


本發(fā)明的實施例的特征和優(yōu)勢將通過下述結合附圖的詳細描述而 變得更為明顯，并且其中-
圖1所示為根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的回掃DC-DC轉換器的簡化
電路圖。
圖2所示為根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的回掃DC-DC轉換器在持續(xù) 電流模式(CCM)的操作過程中的波形示意圖。
圖3所示為根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的回掃DC-DC轉換器在斷續(xù) 電流模式(DCM)的操作過程中的波形示意圖。
具體實施例方式
本發(fā)明提供了一種回掃轉換器，主要是提供了一種回掃DC-DC轉 換器以產(chǎn)生基于DC輸入電壓的具有恒定紋波電流(CRC)的DC輸出 電壓。由于附圖所示的實施例是為了舉例目的，為簡明起見，本發(fā)明中 通常應包括的一些子組件和/或外圍組件在此處將省略說明。在描述與 本發(fā)明最佳實施例時使用了一些特定的術語以求清晰。然而，本專利說 明書所揭示的內(nèi)容并不僅限于所用的術語和所指的實施例。顯然，每項 內(nèi)容都包含了以類似方式執(zhí)行的所有等同技術。
圖1所示為本發(fā)明回掃轉換器100的示范性實施例的電路圖。回 掃轉換器100將來自電源102的DC輸入電壓轉換為DC輸出電壓VOUT。 回掃轉換器100包括控制器120、輸入開關電路130、變壓器140、輸 出開關電路180和分壓器160。變壓器140接收來自電源102的DC輸 入電壓并且在輸出引腳104處產(chǎn)生輸出電壓V0UT?？刂破?20連接于 電源102和輸入開關電路130之間，通過控制輸入開關電路130的狀態(tài) 以控制由電源102提供給變壓器140的能量。因為輸入開關電路130 串聯(lián)耦合于變壓器140，當輸入開關電路130處于關閉狀態(tài)時，由電源 102提供給變壓器140的能量被切斷，并且當輸入開關電路130處于開
啟狀態(tài)時，電源102提供能量至變壓器140。因此，變壓器140接收來 自電源102的輸入電壓并且將輸入電壓轉換為輸出電壓V(xjt或是將來 自電源102的能量存儲于變壓器140的磁通中。
控制器120包括比較器126、計算器122和驅動器124?？刂破?20 能夠工作于持續(xù)電流模式(Continuous Current Mode; CCM)或斷續(xù)電 流模式(Discontinuous Current Mode; DCM)，這由信號156所控制。 當信號156被設為低位時，控制器120工作于CCM。當信號156被設 為高電平時，控制器120工作于DCM?；貟咿D換器100可包括第一開 關134、第二開關138和耦合于第二開關138的電容139。第一開關134 和第二開關138分別由信號132和136所控制。
在CCM中，計算器122能夠接收來自比較器126的脈沖信號和來 自電源102的輸入電壓VIN152。當脈沖信號處于高電平時，計算器122 能夠根據(jù)輸入電壓V,n計算開啟時間間隔ToN。而且，計算器122能夠 根據(jù)開啟時間間隔T，產(chǎn)生一個脈寬調制(PWM)信號。之后，驅動 器124基于PWM信號控制輸入開關電路130的狀態(tài)。關于PWM信號 的生成，計算器122基于來自電源102的瞬時輸入電壓采用方程式(l) 計算開啟時間間隔T0N。
