專利名稱：直流電壓轉換器的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種直流電壓轉換器(DC-DC converter)。
技術背景隨著系統芯片整合(soc)技術日益成熟，可攜式消費電子產品的尺寸愈來愈小。相對地，電池可占據的空間亦愈來愈小，將對電池蓄電力造成限制。 然而，高能量密度的電池技術通常相當昂貴，不符合商業成本。因此，本發 明轉而以降低直流電壓轉換器的功率損耗來延長產品的使用時間與電池的壽 命。直流電壓轉換器的功能為轉換電池電位至系統所需的電位。若能減少其 中不必要的功率損耗并且降低噪聲，便能提升功率轉換效能并且有效地延長電池壽命。圖1為傳統直流電壓轉換器的基本架構，其中，采用傳統脈沖寬度調節模式(P麵)。功率晶體管組的P型金屬氧化物半導體晶體管Mp(PM0S)與N型金 屬氧化物半導體晶體管M。(麗OS)的導通狀況乃由一脈沖102所控制。該脈沖 102的脈沖寬度將隨著一轉換電壓輸出端的電壓值(VJ調整。然而，此控制 方式在PM0S(M》與固OS(Mn)—個關一個開的切換瞬間，4艮容易發生大導通電 流由一原始直流電壓源Vu經晶體管Mp與Mn流到接地端，造成嚴重的功率損耗。 因此，常見的解決方法為錯開晶體管Mp與M的切換時間令該PM0S(M》切換 至不導通與該麗OS亂)切換至導通的動作之間存在一第一停滯時間(dead t ime);并且令該畫0S (Mn)切換至不導通與該PM0S (Mp)切換至導通的動作之間 存在一第二停滯時間。此時，該PMOS(Mp)的導通與否乃由一 P型金屬氧化物 半導體晶體管使能信號SW—P (以下簡稱PM0S使能信號)決定；并且該應0S (M ) 的導通與否乃由一 N型金屬氧化物半導體晶體管使能信號SW-N(以下簡稱 畫OS使能信號)決定。然而，上述停滯時間的長短必須精心設計。上述停滯時間若太短，則仍 會造成上述大導通電流。反之，上述停滯時間若太長，則會造成基體二極管 導通的現象(body diode conduction)。圖2以圖1 一第一節點V,的信號波形 說明不當停滯時間的影響。在現有技術中，該第一停滯時間206通常為固定值。然而，在該第一停滯時間206中，該第一節點Vx的電壓下降速度與負載 有關。在輕載狀況下，該第一節點Vx的電壓下降較慢，如波形202所示。該 羅OS (Mn)相形之下過早導通，造成該第一節點Vx上的寄生電荷經由該麗OS (Mn) 漏掉。在重載狀況下，該第二節點Vx的電壓下降較快，如波形204所示。該 麗OS(NU相形之下過晚導通，將產生基體二極管導通。為了克服上述狀況， 本發明將提出 一技術，使該第 一停滯時間得以隨著負載改變。除了上述基體二極管導通現象外，圖3以該第一節點Vx的信號說明一接 地噪聲(ground bounce ripple)。如圖所示，除了不當的第一停滯時間302 與第二停滯時間304所可能造成的基體二極管導通現象306與308外，該第 一節點V,有可能在該PM0S使能信號SIP導通該PMOS (Mp)的瞬間發生一接地 噪聲310。本發明更將提出一種技術避免該接地噪聲發生。發明內容本發明提供一種直流電壓轉換器，其中，包括一電感、 一脈沖寬度調節 器、 一負載感測電路、 一可調式使能信號產生器、以及一功率晶體管組。該 脈沖寬度調節器將根據該直流電壓轉換器的 一轉換電壓輸出端的電壓產生一 脈沖。該負載感測電路負責感測該直流電壓轉換器的一負載電流的大小。