用于開關調節器中突發模式的可調峰值電感電流和滯后的電路和方法

專利名稱：用于開關調節器中突發模式的可調峰值電感電流和滯后的電路和方法
技術領域：
本發明涉及當運行在BURST MODE (以下稱之為，"突發模式")時， 用于使用戶具有調節開關調節器的最小峰值電感電流水平和滯后的能力的電路和 方法。
背景技術：
本發明涉及電壓調節器。更具體地講，本發明涉及為電流模式DC-DC 調節器(即，響應輸出電流或表示輸出電流的信號的測量結果的調節器)的突發 模式提供調節最小峰值電感電流水平和滯后的能力的電路和方法。
電壓調節器是電源電路，采用閉環設計，以提供預定的和基本上穩定的 輸出電壓，即使采用可能不適當規定或波動的輸入電壓源。另外，很多電子產品 使用電壓調節器，以將輸入電壓轉變成穩定的輸出電壓，可能高于或低于輸入電 壓。相應地，除了用作穩壓器外，電壓調節器還用作電壓轉換器。
有兩種主要類型的調節器線性調節器和開關調節器。在通常的線性調 節器中，輸出電壓通過調節無源元件(例如，可變電阻)進行調節，以控制電流 從電壓源到負載的連續流動。
另一方面，開關調節器主要是DC-DC轉換器，通過將電流連通和斷開 工作，以控制輸出電壓。開關電壓調節器通常采用一個或多個開關設備，連同電 感和電容，以便儲存和傳遞能量到負載。所述調節器能夠通過轉動開關元件開(ON) 和關(OFF)，調節輸送給負載的電壓，從而控制通過電感以不連續電流脈沖形式傳 輸的電量。所述電感和電容將輸送的電流脈沖轉化成穩定的負載電流，以便調控 負載電壓。最終，根據表示輸出電壓和負載電流的反饋信號通過調節開關ON-OFF (開關)的時間來實現調節輸出電壓。
以電流模式工作的開關調節器是特別理想的。它們提供良好的線和負 載瞬態信號抑制，并且在故障狀態(例如，輸出短路)期間具有固有的限流能力。 很多電流模式開關調節器監控電感電流，并且將它與峰值電感電流水平作比較， 以確定何時適合斷開主開關元件，從而消除過量電流的輸送。
很多電流模式開關調節器電路包括以下部分邏輯部分；由所述邏輯部
分控制的輸出開關；用于提供周期性定時信號以開啟主開關的振蕩器；電流放大 器，它根據電感電流中繼感測電壓；誤差信號放大器，它根據負載狀態調節其輸 出電壓；和電流比較器，當感測電壓以預定的方式與來自誤差信號放大器的電壓 作比較時，所述電流比較器產生一信號，導致所述邏輯部分斷開主開關。
通常以上述電流模式工作的具體類型的調節器是同步開關調節器。所 述調節器具有主開關元件和同步開關元件，它們彼此之間是異相驅動的，以便向 負載以穩定的電壓輸送電流。同步開關調節器與非同步開關調節器的差別在于， 二極管被同步開關元件取代，其結果通常是減少了開關調節器的功率損耗。
開關調節器，如同步開關調節器的主要優點是，它們通常表現出比線性 調節器更高的效率(其中，效率被定義為由調節器提供的電力與向調節器提供的 電力之比)，從而使得不希望的熱消散顯著減少。結果，很多開關調節器可以取 消等同的線性設計所需的散熱器的使用。[OOIO]具體地講，采用MOSFET (金屬氧化物半導體場效應晶體管)開關的同 步開關調節器被廣泛應用于便攜式電池供電的電子產品，以及只能夠承受有限發 熱的產品中。因為所述電壓調節器表現出更高的效率，它們提供幾乎不發熱的較 長的電池壽命。由于上述原因，所述調節器通常被用于諸如移動電話，無繩電話， 個人呼機，筆記本電腦，和無線調制解調器的系統中。[OOll]不過，開關調節器的效率并不總是最大的，并且與負載的大小成比例變 化。它是輸出電流的函數，并且當開關調節器向負載提供少量電流時通常會減少。 這是因為即使負載減少，固定量的功率被消耗在驅動電路中而不管負載的大小。
上述較輕負載下的效率損失在以強制的連續運行模式工作的開關調節 器中是常見的。在強制的連續模式中，開關調節器在較輕負載下的效率損失變得 更大，因為不管工作狀態主開關都是定期開和關。因此，所述調節器對于較小的 負載可能變得效率低，因為不管負載狀態經常開/關主開關和同步開關需要以門極 充電形式的能量。
以強制的連續模式工作的有效替代方案是允許調節器進入突發模式工 作。當在這種模式下工作時，調節器在負載輕時可以忽略開關循環，從而減少晶 體管門極充電損耗。這是可能的，因為在突發模式工作時，主動開關元件(例如， 開關晶體管)和可選的調節器電路其他不需要的部分由于負載電流降到規定值以 下而保持關(OFF)。主動開關元件保持關(OFF)時的工作模式在本文又被稱作休眠
模式。在同步開關調節器中，在休眠模式期間使主開關元件和同步開關元件均保 持關(OFF)。在非同步開關調節器中，僅使主開關元件保持關(OFF)。本領域普通 技術人員可以理解，在不同的開關調節器中存在突發模式工作的不同實施方式。 例如，不同的實施方式可以包括不同的電路和方法(1)，以確定開關調節器何時 進入休眠模式和/或(2)對輸出電容進行充電。突發模式工作被用來減少開關調節 器的開關損耗，并且在低輸出電流水平下增加工作效率。
能夠以突發模式工作的現有調節器基本上采用與上述通常的開關調 節器相同的電路，另加猝發比較器和電路提供猝發閾值水平。該附加電路可用于 在特定條件下切斷部分調節器電路，以便減少功率消耗。使用突發模式和強制的 連續模式的調節器的例子由Milpitas， California的Linear Technology Corporation (凌特公司)銷售，并包括LTC1435和LTC1735系列產品。