<formula>formula see original document page 9</formula>(1) 在方程式(l)中，參數(shù)K是一個預設常數(shù)。在T^的時間周期內(nèi)， 設置PWM信號為邏輯1，并且在T，的時間周期之后設置PWM信號 為邏輯0。計算器122根據(jù)來自比較器126的高電平脈沖信號周期性計 算TON以產(chǎn)生一個持續(xù)的PWM信號。之后將PWM信號提供給驅動器 124，并且驅動器124根據(jù)PWM信號控制輸入開關電路130的狀態(tài)。 當PWM信號被設為邏輯1時，輸入開關電路130被開啟，當PWM信 號被設為邏輯0時，輸入開關電路130被關閉。響應于瞬時輸入電壓 VIN，控制器120通過調制PWM信號調節(jié)回掃轉換器100的輸出電壓。 在DCM中，計算器122能夠計算開啟時間間隔T0N、在T,之后 的關閉時間間隔Tcw和在ToFF之后的跳躍時間間隔TSKIP。在Totf和 Ts，期間，PWM信號被設置為低電平?？刂破?20能夠接收輸入信號
154和預設參考電壓VSET106。根據(jù)方程式TOTF = K/(m承VsET)計算TOTF。 在這個方程式中，K為方程(l)中的預設參數(shù)并且m是輸入信號154的
值。Tsjap可以是一個預設值。
變壓器140通過初級線圈142與電源102耦合，以接收源自電源 102的輸入電壓VIN152。輸入開關電路130耦合于變壓器140的初級線 圈142和地之間。因此，輸入開關電路130能夠切斷由電源102提供給 變壓器140的能量。輸入開關電路130可以是金屬氧化物半導體場效應 管(MOSFET)。控制器120中的驅動器124與晶體管130的柵極相連 以控制晶體管130的狀態(tài)。當晶體管130被導通時，電流經(jīng)過線圈142 和晶體管130從電源102流向地。當晶體管130被截止時，流經(jīng)線圈 142的電流被切斷，因此沒有能量被傳送至變壓器140。
變壓器140包括次級線圈146和148。通過將能量提供給線圈142， 變壓器140在次級線圈146和148處產(chǎn)生電壓V3和V4。線圈146通過 輸出開關電路180與回掃轉換器100的輸出引腳104相耦合，線圈148 與輸出開關電路180相耦合以控制輸出開關電路180的狀態(tài)。輸出開關 電路180可由金屬氧化物半導體場效應管(MOSFET)184和二極管182 所組成，二極管182最好是肖特基(Schottky) 二極管。二極管182可 以是集成于晶體管184內(nèi)的二極管。線圈148耦合于晶體管184的柵極 以控制晶體管184的狀態(tài)。
當線圈148上的電壓V4低于晶體管184的閥值電壓時，晶體管184 被設置為截止狀態(tài)，并且如果線圈146上的電壓V3高于二極管182的 正向壓降，通過二極管182將線圈146上的電壓V3導向回掃轉換器100 的輸出引腳104。當線圈148上的電壓V4，其等同于晶體管184的柵源 電壓Vcs，達到晶體管184的閥值電壓時晶體管184被導通，并且將線 圈146上的電壓V3通過晶體管184傳送至輸出引腳104。由于在類似 的情況中晶體管的功耗遠小于二極管的功耗，因此二極管182和晶體管 184的結構減少了輸出開關電路180上的功耗。這樣，回掃轉換器IOO 的能量轉移效率得到了顯著的提高。此外，電容186耦合于輸出引腳 104和底盤之間以避免如果線圈146上的電壓V3在瞬間突然變化而導
致輸出電壓VOUT出現(xiàn)電壓跳變。
在傳統(tǒng)回掃轉換器中，通常由光耦合器或是其他能夠隔絕變壓器 輸入和輸出電路的類似裝置將反饋電壓從變壓器的輸出電路導向輸入 電路。由于轉換器在反饋環(huán)中采用光耦合器從而將反饋信息從變壓器的 輸出電路傳導至輸入電路，光耦合器采用光媒質以穿過隔離阻障傳輸信 息。典型地，發(fā)光二極管(LED)將信息傳輸給光敏接收器(例如晶體 管)。然而，光耦合器具有很多缺點，例如低瞬時響應，需要額外的補 償電路，高功耗，等等。由于變壓器的輸出引腳處的系統(tǒng)負載情況是可 變的，反饋電壓無法反映出變壓器的瞬時輸出電壓的精確變化。所以由 于光耦合器的低負載瞬時響應，根據(jù)反饋電壓精確調整輸出電壓值是比 較困難的。諸如采用額外補償電路等方法已被用于改進光耦合器存在的 缺陷。然而，由于額外電路將導致轉換器組件、尺寸、成本、特別是功 耗都有所增加，使其無法提供理想的性能。