根 據該脈沖以及該負載電流的大小，該可調式使能信號產生器產生一 P型金屬 氧化物半導體晶體管使能信號以及一 N型金屬氧化物半導體晶體管使能信 號，其中，該負載電流愈大，則該P型金屬氧化物半導體晶體管使能信號與 該N型金屬氧化物半導體晶體管使能信號之間的一第一停滯時間愈短。該功 率晶體管組包括至少一 P型金屬氧化物半導體晶體管與一 N型金屬氧化物半 導體晶體管，用以將該轉換電壓輸出端經由該電感耦接至一原始直流電壓源 或一接地端。上述P型金屬氧化物半導體晶體管使能信號負責導通/不導通上 述P型金屬氧化物半導體晶體管。上述N型金屬氧化物半導體使能信號負責 導通/不導通上述N型金屬氧化物半導體晶體管。此外，在某些實施方式中，上述功率晶體管組的P型金屬氧化物半導體 晶體管部分為彼此并聯的多個P型金屬氧化物半導體晶體管，并且該直流電 壓轉換器更包括一接地噪聲控制器。該接地噪聲控制器將分段導通所述P型 金屬氧化物半導體晶體管。在不同階段中，上述P型金屬氧化物半導體晶體 管的導通情形將隨著該負載電流的大小而調整。為讓本發明的上述和其它目的、特征、和優點能更明顯易懂，下文特舉 出數個實施例，并配合附圖作詳細說明。
圖1為傳統直流電壓轉換器的基本架構；圖2以圖1 一第一節點Vx的信號波形說明不當停滯時間的影響； 圖3以該第一節點V、的信號說明接地噪聲； 圖4為本發明的直流電壓轉換器的一種實施方式； 圖5為本發明可調式使能信號產生器的一種實施方式； 圖6為本發明負載感測器的一種實施方式； 圖7為本發明電流驅動串聯反相器延遲電路的一種實施方式； 圖8以流程圖簡述本發明第一電流源校正單元校正該第一電流源L時所 采用的一種方法；圖9以Vx波形圖比較不同負載下，Vx的上升速度； 圖IO為本發明的直流電壓轉換器的一種實施方式； 圖11示出了本發明接地噪聲控制器的一種實施方式；以及 圖12為本發明直流電壓轉換器的一種實施方式。 附圖符號說明 102-脈沖；202-輕載的V,信號；2 04-重載的V,信號；206-第一停滯時間；302-第一停滯時間；304-第二停滯時間；306、 308-基體二極管導通現象；310-接地噪聲；402-脈沖寬度調節器；404-負載感測器；406-可調式使能信號產生器；408-功率晶體管組；410、 412-驅動電3各；414-可調式停滯時間控制器；416-零電流檢測電路；502-第一停滯時間控制電路；504-電流補償電路；506-510-晶體管；512-零電流檢測電路；514-負載感測器；516、 518-可調式電流源；520、 522-電流源；602-取樣保持電路；6 04-電壓-電流轉換電路；606-電流驅動串聯反相器延遲電路；6 08-第 一 電流源校正單元；702-延遲單元；704-D型觸發器；902-重載的V,波形；902-輕載的V,波形；1002-接地噪聲控制器；1004-驅動電3各；1102-接地噪聲控制器；1104-驅動電3各；1106、 1108-延遲電路；1110-解碼器；1202-脈沖寬度調節器；1204-電流感測電路；12 06-電流驅動串聯反相器延遲電路;D「 Df數字信號；Ia-第一驅動電流；If第一電流源；1,。"「負載基準點； Is-第二驅動電流；Mn-NMOS;
M「畫S;
MPI-MpN-PMOS;
SW—N-麗OS使能信號；
SW-P-PMOS使能信號；
SW一PD、 SIPD2-PMOS^f吏能延遲信號;
SW_P，-觀OS使能參考信號；
L-補償使能信號；
Vf原始直流電壓源；
V d6-擷取信號；
V。,轉換電壓；
Vswiteh-脈沖；以及
Vx-第一節點的電壓。
具體實施例方式