某些突發模式類型調節器的缺陷是由于不能從外部控制猝發閾值水平 而產生的，所述猝發閾值水平設定最小峰值電感電流水平。對于較高的猝發閾值 水平，輕負載的效率更高，其代價是較高的輸出電壓脈動(不希望的特征)。對 于較低的猝發閾值水平，所述輸出電壓脈動較低，其代價是對于輕負載略微降低 的效率。相應的，由于設定最小峰值電感電流水平的猝發閾值水平，在以突發模 式工作的電流調節器內部是固定的，所述調節器的輸出電壓脈動和效率不能改變， 以適應不同用途的要求。
—種調節調節器的輸出電壓脈動和效率以適應不同用途的要求的方法 是通過外部設定猝發閾值水平，如授予Esteves等的美國專利號6，724，174中所描 述的。這設定最小峰值電感電流水平，從而允許調節輸出電壓脈動和效率以適應 各種用途的要求。在較高的猝發閾值水平，輕負載的效率更高，其代價是較高的 輸出電壓脈動(根據用途，它是不希望的特征)。在較低的猝發閾值水平，輸出 電壓脈動較低，其代價是略微降低了輕負載的效率。外部設定猝發閾值水平，使 得開關調節器的輸出電壓脈動和效率可適應具體用途的要求。
允許外部設定猝發閾值水平的現有突發模式調節器，可以使用基本上與 上述采用突發模式和強制連續模式的調節器相同的電路，另附加可調節的猝發鉗。 該電路根據猝發閾值水平設定最小峰值電感電流水平，它是從外部設定的。使用 可調節猝發鉗位電路的突發模式調節器的例子是由Linear Technology Corporation(凌特公司)，Milpitas， California出售的LTC3412， LTC3414，和LTC3418系
列產品。
在使用可調節猝發鉗位電路的突發模式調節器中，猝發比較器滯后是在 開關調節器內部固定的。由于調節使用可調節猝發鉗位電路的突發模式調節器的 輸出電壓脈動幅度和頻率的唯一方法是通過改變最小峰值電感電流，用戶對輸出 電壓脈動和效率僅有一種程度的控制，以改變它們，使其適應每種用途的不同要 求。
另外，對于較高的猝發閾值水平，輕負載的效率一般較高，其代價是使 用可調節猝發鉗位電路的突發模式調節器具有較高的輸出電壓脈動。不過，當輸 出電壓脈動超過一定幅度，由于傳導通路上的DC損耗在所述調節器中會有效率損 失。
綜上所述，需要提供電路和方法，用于使得用戶可以從外部設定最小峰 值電感電流水平。
還需要提供電路和方法，用于使得用戶可以從外部設定開關調節器的突 發模式比較器的滯后，以提高調節器的效率。
還需要提供電路和方法，用于使得用戶可以在連續值的范圍內更全面調 節調節器的穩定輸出電壓的電壓脈動。發明內容
因此，本發明的一個目的是提供電路和方法，用于使得用戶可以改變猝 發閾值水平，從而允許選擇以突發模式工作的開關調節器中希望的最小峰值電感 電流水平。
本發明的另一個目的是提供電路和方法，以便用戶可以改變以突發模式 工作的開關調節器中的猝發比較器滯后。
本發明的另一個目的是提供電路和方法，以便調節器的穩定輸出電壓的 電壓脈動可以在連續值的范圍內更全面地調節，使得可以更精確地調節電壓脈動， 以適應各種用途的要求。
根據本發明的上述和其他目的，披露了突發模式下具有外部可調節最小 峰值電感電流水平和滯后的開關電壓調節器電路。在采用突發模式工作的任何調 節器中，所述電路能夠以增壓(升壓)，降低電壓(降壓)，或降壓-升壓設置工 作。
本發明的一個實施例結合用于選擇調節器工作模式(強制連續模式或突
發模式)的單一引腳，在突發模式工作期間設定猝發閾值水平，并且在突發模式 工作期間設定猝發比較器滯后。
本發明的另一個實施例提供了通過使用兩個引腳來實現可變最小峰值 電感電流水平和猝發比較器滯后的另一種方法。 一個引腳用于在強制連續模式和 突發模式之間選擇，而另一個引腳用于在突發模式工作期間，設定猝發閾值水平 和猝發比較器滯后。
本發明的另一個實施例提供了通過使用三個引腳來實現可變最小峰值 電感電流水平和猝發比較器滯后的另一種方法。 一個引腳用于在強制連續模式和 突發模式之間選擇，第二引腳用于設定猝發閾值水平，而第三引腳用于在突發模 式工作期間，設定猝發比較器滯后。
上述優選的實施例緩解了與使用固定的最小峰值電感電流水平和猝發 滯后相關的問題。相應的，本發明使得開關調節器的輸出電壓脈動和效率可以更 全面地進行調節，以適應不同的用途要求。另外，本發明允許大輸出電壓脈動， 而又不會損失效率，因為滯后的增加不會導致電流強度的相應增加。


通過結合附圖，參考以下詳細說明可以使得本發明的上述和其他優點變得顯而易見，其中，類似的附圖標記在所有附圖中表示類似部件，其中
圖1是傳統的降壓開關電壓調節器的說明性電路圖。
圖2是根據本發明原理，具有可調最小峰值電感電流水平和可調猝發比較器滯后的降壓開關電壓調節器的一個實施例的說明性電路圖。
圖3是圖2和4-8所示猝發比較器的實施例的說明性電路圖。
圖4是根據本發明原理，具有可調最小峰值電感電流水平和可調猝發比較器滯后的降壓開關電壓調節器的另一實施例的說明性電路圖。
圖5是根據本發明原理，具有可調最小峰值電感電流水平和可調猝發比較器滯后的降壓開關電壓調節器的另一可替換實施例的說明性電路圖。