在本發(fā)明中，回掃轉換器100的反饋環(huán)中配有一個次級線圈144。 分壓器160與線圈144相連以產(chǎn)生表示變壓器140的輸出電壓104的反 饋電壓VFB168。分壓器160由串聯(lián)耦合的電阻162和164組成。在一 些實施例中，可以采用其他的組件排列形式以構造具有類似功能的分壓 器。應該認識到，變壓器140在線圈144上產(chǎn)生電壓V2并將電壓V2 提供給分壓器160。分壓器160基于變壓器140的線圈144上的電壓 V2，產(chǎn)生按比例縮小的反饋電壓VFB168。根據(jù)線圈144和線圈146的 匝數(shù)比，反饋電壓VFB168能夠反映輸出電壓VouT的精確值。
線圈144耦合于地和分壓器160之間。變壓器140根據(jù)對應的匝 數(shù)比將能量從電源102分別傳輸至線圈144， 146和148。線圈144上 的電壓V2是與線圈146上的電壓V3成比例的，同時線圈146上的電壓 V3影響到輸出引腳104上輸出電壓VouT的電壓值。由分壓器160將線 圈144上的電壓V2按比例縮小得到反饋電壓VFB168。因此，反饋電壓 VfBl68同樣是與線圈146處的電壓V3成比例。所以，反饋電壓Vps168 可以準確反映出輸出引腳104上輸出電壓VouT的瞬時值。與傳統(tǒng)拓撲 結構相比，這種反饋拓撲結構具有簡單的構造。無需光耦合器即可隔絕
變壓器140的輸入電路和輸出電路，因此免除了補償電路并且提高了負
載瞬時響應精度。
比較器126耦合于分壓器160和計算器122之間。比較器126將 來自分壓器160的反饋電壓VFB168與參考電壓VSET106迸行比較。將 VSET106的電壓值設置為一個適當?shù)闹挡⑶铱梢愿鶕?jù)用戶需求進行調 整。如果在PWM信號為邏輯O的期間出現(xiàn)反饋電壓V^168低于電壓 VSET106的情況，比較器126產(chǎn)生一個高電平脈沖信號至計算器122從 而基于方程式(l)計算開啟時間間隔T0N。在這種情況下，PWM信號再 次被設為邏輯l。因此，晶體管130被導通并且再次由電源102向變壓 器140提供能量。
此外，二極管166耦合于比較器126的反相輸入端和地之間。二 極管166的正極與地相連并且二極管166的負極與電阻162和164的接 合處相連。因此確保來自分壓器160的反饋電壓VFB168處于-X至Y 的電壓范圍中。其中參數(shù)X是二極管166的正向壓降并且參數(shù)Y是二 極管166的反向擊穿電壓。如果反饋電壓VFB168低于正向壓降X的負 值，二極管166導通以保護比較器126。如果反饋電壓VFB168高于二 極管166的反向擊穿電壓Y， 二極管166將被反向擊穿，同樣保護比較 器126。
當信號156被設為低位時，控制器120工作于持續(xù)電流模式 (CCM)。在CCM中，第一開關134被信號132斷開。第二開關138 由信號136控制，在T，期間斷開并在ToN之后導通。計算器122不斷 計算ToN以產(chǎn)生持續(xù)的PWM信號至驅動器124。當PWM信號處于高 電平時，電源102向變壓器140提供能量。如果當PWM信號處于低電 平時，電源102終止向變壓器140提供能量，輸出電壓VouTl04和反饋 電壓VpBl68會減小。如果反饋電壓Vral68低于參考電壓VSET106，計 算器122計算另一個T，。因此，電源102根據(jù)PWM信號重復向變壓 器140提供能量。在CCM中，當PWM信號處于低電平時線圈146具 有持續(xù)電流13。