圖4為本發明的直流電壓轉換器的一種實施方式，其中，包括一電感L、 一脈沖寬度調節器402、 一負載感測電路404、 一可調式使能信號產生器406、 以及一功率晶體管組408。如圖所示，該直流電壓轉換器的一轉換電壓輸出 端的電壓V。ut經由串聯電阻R,與R2分壓后所產生的一反饋電壓VFB將輸入該脈 沖寬度調節器402。該脈沖寬度調節器402將隨著V喊的變化調整所輸出的一 脈沖V^t"的脈沖寬度。該負載感測電路404負責感測該直流電壓轉換器的一 負載電流的大小，并且將感測到的結果輸入該可調式使能信號產生器406。 該可調式使能信號產生器406將根據該脈沖V^。h與該負載電流的大小產生一 P型金屬氧化物半導體晶體管使能信號SW-P(以下簡稱PMOS使能信號)以及一 N型金屬氧化物半導體晶體管使能信號SW_N (以下簡稱麗OS使能信號)。其中， 該負載電流愈大，則該PMOS使能信號SW—P與該薩OS使能信號SW_N之間的 一第一停滯時間愈短。該功率晶體管組包括至少一 P型金屬氧化物半導體晶 體管Mp (以下簡稱PMOS)與一 N型金屬氧化物半導體晶體管Mn (以下簡稱 應OS)，用以分別將該轉換電壓輸出端Vw經由該電感L耦接至一原始直流電 壓源Vin或一接地端。上述PMOS (Mp)的導通狀態乃由該PMOS使能信號SW—P所 控制。上述NMOS(MJ的導通狀態乃由該麗OS使能信號SW-N所控制。在某些實施方式中，該PMOS使能信號SW_P更經由一驅動電路410耦接該PMOS (Mp) 的柵極端；并且該麗OS使能信號SW_N更經由一驅動電路412耦接該麗OS (Mn) 的柵極端。當該PMOS使能信號SW-P為其使能狀態(低電平時)，該驅動電路 410將確保該PMOS (Mp)的柵極端電壓逼近該接地端，以確實導通該PMOS (Mp)。 當該畫OS使能信號SW_N為其使能狀態(高電平時)，該驅動電路412將確保 該麗OS (Mn)的柵極端電壓逼近該原始直流電壓源Vin，以確實導通該麗OS (Mn)。 參閱圖4，該可調式使能信號產生器406包括一可調式停滯時間控制器 414以及一零電流沖企測電3各416 (zero current detector, ZCD)。圖5為本發
明可調式使能信號產生器的一種實施方式，其中，包括一第一停滯時間控制 電路502、 一第一電流源IB、以及一電流補償電路504。該第一停滯時間控制 電路502負責控制上述第一停滯時間，其中，包括串聯的多個反相器。所述 反相器由一第一驅動電流Ia所驅動。其中，該第一停滯時間控制電路502的 輸入端檢測到該PMOS使能信號SW—P的一上升動作后，其輸出端將觸發該麗OS 使能信號SW_N的上升動作。如圖所示的實施方式，當該脈沖Vs"h為高電平 時，晶體管506與508導通，該PM0S使能信號SW-P上升至高電平。此高電 平信號經該第一停滯時間控制電路502的反相器處理后將轉換為低電平信號 輸出至晶體管510的柵極。該晶體管510因而導通，使一麗OS使能參考信號 SW—P'亦拉升至高電平。此上升的麗OS使能參考信號SIP，將令一零電流 檢測電路512所輸出的一 畫OS使能信號SW_N拉升至高電平。觀察上述動作， 可發現該PMOS使能信號SW_P的上升動作與該麗OS使能信號SW_N的上升動 作之間的時間差(稱第一停滯時間)與該第一停滯時間控制電路502內的反相 器的傳遞速度有關。所述反相器的傳遞速度與其驅動電流(第一驅動電流Ia) 成正比。該第一驅動電流Ia愈大，則該第一停滯時間愈短。
以下觀察該第一驅動電流Ia與上述負載電流的關系。該第一驅動電流Ia