圖6是根據本發明原理，具有可調最小峰值電感電流水平和可調猝發比較器滯后的升壓開關電壓調節器的實施例的說明性電路圖。
圖7是根據本發明原理，具有可調最小峰值電感電流水平和可調猝發比較器滯后的升壓開關電壓調節器的另一實施例的說明性電路圖。
圖8是根據本發明原理，具有可調最小峰值電感電流水平和可調猝發比
較器滯后的升壓開關電壓調節器的另一可替換實施例的說明性電路圖。
圖9是圖2和4-8所示模式選擇電路的另一實施例的說明性電路圖。
具體實施方式
很多電子產品使用DC-DC開關調節器，將輸入電壓轉換成可能高于或 低于所述輸入電壓的穩定輸出電壓。開關調節器使用一個或多個主動開關裝置， 電感器或變壓器，和電容器，以儲存和傳遞能量到負載。
圖1示出采用恒頻電流模式控制結構的傳統降壓開關電壓調節器。該電 路按以下方式工作。
圖1的電壓調節器IOO包括控制電路110，它結合振蕩器111或任何其 他能夠為電路提供開關定時的合適設備(即，通過在恒頻下生成窄脈沖)。在每 次循環開始時，該振蕩器脈沖通過邏輯電路112傳播，邏輯電路隨后引導主開關 驅動器114，以使主開關120接通。邏輯電路112可以包括脈寬調制器(PWM) 電路或任何其他能夠驅動開關驅動器114和129以控制主電源開關120的占空度 (即，開關120接通的時間量與接通/斷刑ON/OFF)周期的時間做比較)的適當電 路。這使得電感125兩端的電壓為大約ViN-VouT。結果，通過電感125的電流線 性增加，并且較大量的電流被輸送給電容127和負載(通過電阻器128模擬)。 當主開關120接通時，電感電流流過感測電阻124，并且在其兩端產生感測電壓， 該電壓大約等于電感電流和感測電阻值的乘積。然后通過電流放大器118放大該 電壓。當放大的感測電壓增加到超過電流比較器115的反相輸入上的電壓時(即， 在緩沖Ith瑜入上)，電流比較器115脫扣和發信號給邏輯電路112，以促使驅動 器114和129分別使主開關120斷開和使同步開關121接通。這使電感125兩端 的電壓改變為約-V(xjt，導致電感電流減弱，直到下一個振蕩器脈沖再次使主開關 120接通而同步開關121斷開。應當指出，盡管在本發明中將MOSFET用于開關 元件，在不偏離本發明原理的前提下，可以使用任何其他類型的合適開關元件。
緩沖I 輸入上的電壓控制最小峰值電感電流，在該電流下電流比較器 115將主開關120切斷。誤差信號放大器119通過將來自電阻分壓器126的反饋信 號和參考電壓VREF作比較來調節I 上的電壓，所述誤差信號放大器可以包括差 分放大器，跨導放大器或任何其他合適的放大器。然后通過補償電路113來穩定 Ith信號，所述補償電路優選包括電阻和電容，并通過電壓緩沖器130接至電流比 較器115的反相輸入端。如果大負載級施加在電壓調節器100上，從調節器IOO
提取的負載電流增加。這導致反饋電壓VFB相對VREF降低。誤差信號放大器119 升高ITH電壓，直到平均電感電流匹配新的負載電流。相反，如果負載電流減少， 它會導致反饋電壓VfB相対Vref增加。這會導致誤差信號放大器119降低lTH電 壓。結果，盡管主開關121在相同頻率下仍舊接通(即，在每個循環的開始)， 它的占空度下降，并因此隨著負載電流的減少它傳導更少的電流。這個過程持續 直到平均電感電流等于新的負載電流。
圖1的調節器允許用戶通過利用外部模式選擇輸入引腳134在開關調節 器的兩種工作模式之間進行選擇。第一種工作模式是強制連續工作，它減少噪音， RF干擾和輸出電壓脈動。在強制的連續工作中，電感電流允許成為負的。當主開 關120切斷時，同步開關121接通。同步開關保持接通，直到下一個振蕩器脈沖 觸發主開關接通。第二種工作模式是突發模式，其中，主開關120和同步開關121 在輕負載下間歇工作。通過在輕負載下減少晶體管門極充電損失，它比強制連續 工作具有更高的效率。
在突發模式工作時，電流反向比較器116被激活，并且電感電流不允許 成為負的。所述電流反向比較器監控電流流過同步開關121和信號邏輯電路112， 以在電感電流經歷電流反向狀態時切斷同步開關。在圖l的實施例中，電流反向 狀態表示當電流通過零電流水平。不過，本領域技術人員還可以理解，本發明的 范圍包括其他電流反向狀態，例如，表示電流接近或已跨過零電流水平。例如， 可以對比較器116的反相輸入端施加電壓偏移，以便比較器116正好在電感或開 關電流跨過零電流閥值之前脫扣。
在突發模式期間，箝位電路133的晶體管122和123將緩沖Ira電壓的最小值固定在猝發閾值水平，從而設定最小峰值電感電流水平Iburst。然后通過猝發比較器117監控IiH電壓，以確定何時激活和禁止休眠模式。當主開關120接通時，電感電流必須在其切斷之前增加到最小峰值電感電流水平Iburst。然后，隨著輸出負載電流下降，所述峰值電感電流減少，以保持輸出電壓穩定。當需要的負載電流降低到小于Ibum減去電感中脈動電流的一半的電流時，猝發閾值迫使峰值電感電 流保持等于Iburst。由于平均電感電流大于負載電流，誤差信號放大器119降低lTH 電壓直到猝發比較器117脫扣。當所述猝發比較器脫扣時，激活休眠模式，并且開關120和121連同余下電路的預定部件均被切斷，以減少功率消耗。此時，負載電流完全由輸出電容127輸送。當輸出電壓下降時，lTH上的電壓增加到由猝發