當信號156被設為髙電平時，控制器120工作于斷續(xù)電流模式
(DCM)。如果負載電流很小，會存在由電容186至線圈146的反向電 流。如果回掃轉換器工作于DCM中即可避免反向電流，從而提高系統(tǒng)效率。
在DCM中，計算器122也根據(jù)方程式(l) TofK/Vna十算T,并且 在T，期間將PWM信號設置為高電平。同時，第一開關134被信號132 斷開并且第二開關138被信號136斷開。電源102向變壓器140提供能 量。當PWM信號在T，之后變?yōu)榈碗娖?，第二開關138導通。同時， 計算器122根據(jù)等式ToF廣K/(m，sET)計算ToFF。因為負載電流很小， 線圈146上的電流13為電容186充電。因此，在TOTF期間輸出電壓V。UT 會增大。同樣，在Tc^結束時反饋電壓VFB168可能會高于參考電壓 VSET106。
在T0FF結束時如果VFB168髙于VSET106，會觸發(fā)跳躍(skip)操作。 計算器122計算跳躍時間Twp。根據(jù)應用需求TsKw可以是一個預設值。 在Ts，期間，第一開關134導通且第二開關138斷開。這樣，由于第 一開關134與地相連，線圈144上的電壓V2和反饋電壓VpBl68都為0。 由此，線圈148上的電壓V4隨之為0，這將斷開晶體管184。從而能夠 避免經(jīng)過晶體管184由電容186流向線圈146的反向電流。在Tsmp期 間，電容186提供輸出電壓Vout。因此，流經(jīng)線圈146的電流13為0， 這表示在DCM中是斷續(xù)電流。
在TsKw之后，產(chǎn)生一個負檢測脈沖。第一開關134斷開且第二開 關138導通。線圈144上的電壓V2等于電容139上的正電壓。因此， 線圈148上的電壓V4變?yōu)檎螂妷簭亩咕w管184導通。因為線圈 146通過晶體管184與輸出引腳104相連，可以看作由線圈146上的電 壓V3提供輸出電壓VoUT。因此，根據(jù)分壓器160產(chǎn)生的反饋電壓VFB168 能夠反映V。uT的電壓值。如果VFB168高于VSET106，在下一個TSKIP 之后將會觸發(fā)另一個skip操作直到檢測到VFB168小于VSET106。之后， 計算T，以設置PWM信號為高電平并使回掃轉換器100進行重復操作。
根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，圖2所示為圖1中當回掃轉換器100 工作于CCM時其各個位置上出現(xiàn)的信號的波形圖200。波形圖200中
顯示了從比較器126輸出給計算器122的脈沖信號202，由計算器122 產(chǎn)生的PWM信號204，流經(jīng)線圈142的電流IP06，晶體管184的柵源 電壓Vcs208，流經(jīng)變壓器140的線圈146的電流13210，線圈146上的 電壓V3212以及反饋電壓VFB168。波形圖200表示圖1中回掃轉換器 IOO的周期性操作。
在T\時刻，此時反饋電壓VFB168降低至電壓VSET106的值，比較 器126將脈沖信號202設為邏輯1。在脈沖信號202的上升沿驅動計算 器122計算TON時間間隔并且將PWM信號204在等于T0N的時間間隔 內(nèi)設為邏輯l。同時，對應于PWM信號204處于邏輯1，驅動器124 驅動晶體管130導通。因此，電流h206通過線圈142和晶體管130從 電源102流向地。當能量持續(xù)傳遞到變壓器140時，電流L206逐漸增 大。在時間周期T，內(nèi)，線圈146的電壓V3212為負值。線圈148的電 壓V4低于線圈146的電壓V3。因此，晶體管184的柵源電壓VGS208 為負值。二極管182和晶體管184被關斷。由于沒有電流流經(jīng)線圈146 后通過輸出開關電路180流向輸出引腳104，因此流經(jīng)線圈146的電流 13210為0。響應于線圈144上的負電壓V2，反饋電壓Vral68在時間點 L降為負值。