的主要來源為該第一電流源Ie與該電流補償電路504。該電流補償電路504 乃由 一補償使能信號ven啟動，用以根據該負載電流的大小輸出 一補償電流(△ I，或-AI)。 L信號是由一Soft Start電路來控制。在進行Soft Start之 時，該Soft Start電路所輸出的L信號將令該電流補償電路504處于關閉 的狀態。當該電流補償電路504未啟動時，該第一驅動電流L僅由該第一電 流源Ib提供。當Soft Start結束后，L信號將啟動該電流補償電路504。此 時，該第一驅動電流L為該第一電流源lB與該補償電流(AI'或-AI)之和。該補償電流(AI，或-AI)將令該第一驅動電流Ia正比于該負載電流。綜上所 述，可知該負載電流愈大，則該第一第一驅動電流Ia愈大，該第一停滯時間
控制電路502傳遞信號速度愈快，則該第一停滯時間愈短。圖5所示的可調 式使能信號產生器將令該第一停滯時間的長度與該負載電流的大小成反比， 可提供適當的第 一停滯時間避免上述大導通電流與基體二極管導通現象發生。
圖6為本發明負載感測器的一種實施方式，其中，包括一感測電壓產生 器(未顯示在圖中)、 一取樣保持電路602、 一電壓-電流轉換電路604、 一電 流驅動串聯反相器延遲電路6 0 6 、以及一第 一 電流源校正單元608。該感測電 壓產生器負責產生與該負載電流成正比的一感測電壓Vsense。該取樣保持電路 602負責取樣該感測電壓Vs,。該電壓-電流轉換電路604將轉換該感測電壓 V^成一第二驅動電流Is。以圖7所示的電流驅動串聯反相器延遲電路為例， 其中，包括串聯的多個延遲單元702、以及多個D型觸發器704。其中，上述 延遲單元702乃由串聯的多個反相器所組成，所述反相器的驅動電流皆為該 第二驅動電流Is。 一信號V^t將在一取樣區間上升至高電平，并且經由所述 延遲單元傳遞。上述D型觸發器704分別對應所述延遲單元702，統一由一 擷取信號乙de觸發，以擷取所述延遲單元的輸出端信號以產生多個數字信號 (D,-Dn)。由于該第二驅動電流Is正比該負載電流，因此該負載電流愈大，則
該第二驅動電流Is愈大，所述第二驅動電流Is所驅動的反相器的信號傳遞速
度愈快。該高電平信號在所述延遲單元中的傳遞速度愈快，將導致所述數字
信號(DDJ愈多為高電平。因此，藉由判斷所述數字信號(D「隊)中高電平信 號的數量，即可判斷出該負載電流的大小。參閱圖6,基于所述數字信號 (D，-Dn)、或所述數字信號中的k位，該第一電流源校正單元608將在Soft Start結束后開啟圖5的電流補償電路504的際校正該第一電流源IB。校正 完畢的第一電流源lB將令該直流電壓轉換器在一負載基準點Iw，上擁有最佳 的上述第一停滯時間。
參閱圖5的實施方式，在該第一電流源Ib校正完率后，該負載感測器514 將以校正后的值驅動該第一電流源IB，并且以該電壓-電流轉換電路604所產 生的第二驅動電流Is驅動可調式電流源516與518。在此實施方式中，該電 流補償電路504更包括兩個電流源520與522,其電流值L即負載為該負載 基準點L。^時該電壓-電流轉換器604所輸出的上述第二驅動電流Is。參閱圖5，該電流補償電路504啟動后，該第一驅動電流Ia將隨該負載電流變化。在