比較器117的滯后設定的水平之上，并且使猝發比較器117不脫扣。解除休眠模 式，接通所有電路，并且恢復正常工作。
圖1所示電路的缺陷是猝發閾值水平(或猝發鉗位水平)和猝發比較器 滯后是在開關調節器內部固定的。由于猝發鉗位在每個開關循環期間固定最小峰 值電感電流，并且猝發比較器滯后固定調節器在休眠模式工作的周期，所述輸出 電壓脈動也是固定的。對于較高的猝發鉗位水平和較寬的猝發滯后，輕負載下的 效率更高，其代價是較高的輸出電壓脈動。對于較低猝發鉗位水平和較窄的滯后， 所述輸出電壓脈動較低，其代價是對于輕負載略微下降的效率。因為猝發鉗位水 平和猝發比較器滯后是內部固定的，不能改變輸出電壓脈動和效率以適應不同的 用途要求。
圖2示出了根據本發明原理，具有可調最小峰值電感電流水平和可調猝 發比較器滯后的降壓開關電壓調節器的實施例。本發明通過以下方式克服了以突 發模式工作的傳統調節器的上述限制。圖2中的調節器優選結合單個外部引腳， 用于允許用戶選擇工作模式(突發模式或強制連續模式)，以及在突發模式期間 設定開關調節器200的猝發閾值水平和猝發滯后。
在強制連續模式下工作時，圖2按以下方式運行。振蕩器211提供了開 關定時機構，在每個周期的開始使主開關220接通而同步開關221切斷。由電感 電流流過電阻224產生的感測電壓通過電流放大器218放大，其輸出作為電流比 較器215的一個輸入。誤差信號放大器219比較反饋電壓和參考電壓，以在必要 時升高或降低Ira電壓。緩沖IlH電壓向電流比較器215提供第二輸入，所述電流 比較器適用于在電感電流增加到大于由緩沖Ith信號設定的電流水平的水平時，向 主開關220發信號以被切斷。盡管圖2的控制電路210示出誤差信號放大器219 的輸出lTH在被傳輸到電流比較器215之前通過緩沖器230緩沖，本領域技術人員 可以理解，緩沖器230是可選的(例如，參見圖5的控制電路510)。在這里，信號Ira和緩沖Ith均被視為誤差信號放大器的輸出信號。
在圖2中，FCONT信號用于告訴邏輯電路212,開關調節器應該在強 制連續還是在突發模式下工作。當FCONT為邏輯高時，工作模式是強制連續。當 FCONT是邏輯低時，工作模式是突發模式。電壓Vburst被用于設定猝發鉗位電路 233的猝發閾值水平和猝發比較器217的猝發比較器滯后。當Vbuw被設定為0伏時，最小峰值電感電流水平和猝發滯后會被設定在它們的最小值。隨著Vburst值升
高，最小峰值電感電流水平和猝發滯后會以Vb^的函數形式線性增大。本領域技術人員可以理解，盡管圖2所示實施例的最小峰值電感電流水平和猝發滯后作為 VBURST的函數線性增加，兩者之一或兩者作為VBURST的函數非線性增加同樣在本 發明的范圍內。參見圖3的討論，詳細說明了如何在猝發比較器中調節滯后。
模式比較器231，傳輸門包括晶體管234和235，晶體管236，和反相 器232和239組成模式選擇電路237。當模式選擇輸入引腳238的電壓在閾值電壓 Vth之上吋，模式比較器231的輸出為低。這導致反相器239的輸出使FCONT的 信號為邏輯高。模式比較器231的輸出上的低邏輯信號還切斷NMOS晶體管234 和PMOS晶體管235。 NMOS晶體管236的門也被驅動為高，以使猝發閾值水平 到0伏。
當模式(MODE)選擇輸入引腳238的電壓小于閾值電壓VxH時，模式比 較器231的輸出為高。這導致反相器239的輸出使FCONT的信號為邏輯低。在這 種狀態，NMOS晶體管234和PMOS晶體管235被接通，而NMOS晶體管236被 切斷。因為傳輸門被接通，電壓VBURST會大體等于模式選擇輸入引腳238的電壓。 在突發模式期間，模式選擇輸入引腳238的電壓可以改變，以將猝發閾值水平和 猝發比較器滯后調節到需要的水平。這使得用戶能夠設定輸出電壓脈動的振幅和 頻率，以及在輕負載期間的效率，以滿足具有不同要求的不同用途。這可能在下 述用途中是重要的，其中保持開關頻率在可聽頻帶之外是重要的，或其中不能承 受傳統突發模式變換器的電壓脈動。另外，用戶可以將輸出電壓脈動設定的較大， 而又不損失效率，因為電流不受滯后改變的影響，并因而減少了由于傳導損耗導 致的效率損失。
為了實現低輸出電壓脈動和效率之間的折衷，還可能在突發模式中產生 脈沖跳越行為。這可以通過將模式選擇輸入引腳接地來實現。這將猝發閾值水平 設為0伏，并將Iburst設為O安培。在這種狀態下，峰值電感電流受限于電流比較 器的最小工作時間。如果負載要求小于最小工作時間電感電流的平均數，開關循 環會被跳過，以保持輸出電壓穩定。[t)055]圖3更詳細地示出了在圖2的猝發比較器217中如何添加和調節滯后。 具體地講，誤差信號放大器219的lTH信號輸出被接至比較器301的反相輸入端。 這個電壓與比較器301非反相輸入端的猝發比較器閾值水平作比較，它包括闞值 電壓VTH2和電阻304兩端電壓的總和(當后者如下文詳細所述大于O伏時)。電
阻304兩端的電壓設定滯后水平，并由電壓控制電流源303控制。來自模式選擇 電路237的VBURST信號控制電壓控制電流源303的電流幅度，并允許滯后與VBURST 的電壓水平成比例改變。