在T2時刻，響應于始于Ti的時間周期T,的結束，PWM信號204 被設為邏輯O。晶體管130被驅動器124關斷，因此流經(jīng)線圈142的電 流L為0。晶體管130的漏極端子上的電壓V,跳變至一個高于輸入電 壓VtN的值。因此線圈144上的電壓V2和線圈146上的電壓V^12變 為正值。此外，線圈148上的電壓V4髙于電壓V3212，所以柵源電壓 Vcs208超過了晶體管184的閥值電壓導致晶體管184被導通。由于輸 出引腳104上的輸出電壓VouT由電容186維持在一個固定值，因此電 壓V3212高于電壓V0UT。在這種情況下，電流13210將通過線圈146和 晶體管184從地流向輸出引腳104。同時，響應于電壓Vi的增大，反 饋電壓VFB168在T2時刻跳變至一個峰值。
在始于丁2的這段時間周期內(nèi)，由于晶體管130處于關斷狀態(tài)，由 電源102提供給變壓器140的能量被切斷。存儲于變壓器140的磁芯中
的能量被傳遞至線圈144， 146和148。由于存儲的能量減少，電壓V" V3212和V4將逐漸減少。因此，自T2時刻起電流l3210和反饋電壓VpBl68 同樣逐漸減小。 一旦反饋電壓VFB168在T3時刻降到電壓VsET的值時， 比較器126再次產(chǎn)生一個脈沖信號至計算器122。計算器122將計算另 一個T，，并且能量從電源102傳導至變壓器140。因此，在丁3時刻開 始能量轉移的另一輪循環(huán)。這樣，回掃轉換器100重復地工作于一種類 似先前描述的從Ti到T2，之后T3的工作過程的模式中，并且持續(xù)產(chǎn)生
輸出電壓Vout。
電流^206描述了流經(jīng)初級線圈142的電流變化。在從1\到丁2的 時間周期內(nèi)，由于晶體管130處于導通狀態(tài)，電流I,206逐漸增加到一 個峰值。電流I,的幅度被認為是電流紋波，標記為AI[電流紋波AIi 的值由方程式(2)計算。
<formula>formula see original document page 15</formula> (2)
在方程式(2)中，Vw是輸入電壓值，參數(shù)K是方程式(l)中的預設 常數(shù)且Li是線圈142的電感。因為參數(shù)K和電感I^都是常數(shù)，電流紋 波AIi也是常數(shù)。類似的，電流l3同樣具有恒定電流紋波Al3。因此， 與現(xiàn)有的技術相比，本發(fā)明所闡述的回掃轉換器IOO具有恒定的電流紋 波，這表示轉換器IOO具有穩(wěn)定的輸出電壓。
根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，圖3所示為圖1中當回掃轉換器100 工作于DCM時其各個位置上出現(xiàn)的信號的波形圖300。波形圖300顯 示了從比較器126輸出給計算器122的脈沖信號302，由計算器122產(chǎn) 生的PWM信號304，信號132，信號136，晶體管184的柵源電壓VGS310， 流經(jīng)線圈142的電流h312，流經(jīng)變壓器140的線圈146的電流13314， 線圈146上的電壓V3316以及反饋電壓VFB168。以下將對圖3進行簡 要討論，以免與圖2的討論相重復。
在PWM信號304的T，期間，電源102向變壓器140提供能量。 在ToN之后的T0FF期間，I3314向負載和電容186提供能量。因此，I3314， V3316和VFB168減小，并且VouT增大。在ToFF結束時如果VFB168大 于V犯t會觸發(fā)跳躍(SKIP)操作。在TsMP期間I3314為0且Vout下降。