負載大于該負載基準點Iw,的狀況下，Is將大于IB1,僅電流源518與522會 有作用，所以僅AI， (=IS-IJ確值。如圖所示，該第一驅動電流Ia的值為IB+ △ 1，。此時，該電流補償電路504所產生的補償電流為AI，。在負載小于 該負載基準點L。④的狀況下，Is將小于Im，僅電流源516與520會有作用， 所以僅^1(=181- Is)有值。如圖所示，該第一驅動電流Ia的值為IB-AI。此 時，該電流補償電路504所產生的補償電流為-AI。仔細觀察上述情形，可
發現該第一驅動電流Ia與該第二驅動電流Is呈正比，兩者關系為Ia= IB+ IS-IB。又該第二驅動電流Is與負載電流呈正比，故該第一驅動電流Ia正比于 負載電流。如此一來，負載電流上升，則該第一驅動電流Ia上升，將導致該
第一停滯時間控制電路502傳遞信號的速度愈快，該第一停滯時間愈短。此
控制可讓該第一停滯時間隨著負載電流上升而縮小，將避免傳統技術中常見 的大導通電流或基體二極管導通現象發生。此外，因制程的緣故而使電流源
516、 518、 520和522在負載基準點L』有些許的漂移，這個問題也可以通 過第一電流源校正單元608在校準lB時同步作修正的動作。
圖8以流程圖簡述本發明第一電流源校正單元校正該第一電流源18時所 采用的一種方法。上述校正的基礎如下。若該第一停滯時間不適當，將使穩 壓器造成功率損耗，導致該時鐘的工作區間變長，該感測電壓Vs^上升。如 此一來，所述數字信號(D-DN)中'T，的數量將增多。此校正動作的目的，是 找出最恰當的Ie值，令所述數字信號(DrD》中"1"的數量為最少。在圖8 中，此方法開始時，將令該直流電壓轉換器的負載處于該負載基準點I,。adl， 接著，步驟802將計數所述數字信號(D-D》中'T'的數量，并將結果存于A。 步驟804以1。a,正向調整該IB。步驟806再次計數所述數字信號(D,-Dn)中"1" 的數量，并且將結果存于B。步驟808比較A與B的大小，判斷步驟804的 正向調整是否恰當。若A〉B，則表示上述正向調整方向正確，接續執行步驟 810，將A值更新為B,并且持續正向調整(步驟804)。若判斷式808的答案 為否定，則表示上一次的調整并不適當，必須執行步驟812,將錯誤的調整 修正回來。接著，進入步驟814確認是否已執行過步驟810。若執行過步驟 810,則代表Ib的理想但大于初始但，并且目前lB為最適當的值，可結束IB 校正動作。若尚未執行過步驟810,則代表Ib的理想植小于初始但，必須朝 負向調整。此時，整個校正流程將進入步驟816至824,直到求得適當的IB值。此外，本發明更提出抑制接地噪聲的技術。由于大尺寸的功率晶體管PMOS 一旦瞬間開啟，這時將會有將當大的電流通過電壓源產生出來，因此圖3的 310接地噪聲勢必無可避免，導致Vx會有震蕩并超過電壓源的現象。仔細研 究該接地噪聲的發生原因后，發現若能以漸進方始導通該功率晶體管的PMOS, 則能抑制接地噪聲發生。亦即先讓小尺寸的功率晶體管PM0S導通，以小電流 讓Vx接近電壓源，接著再循序開啟大尺寸的功率晶體管PM0S。此外，在不同 的負載條件下，該第一節點的電壓Vx上升速度會不同，故所述PMOS的導通狀 況也需隨之調整。圖9以V,波形圖比較不同負載下，Vx的上升速度。波形902 為重載時的Vx波形。由于重載時，功率晶體管所提供的電流大都經電感L流 至負載端，因此Vx的上升速度慢。波形904為輕載時的Vx波形。由于輕載時， 功率晶體管所提供的電荷大多能存儲在該第一節點的寄生電容上，因此V,的上升速度快。綜上所述，不只要分段漸進地導通功率晶體管組的PM0S,更必 須隨著負載電流的大小調整各階段中PM0S的啟動量。圖IO為此技術的一種實施方式。與圖4相較，圖10將功率晶體管組408 的PM0S (Mp)以多個小尺寸的PM0S(Mp「MpN)取代。