在正常調節器工作期間，當lm的電壓大于vto2時，比較器301的輸出 是低。反相器307使低信號反相，導致開關305使電阻304短路。在優選實施例 中，開關305包括晶體管。當電阻304被短路時，比較器301的非反相輸入端的參考電壓或猝發比較器閾值水平只通過電壓源302提供。當lTH上的電壓降到VTH2之下時，比較器301的輸出過渡到高，導致休眠模式被激活，并且開關305被斷 開。這導致比較器301的非反相輸入端的電壓增大到vth2加上電阻304兩端的電 壓。換句話說，增加了滯后。由于電阻304兩端的電壓是VBURST的函數，而后者是由用戶設定的，用戶可有效地控制猝發比較器的滯后。當ITH電壓增加到新的猝發比較器閾值之上時(即，V 2加上電阻304兩端的電壓)，比較器301輸出一 低信號，導致休眠模式被解除，并且電阻304被短路。
本領域技術人員可以理解，圖3所示電路僅示出了在比較器中添加和調 節滯后的一種方式。還可以采用本領域已知或以其他方式的其他滯后比較器。另 外，盡管圖3的猝發比較器是結合圖2的控制電路210進行說明的，圖4-8的滯后 猝發比較器也可以類似工作。
圖4示出了本發明的另一個實施例，其中，利用兩個引腳來實現突發模 式的可變猝發閾值水平和猝發比較器滯后。圖4所示的調節器與圖2所示的功能 類似，除了負責控制調節器是以強制連續模式還是以突發模式工作，以及在突發 模式工作期間設定猝發閾值水平和猝發比較器滯后的電路部分之外。
當大于閾值電壓Vth的電壓施加在至模式選擇電路437的模式比較器 431的模式選擇輸入引腳434時，模式比較器431的輸出為低。該信號傳輸到邏 輯電路412,并導致調節器以強制連續模式工作。另外，如果施加在模式選擇輸入 引腳434的電壓小于ViH，模式比較器431的輸出為高，且調節器以突發模式工作。
圖4的引腳435 (即，VBURST選擇輸入)提供了至猝發鉗位電路433和 猝發比較器417的外部用戶可接觸連接，以便用戶(分別)設定猝發閾值水平和 猝發比較器滯后，如上文結合圖2-3所述。以這種方式，當施加在模式選擇輸入引 腳434的信號導致調節器以突發模式工作時，可以獨立于施加在模式選擇輸入引 腳434的信號調節猝發閾值水平和猝發比較器滯后，以便控制最小峰值電感電流
水平和猝發比較器滯后。同樣，這與現有技術相比具有顯著的改進，允許用戶更 好地調節調節器400的輸出電壓脈動和效率，以滿足特定用途的要求。另外，本 發明允許較大的輸出電壓脈動，而又不會損失效率，因為輸出電流的幅度不受滯 后變化的影響。
圖4中其余元件大體上與上述結合圖2的相應元件完成相同的目的。
圖5示出了本發明的另一個實施例，其中，采用三個引腳來實現突發模 式的可變猝發閾值水平和可變猝發比較器滯后。圖5所示的調節器起著與圖2所 示調節器類似的作用，所不同的是負責控制調節器是以強制連續模式還是以突發 模式工作，以及在突發模式工作期間設定猝發閾值水平和猝發比較器滯后的電路 部分。
當大于閾值電壓VTH的電壓施加在至模式選擇電路532的模式比較器 531的模式選擇輸入引腳534時，模式比較器531的輸出為低。該信號傳輸至邏輯 電路512，并導致調節器以強制連續模式工作。另外，如果施加在模式選擇輸入引 腳534上的電壓小于VTH，模式比較器531的輸出為高，且調節器以突發模式工作。
圖5中的引腳535(即，VBURST選擇輸入)提供了至猝發鉗位電路533的 外部用戶可接觸連接，以便用戶設定猝發閾值水平。通過這種方式，當施加在模 式選擇輸入引腳534的信號導致調節器以突發模式工作時，用戶可通過引腳535 調節猝發閾值水平，以便控制突發模式的最小峰值電感電流水平，如上文結合圖 2-3所述。同樣，這相對現有技術具有顯著的改進，允許用戶更好地調節調節器500 的輸出電壓脈動和效率，以滿足特定用途的要求。另外，本發明允許較大的輸出 電壓脈動，而又不會損失效率，因為輸出電流的幅度不受滯后變化的影響。
圖5中的引腳536 (即，VHYSTERESIS選擇輸入)提供了至猝發比較器517 的外部用戶可接觸連接，以便用戶設定猝發比較器滯后。通過這種方式，當施加 在模式選擇輸入引腳534上的信號導致調節器以突發模式工作時，用戶可通過引 腳536調節猝發比較器滯后，以便控制突發模式的滯后，如上文結合圖2-3所述。 同樣，這相對現有技術具有顯著的改進，允許用戶更好地調節調節器500的輸出 電壓脈動和效率，以滿足特定用途的要求。另外，本發明允許較大的輸出電壓脈 動，而不會損失效率，因為輸出電流的幅度不受滯后變化的影響。
圖5中的其余元件大體上執行與上文結合圖2所述的相應元件相同的目的。
應當指出，盡管圖2， 4，和5各自示出了降壓同步開關調節器實施例， 本發明并不局限于這些實施例。本發明的優點同樣適用于其他類型的調節器，如 升壓同步開關調節器，升壓和降壓非同步開關調節器，或任何其他合適類型的調 節器。
圖6是根據本發明原理，用于突發模式具有可調最小峰值電感電流水平 和可調猝發滯后的升壓開關電壓調節器的示例性實施例的電路圖。圖6采用圖2 所示降壓調節器中存在的很多相同元件。它還利用二極管616以防止電容627向 大地放電。圖6所示升壓調節器600的控制電路610按以下方式工作。