在TSKIP之后如果VFB168大于VSET，將會觸發(fā)另一個SKIP操作。在TSKIP 之后如果VFB168小于VSET，則根據(jù)下一個T。n將PWM信號304設為 高電平。因此，回掃轉換器100進行重復性操作。
在操作中，當回掃轉換器100被通電，電源102為變壓器140的 初級線圈142和計算器122提供輸入DC電壓?？梢圆捎靡粋€啟動電路 (未在圖中示出)激活回掃轉換器100使其工作。啟動電路驅動計算器 122根據(jù)上述的方程式(l)計算T0N的時間，并且輸出處于邏輯1的PWM 信號給驅動器124。因此，當PWM信號被設為邏輯1時，驅動器124 使晶體管130在時間T。n的周期內(nèi)導通。這樣，電流通過初級線圈142 和晶體管130從電源102流向地。在T，的時間周期內(nèi)，變壓器140接 收來自電源102的能量并且將能量存儲在變壓器140的磁芯中。
在T，的時間周期之后，晶體管130被驅動器124關斷。這樣，電 源102終止向變壓器140提供能量。變壓器140開始利用存儲于變壓器 140的磁芯中的能量在次級線圈144， 146和148上產(chǎn)生電壓。當晶體 管130被關斷時，次級線圈144， 146和148上的電壓在此刻跳躍至一 個峰值。如果負載與回掃轉換器100的輸出引腳104相連，次級線圈 146上的電壓V3將通過輸出開關電路180提供給負載。由于存儲于變 壓器140的磁芯中的能量逐漸減少，當輸入開關電路130被設為關斷狀
態(tài)時電壓V2， V3， V4和Vfb逐漸減小。
如果晶體管184的柵源電壓Vcs高于晶體管184的閥值電壓，晶體 管184導通，將線圈146上的電壓V3通過晶體管184提供給輸出引腳 104。如果晶體管184的柵源電壓V(3s低于晶體管184的閥值電壓，當 線圈146上的電壓V3高于二極管182的正向壓降時通過二極管182將 電壓V3提供給輸出引腳104。然而，通過電容186將輸出電壓Vout維 持在一個固定值。由于晶體管184的阻抗遠小于二極管182的阻抗，如 果通過晶體管184將電壓V3傳遞給輸出引腳104，輸出開關電路180 的功耗遠小于通過二極管182將電壓V3傳遞給輸出引腳104時輸出開 關電路180的功耗。在T，之后，響應于次級線圈144上電壓V2的減 小，來自分壓器160的反饋電壓VFB168同樣減小。
如果回掃轉換器100工作于CCM中，當反饋電壓VFB168小于預 設電壓VSET106時，比較器106輸出一個處于邏輯1的脈沖信號至計算 器122。通過接收來自比較器126的脈沖信號以驅動計算器122計算時 間周期T0N。這樣，在下一個時間周期T，內(nèi)，PWM信號再次被設為 邏輯1。驅動器124驅動晶體管130導通以允許電流通過變壓器140的 初級線圈142從電源102流向地。 一旦晶體管130導通，初級線圈142 上的電壓VJ條為O且次級線圈144， 146和148上的電壓V2， V3，QV4 變?yōu)樨撝?。這樣，源自電源102的能量被傳遞并存儲于變壓器140中。 存儲于變壓器140中的能量在時間周期TcM之后將被傳遞至次級線圈 144， 146和148。在T。N的時間周期之后，PWM信號變?yōu)檫壿?。反 饋電壓VFB168將激勵計算器122重新計算下一個時間周期T，并將 PWM信號在適當?shù)臅r間重置為邏輯1。通過這種周期性操作，回掃轉 換器100產(chǎn)生一個具有期望值的持續(xù)輸出電壓VoUT。由PWM信號控 制的輸入開關電路130的開關頻率可以根據(jù)輸入電壓的瞬時值而改變。