當電路狀態導致主開關621閉合時，輸入電壓被施加在電感625兩端。 在該充電階段，電流開始流過電感625， 二極管616，阻止電容627向大地放電， 并且電容627負責向負載輸送電流。
—旦開關621打開，電容627通過儲存在電感625中的能量充電。此時， 額外的電流開始流過負載，從而導致輸出電壓上升(只要二極管616是正向偏壓， 能量還直接從輸入源提供)。在經過某個時間周期后，開關621再次閉合。該循 環自身重復，保持所需的輸出電壓水平，并且根據需要向負載輸送所需的電流。
圖6中電路部件的其余部分如先前圖2所示的可比電路部件說明的那樣 運行。電流比較器615將來自電流放大器618和誤差信號放大器619的輸出作比 較，以便確定何時應當斷開主開關621。
另外，至模式選擇輸入638的輸入信號確定調節器600是以強制連續模 式還是以突發模式工作，并且當選擇突發模式時還設定猝發閾值水平和猝發滯后。 模式比較器631，傳輸門包括晶體管634和635，晶體管636，和反相器632和633 組成模式選擇電路637。模式選擇電路637提供在FCONT和VmmsT的信號，所述 信號分別確定調節器600的工作模式和(適當時)猝發閾值水平和猝發比較器滯 后。如圖6所示，模式比較器631將模式選擇輸入638上的信號與閾值電壓V丁H 作比較。當模式選擇輸入引腳638的電壓高于VTH時，模式比較器631的輸出為 低。這反過來導致反相器633的輸出使得FCONT上的信號為邏輯高，促使調節器 以強制連續模式工作。另外，模式比較器631的低輸出還切斷n-通道晶體管634 和p-通道晶體管635，并且驅動n-通道晶體管636的柵極為高，使猝發閾值水平到 0伏。
另外，當模式選擇輸入的電壓低于VTH時，模式比較器631的輸出變高。
在這里，反相器633的輸出使得FCONT的信號為邏輯低，從而使調節器進入突發 模式。在這種狀態下，包括n-通道晶體管634和p-通道晶體管635的傳輸門被接 通(兩個晶體管都接通)，而n-通道晶體管636斷開。結果，Vburst変得大致等 于施加在模式選擇輸入上的電壓。可以在突發模式期間改變模式選擇輸入引腳638 上的電壓，以調節猝發閾值水平和猝發比較器滯后，如上文結合圖2-3所述。通過 這種方式，可以根據需要調節最小峰值電感電流水平和猝發比較器滯后，以便按 照需要調節調節器600的輸出電壓脈動和效率。另外，可以使用比I見有調節器更 大的輸出電壓脈動，而又不會損失效率，因為電流不受滯后變化的影響。
圖7示出了具有可調最小峰值電感電流水平和猝發比較器滯后的升壓 開關電壓調節器的另一個實施例。圖7所示電路的大部分與上述圖6所示的電路 工作類似。根據本發明的原理，圖7示出了兩個引腳，分別用于(1)選擇調節器 工作模式和(2)設定猝發閾值水平和猝發比較器滯后。
調節器700的工作，以強制連續模式或者突發模式，是通過在模式選擇 輸入734上提供電壓來選擇的。如果大于閾值電壓VTH的電壓施加在模式選擇輸 入734上，則模式比較器731的輸出為低，從而，反相器733的輸出(即，FCONT 的信號)為高。這導致調節器700以強制連續模式工作。另外，如果施加在模式 選擇輸入上的電壓低于VTH, FCONT上的信號為低，并且調節器以突發模式工作。
圖7所示的引腳735 (S卩，VBmsT選擇輸入)使用戶能夠設定猝發閾值 水平和猝發比較器滯后。當施加在模式選擇輸入734上的信號導致調節器以突發 模式工作時，可以通過采用如上結合圖2-6所述的VmjRST選擇輸入來調節猝發閾 值水平和猝發滯后。通過這種方式，可以控制最小峰值電感電流水平和調節器在 休眠模式工作的周期。
圖7中的其余元件大體執行與上文結合圖6所述相應元4牛相同的任務。
圖8示出了具有可調最小峰值電感電流水平和猝發比較器滯后的升壓 開關電壓調節器的另一個實施例。圖8所示電路的主要部分與上述圖6所示電路 的工作類似。根據本發明的原理，圖8示出了三個引腳，它們分別用于(1)選擇 調節器工作模式，(2)設定猝發閾值水平，和(3)設定猝發比較器滯后。
調節器800的工作，以強制連續模式或者突發模式，是通過在模式選擇 輸入引腳834上提供一電壓來選擇的。如果高于閾值電壓VxH的電壓施加在模式 選擇輸入834上，模式比較器831的輸出為低，因而，反相器833的輸出(即，
FCONT的信號)為高。這導致調節器800以強制連續模式工作。另外，如果施加 在模式選擇輸入上的電壓低于vth， FCONT的信號為低，并且調節器以突發模式 工作。
引腳835 (即，vburst選擇輸入)使用戶能夠設定猝發閾值水平。當施 加在模式選擇輸入上的信號導致調節器以突發模式工作時，可以通過采用上文結合圖2-6所述的vburst選擇輸入來調節猝發閾值水平。通過這種方式，可以控制最小峰值電感電流水平。
引腳836 (即，VHYSTER固s選擇輸入)使用戶能夠設定猝發比較器滯后。 當施加在模式選擇輸入上的信號導致調節器以突發模式工作時，可以通過使用如上文結合圖2-6所述的vhysteresk選擇輸入來調節猝發滯后。通過這種方式，可以控制猝發循環之間的周期。
圖8中的其余元件大體執行與上文結合圖6所述相應元件相同的任務。
圖9示出了上文結合圖2和6所述的模式選擇電路的另一個實施例。電 壓比較器931，晶體管934， 935， 936，和940，和電阻942， 943，和944組成模 式選擇電路937的一個實施例。
在圖9所示實施例中，模式選擇輸入引腳938上的電壓通過電壓到電流 轉換電路941被轉換成電流，該轉換電路包括電壓比較器931，晶體管936，和電 阻942。晶體管934和935充當電流反射鏡，導致與流過晶體管934和936和電阻 942的電流成比例的電流流過電阻943和晶體管935。所得到的輸出電壓Vcxamp被 傳送至調節器的猝發鉗位電路，以用作猝發閾值水平，并從而如上所述控制最小 峰值電感電流。類似地，晶體管934和940也充當電流反射鏡，導致與流過晶體 管934和936和電阻942的電流成比例的電流流過電阻944和晶體管940。所得到的輸出電壓VHYSTERES!s被傳送至調節器的猝發比較器，以控制如上文結合圖3所述的電壓控制電流源303。這個實施例的優點是通過改變電阻942， 943,和944 的電阻值和減晶體管934, 935,和940的大小能夠在突發模式期間單獨按比例調 節傳送至猝發鉗位電路和猝發比較器的電壓。這使得用戶在設定猝發閾值水平和 猝發比較器滯后時具有更大的靈活性，所述猝發閾值水平和猝發比較器滯后由 Vclamp和Vhystere犯分別控制，以滿足具有不同要求的不同用途。盡管圖9示出 了利用MOSFET工作的電流反射鏡，本領域普通技術人員會認識到，根據本發明 原理，本領域已知的任何其他類型電流反射鏡，例如使用雙極晶體管的電流反射
鏡，或其他裝置可以替代。應當指出，盡管圖2-9各自示出了根據本發明原理的調節器的具體實施 例，本發明并不以任何方式局限于這些方面。本發明的原理可適用于任何類型的 調節器(例如，升壓同步開關電壓調節器)，并且這種做法的優點能夠為本領域 技術人員所理解。另外，本領域技術人員應當知道，根據本發明原理，用于設定 猝發閾值水平和猝發滯后的電路，如上所述，只是示例性的，并且本發明不局限 于所述方式。本領域技術人員還應當知道，盡管圖2和4-9所描述的實施例允許用 戶調節猝發閾值水平和猝發滯后，允許用戶只能夠調節猝發滯后(同時保持固定 的猝發鉗位)的調節器具有根據本發明原理能夠交替電壓脈動和效率的許多相同 優點。
權利要求
1. 一種在穩定電壓下向負載提供輸出電流的開關調節器，所述開關調節器能 夠以突發模式工作，所述開關調節器包括輸入端；連接到所述負載的輸出端；與所述輸入和輸出端連接的控制電路，所述控制電路調節提供給所述負載的 電流；和與所述控制電路連接的調節電路，當所述開關調節器以突發模式工作時，所 述調節電路允許用戶設定所述開關調節器的猝發閾值水平和滯后。
2. 根據權利要求1所述的開關調節器，其中，所述開關調節器是降壓調節器。
3. 根據權利要求1所述的開關調節器，其中，所述開關調節器是非同步開關 調節器。
4. 根據權利要求1所述的開關調節器，其中，所述開關調節器是同步開關調 節器。
5. 根據權利要求1所述的開關調節器，其中所述控制電路包括-邏輯部分；電感器；和與所述邏輯部分連接的主開關，所述主開關由所述邏輯部分控制。
6.根據權利要求5所述的開關調節器，其中，所述控制電路還包括與所述邏 輯部分連接的振蕩器，所述振蕩器向所述邏輯部分提供振蕩信號。
7. 根據權利要求5所述的開關調節器，其中，所述控制電路還包括與所述輸 出端連接的誤差信號放大器，所述誤差信號放大器具有誤差信號放大器輸出信號， 并且所述誤差信號放大器根據負載狀態調節所述誤差信號放大器輸出信號。
8. 根據權利要求7所述的開關調節器，其中，所述控制電路還包括 與所述邏輯部分連接的電流比較器，所述電流比較器產生電流比較器信號，當感測信號以預定方式與所述誤差信號放大器輸出信號作比較時，指示所述邏輯 部分斷開所述主開關；和 與所述電流比較器連接的電流放大器，所述電流放大器向所述電流比較器提 供所述感測信號，表示電流流過所述電感。
9. 根據權利要求7所述的開關調節器，其中，所述控制電路還包括與所述邏 輯部分連接的猝發比較器，所述猝發比較器產生猝發比較器信號，當所述誤差信 號放大器輸出信號跨過所述猝發比較器的脫扣水平時，導致所述開關調節器進入 休眠模式。
10. 根據權利要求5所述的開關調節器，其中，所述控制電路還包括與所述邏 輯部分和所述主開關連接的同步開關，所述同步開關的開關與所述主開關相反。
11. 根據權利要求10所述的開關調節器，其中，所述控制電路還包括與所述 邏輯部分連接的電流反向比較器，當所述開關調節器以突發模式工作時，所述電 流反向比較器產生電流反向比較器信號，導致當通過所述同步開關的電流經歷電 流反向狀態時，所述邏輯部分斷開所述同步開關。
12. 根據權利要求5所述的開關調節器，其中，所述調節電路包括-模式選擇輸入引腳，通過它用戶可以選擇所述開關調節器的工作模式并設定所述猝發閼值水平；模式比較器，它從所述模式選擇輸入引腳接收模式選擇信號，所述模式比較 器提供模式比較器輸出信號表示所述模式選擇信號，其中，所述模式比較器輸出 信號被提供給所述邏輯部分；和包括晶體管的傳輸門，所述傳輸門與所述模式選擇輸入引腳連接并且與箝位 電路連接，所述傳輸門根據所述模式比較器輸出信號接收信號，當所述開關調節 器以突發模式工作時，所述傳輸門向所述箝位電路提供所述猝發閾值水平。