如果回掃轉換器100工作于DCM中，計算器122計算T，之后的 TOTF。在TOTF結束時如果反饋電壓VFB168高于VSET106，將會觸發(fā)一個 周期為TsMP的跳躍(SKIP)操作。在Ts!dp期間，晶體管184被關斷以 避免從電容186到線圈146的反向電流。在TsKw之后，晶體管184被 開啟以獲得即時的反饋電壓VFB168。如果反饋電壓VFB168仍然高于 VSET106，在Tmp的下一個周期會觸發(fā)另一個跳躍(SKIP)操作。如果 反饋電壓VFB168低于VSET106，計算T,并將PWM信號設置為高電平。 因此，回掃轉換器IOO進行重復性操作。
與一些傳統(tǒng)的回掃轉換器相比，本發(fā)明采用次級線圈144以實現(xiàn) 反饋功能并采用控制器120以調節(jié)輸出電壓值。這個拓撲結構改善了回 掃轉換器的性能，例如改善了負載瞬時響應，得到恒定紋波電流和穩(wěn)定 輸出電壓的同時可避免如傳統(tǒng)解決方案中必須采用補償電路和其他外 部光耦合設備。因此，本發(fā)明提出的轉換器與傳統(tǒng)轉換器相比其性能和 效率都得到進一步提高，并且其復雜度和成本也得到顯著的降低。
然而，這里已描述的實施例只是許多利用本發(fā)明的實施例中的一
些，并且這里通過說明而不是限制的方式迸行了闡述。對于本領域內(nèi)的 技術人員來說很顯然的是，在本質上不脫離所附權利要求書限定的本發(fā) 明精神和范圍的前提下，可以做出許多其他實施例。
權利要求
1.一種回掃DC-DC轉換器，用于將DC輸入電壓轉換為DC輸出電壓，其特征在于，該回掃DC-DC轉換器包括變壓器，用于接收所述DC輸入電壓，將所述DC輸入電壓轉換為所述DC輸出電壓，并產(chǎn)生反饋電壓；以及控制器，用于根據(jù)所述DC輸入電壓和所述反饋電壓調節(jié)所述DC輸出電壓。
2. 根據(jù)權利要求l所述的回掃DC-DC轉換器，其特征在于，所述變壓器 包括初級線圈，用于接收所述DC輸入電壓；及 第一次級線圈，用于產(chǎn)生所述DC輸出電壓。
3. 根據(jù)權利要求2所述的回掃DC-DC轉換器，其特征在于，所述變壓器 包括第二次級線圈，所述回掃DC-DC轉換器還包括耦合于所述第二次級 線圈的分壓器，其中所述分壓器將所述第二次級線圈上的電壓按比例縮小 并產(chǎn)生所述反饋電壓。
4. 根據(jù)權利要求2所述的回掃DC-DC轉換器，其特征在于，還包括耦合 于所述控制器和所述初級線圈的輸入開關電路，其中所述控制器控制所述 輸入開關電路的狀態(tài)。
5. 根據(jù)權利要求4所述的回掃DC-DC轉換器，其特征在于，所述控制器 包括比較器，用于將所述反饋電壓和預設值進行比較并基于所述反饋電壓 與所述預設值的比較結果產(chǎn)生信號；計算器，用于響應來自所述比較器的所述信號和所述DC輸入電壓以 產(chǎn)生PWM信號；及驅動器，用于接收來自所述計算器的所述PWM信號，其中所述驅動 器根據(jù)所述PWM信號控制所述輸入開關電路的所述狀態(tài)。
6. 根據(jù)權利要求5所述的回掃DC-DC轉換器，其特征在于，所述變壓器 還包括第二次級線圈，所述回掃DC-DC轉換器還包括耦合于所述第二次級線圈的第一開關；及耦合于所述第二次級線圈的第二開關，其中所述第一開關和所述第二 開關由所述計算器控制。
7. 根據(jù)權利要求6所述的回掃DC-DC轉換器，其特征在于，還包括耦合于所述第二開關和地之間的電容。
8. 根據(jù)權利要求5所述的回掃DC-DC轉換器，其特征在于，當所述PWM 信號被設為邏輯1時，所述輸入開關電路被開啟。
9. 根據(jù)權利要求5所述的回掃DC-DC轉換器，其特征在于，當所述PWM 信號被設為邏輯0時，所述輸入開關電路被關閉。
10. 根據(jù)權利要求l所述的回掃DC-DC轉換器，其特征在于，還包括 耦合于所述變壓器的第一次級線圈，用于產(chǎn)生所述輸出DC電壓； 耦合于所述第一次級線圈的輸出開關電路；及耦合于所述變壓器和所述輸出開關電路的第三次級線圈，其中所述第 三次級線圈控制所述輸出開關電路的狀態(tài)。
11. 一種回掃DC-DC轉換器，用于將DC輸入電壓轉換為DC輸出電壓， 其特征在于，該回掃DC-DC轉換器包括控制器，根據(jù)所述DC輸入電壓的瞬時值調節(jié)所述DC輸出電壓； 變壓器，接收所述DC輸入電壓并將所述DC輸入電壓轉換為所述 DCll出電壓；及反饋環(huán)，用于根據(jù)所述DC輸出電壓提供反饋電壓給所述控制器； 其中所述變壓器包括初級線圈，用于接收所述DC輸入電壓；第一次級線圈，用于產(chǎn)生所述DC輸出電壓；及第二次級線圈，是所述反饋環(huán)的組成部分，所述反饋環(huán)將所述反 饋電壓通過所述第二線圈提供給所述控制器，其中所述控制器根據(jù)所 述反饋電壓控制提供給所述變壓器的能量。
12. 根據(jù)權利要求11所述的回掃DC-DC轉換器，其特征在于，所述反饋環(huán)包括分壓器，所述分壓器耦合于所述第二次級線圈從而將所述第二次級線 圈上的電壓按比例縮小并產(chǎn)生所述反饋電壓。
13. 根據(jù)權利要求11所述的回掃DC-DC轉換器，其特征在于，還包括耦 合于所述初級線圈和所述控制器的輸入開關電路，其中所述控制器控制所 述輸入開關電路的狀態(tài)。
14. 根據(jù)權利要求13所述的回掃DC-DC轉換器，其特征在于，所述控制 器包括比較器，用于將所述反饋電壓和預設值進行比較并基于所述反饋電壓 與所述預設值的比較結果產(chǎn)生信號；計算器，基于來自所述比較器的所述信號和所述DC輸入電壓以產(chǎn)生 PWM信號；以及驅動器，用于接收來自所述計算器的所述PWM信號，其中所述驅動 器根據(jù)所述PWM信號控制所述輸入開關電路的所述狀態(tài)。
15. 根據(jù)權利要求14所述的回掃DC-DC轉換器，其特征在于，還包括 耦合于所述第二次級線圈的第一開關；及耦合于所述第二次級線圈的第二開關，其中所述第一開關和所述第二 開關由所述計算器所控制。
16. 根據(jù)權利要求14所述的回掃DC-DC轉換器，其特征在于，當所述 PWM信號被設為邏輯1時，所述輸入開關電路被開啟。
17. 根據(jù)權利要求14所述的回掃DC-DC轉換器，其特征在于，當所述 PWM信號被設為邏輯0時，所述輸入開關電路被關閉。
18. 根據(jù)權利要求11所述的回掃DC-DC轉換器，其特征在于，還包括 輸出開關電路，耦合于所述變壓器的所述第一次級線圈；及 第三次級線圈，耦合于所述變壓器和所述輸出開關電路，其中所述第三次級線圈控制所述輸出開關電路的狀態(tài)。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種回掃DC-DC轉換器?；貟逥C-DC轉換器包括控制器，輸入開關電路，變壓器和輸出開關電路。由控制器控制輸入開關電路。變壓器包括初級線圈，第一、第二和第三次級線圈。變壓器經(jīng)由初級線圈接收DC輸入電壓并在第一次級線圈上產(chǎn)生DC輸出電壓。第二次級線圈用于構造反饋環(huán)。反饋環(huán)通過第二次級線圈將反饋電壓提供給控制器。響應于反饋電壓，控制器即可控制DC輸入電壓提供的能量。第三次級線圈用于控制輸出開關電路以避免反向電流。與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明改善了轉換器的負載瞬時響應，得到恒定紋波電流和穩(wěn)定輸出電壓的同時可避免如傳統(tǒng)解決方案中必須采用補償電路和其他外部光耦合設備，提高了轉換器的性能和效率。
文檔編號H02M3/28GK101192798SQ20071018779
公開日2008年6月4日 申請日期2007年11月30日 優(yōu)先權日2006年12月1日
發(fā)明者葉志斌 申請人:美國凹凸微系有限公司