13. 根據權利要求12所述的開關調節器，其中，所述傳輸門還與猝發比較器 連接，所述傳輸門向所述猝發比較器提供與來自所述模式選擇輸入引腳的所述模 式選擇信號相關的信號，以在所述開關調節器以突發模式工作時，設定所述滯后。
14. 根據權利要求5所述的開關調節器，其中，所述調節電路包括 模式選擇輸入引腳，通過它用戶可以選擇所述開關調節器的工作模式，所述模式選擇輸入引腳提供模式選擇信號；接收所述模式選擇信號的模式比較器，所述模式比較器提供模式比較器輸出 信號，表示所述模式選擇信號，所述模式比較器輸出信號被提供給所述邏輯部分; 和猝發閾值水平和滯后選擇引腳，通過其用戶可以在所述開關調節器以突發模 式工作時，設定所述開關調節器的猝發閾值水平和滯后，所述猝發閾值水平和滯 后選擇引腳與箝位電路連接。
15. 根據權利要求5所述的開關調節器，其中，所述調節電路包括 模式選擇輸入引腳，通過它用戶可以選擇所述開關調節器的工作模式，所述模式選擇輸入弓I腳提供模式選擇信號；接收所述模式選擇信號的模式比較器，所述模式比較器提供模式比較器輸出 信號，表示所述模式選擇信號，所述模式比較器輸出信號被提供給所述邏輯部分;猝發閾值水平選擇引腳，當所述開關調節器以突發模式工作時，通過它用戶 可以設定所述開關調節器的猝發閾值水平；和猝發滯后選擇引腳，當所述開關調節器以突發模式工作時，通過它用戶可以 設定所述開關調節器的滯后。
16. 根據權利要求1所述的開關調節器，其中，所述開關調節器是升壓調節器。
17. 根據權利要求5所述的開關調節器，其中，所述控制電路還包括置于所述 電感和所述輸出端之間的二極管。
18. 在以穩定電壓向負載提供輸出電流的開關調節器中， 一種以突發模式操作 所述開關調節器的方法，所述方法包括將輸入端連接至輸入電壓源； 將輸出端連接至所述負載；提供可調節猝發閾值水平，所述猝發閾值水平控制所述開關調節器的最小峰 值電感電流水平；當所述開關調節器以突發模式工作時，提供可調節滯后； 調節至所述負載的輸出電流； 通過使猝發比較器脫扣激活休眠模式；和通過使所述猝發比較器不脫扣來解除休眠模式，當所述猝發比較器不脫扣時， 所述滯后控制。
19. 根據權利要求18所述的方法，其中所述方法還包括 根據來自單個輸入引腳的輸入信號，設定所述開關調節器的工作模式；和 根據所述輸入信號，設定所述開關調節器的猝發閾值水平和滯后。
20. 根據權利要求18所述的方法，其中，所述方法還包括 根據來自模式選擇輸入引腳的模式選擇信號，設定所述開關調節器的工作模式；和根據來自猝發閾值水平和滯后選擇輸入引腳的輸入信號，設定所述開關調節 器的猝發閾值水平和滯后。
21.根據權利要求18所述的方法，其中，所述方法還包括.-根據來自模式選擇輸入引腳的模式選擇信號，設定所述開關調節器的工作模式；根據來自猝發閾值水平選擇輸入引腳的信號，設定所述猝發閾值水平；和 根據來自滯后選擇輸入引腳的信號，設定所述開關調節器的滯后。
22. 以穩定電壓向負載提供輸出電流的開關調節器，所述開關調節器能夠以突 發模式工作，所述開關調節器包括輸入端；與所述負載連接的輸出端；與所述輸入和輸出端連接的控制電路，所述控制電路調節所述輸出電流；和 與所述控制電路連接的調節電路，當所述開關調節器以突發模式工作時，所 述調節電路允許用戶至少設定所述開關調節器的滯后。
23. 根據權利要求22所述的開關調節器，其中，當所述開關調節器以突發模 式工作時，所述調節電路還允許用戶設定所述幵關調節器的猝發閾值水平。
24. 根據權利要求23所述的開關調節器，其中，所述調節電路還允許用戶選 擇所述開關調節器的工作模式，所述工作模式是強制連續或突發模式。
25. 以穩定電壓向負載提供輸出電流的開關調節器，所述開關調節器能夠以第 一工作模式工作，根據負載狀態具有至少一定長度時間，其中，使主動開關元件 保持斷開，所述開關調節器包括輸入端； 與所述負載連接的輸出端；與所述輸入和輸出端連接的控制電路，所述控制電路調節提供給所述負載的 電流；和與所述控制電路連接的調節電路，當所述開關調節器以所述第一工作模式工 作時，所述調節電路允許用戶設定所述開關調節器的猝發閾值水平和滯后。
26.根據權利要求25所述的開關調節器，其中，所述控制電路被設置成當所 述主動開關元件保持斷開時，斷開所述開關調節器的其他部件。
全文摘要
提供了開關調節器電路和方法，用于調節輸出電壓，包括可調節最小峰值電感電流水平和可調節猝發比較器滯后，用于開關調節器中的突發模式工作。通過允許外部用戶控制猝發閾值水平和猝發比較器滯后，在突發模式工作期間實現對最小峰值電感電流水平和猝發比較器滯后的控制。可以采用單個用戶可觸及的輸入引腳，兩個用戶可觸及的輸入引腳，或三個用戶可觸及的輸入引腳，以區分強制連續和突發模式工作，設定猝發閾值水平，和在突發模式工作期間設定猝發比較器滯后。本發明可用于降壓，升壓，降壓-升壓，或任何其他合適的調節器電路設置。本發明還可采用同步和非同步開關調節器。
文檔編號H02M3/156GK101123395SQ20071014386
公開日2008年2月13日 申請日期2007年8月6日 優先權日2006年8月4日
發明者J·M·埃斯特維斯, J·倫納德 申請人:凌特公司