所述PMOS (Mpl-MpN)并聯在該原 始直流電壓源V^與一第一節點V,之間。此外，圖10更較圖4多出一接地噪 聲控制器1002,將分段導通所述PMOS (Mp-MpN),并且根據負載電流的大小控 制所述PM0S在各階段的導通量。其中，為了分別控制所述PM0S(Mp「MpN)，驅 動電路1004亦須作相對的變化。圖11示出了本發明接地噪聲控制器的一種實施方式，其中，該功率晶體 管采用7個PMOS (Mpl-Mp7)。該接地噪聲控制器1102包括兩個延遲電路1106 與1108、對應所述PM0S (Mp,-Mp7)的多路復用器Mux、以及一解碼器1110。該 PM0S使能信號SW-P經上述延遲電路1106與1108延遲后，產生PMOS延遲使 能信號SW—PD與SW_PD2。所述多路復用器Mux將根據各自的選4奪信號自該 PMOS使能信號SW—P與上述PMOS延遲使能信號SW_PD與SW—PD2中擇一輸出。對應的PMOS。藉由SW_P、 SW_PD、與SW_PD2之間的時間差，本發明得以分三 階段啟動所述PM0S(Mp)-Mp7)。此外，上述選擇信號來自該解碼器1110。該解 碼器1110耦接本發明負栽感測器，用以將代表負載大小的所述數字信號 (D,一D7)解碼成上述選擇信號。藉由所述選擇信號，本發明得以根據負載調整各階段中PMOS的啟動狀況。舉例說明之，假設上述七個PM0S(Mpi-Mp7)的面積分別為xl、 xl、 x2、 x2、 x2、 x2、與x2，并且該負載大小分為輕載、中載、與重載三類。此外，假設 該重載的默認值為該輕載默認值的三倍，并且該重載的默認值為該輕載的默 認值的五倍。則本發明可令輕載時，所述PMOS(Mp!-Mp》在三個階段中的導通 面積為xl、 x6、 xl2;中載時，所述PM0S(Mp「Mp7)在三個階段中的導通面積為 x3、 x7、 xl2;重載時，所述PMOS (Mpl-Mp7)在三個階段中的導通面積為x5、 x8、 x12。如此一來，PMOS導通時所產生的接地噪聲將很容易被克服。圖12為本發明直流電壓轉換器的一種實施方式，不僅可以提供適當的第 一停滯時間，更可避免接地噪聲發生。其中，該脈沖寬度調節器1202內的一 電流感測電路1204將用來提供上述感測電壓V^供該負載感測器1206使用。本發明雖以數個實施例揭露如上，然其并非用以限定本發明的范圍，任 何熟習此項技藝者，在不脫離本發明的精神和范圍內，當可做些許的更動與 潤飾，因此本發明的保護范圍當視本發明的申請專利范圍所界定者為準。
權利要求
1.一種直流電壓轉換器，包括一電感；一脈沖寬度調節器，根據該直流電壓轉換器的一轉換電壓輸出端的電壓產生一脈沖；一負載感測電路，感測該直流電壓轉換器的一負載電流的大小；一可調式使能信號產生器，根據該脈沖以及該負載電流的大小產生一P型金屬氧化物半導體晶體管使能信號以及一N型金屬氧化物半導體晶體管使能信號，其中，該負載電流愈大，則該P型金屬氧化物半導體晶體管使能信號與該N型金屬氧化物半導體晶體管使能信號之間的一第一停滯時間愈短；以及一功率晶體管組，包括至少一P型金屬氧化物半導體晶體管與一N型金屬氧化物半導體晶體管，分別將該轉換電壓輸出端經由該電感耦接至一原始直流電壓源或一接地端，其中，上述P型金屬氧化物半導體晶體管與N型金屬氧化物半導體晶體管的導通狀態分別由該P型金屬氧化物半導體晶體管使能信號與該N型金屬氧化物半導體晶體管使能信號控制。
2. 如權利要求1所述的直流電壓轉換器，其中，該可調式使能信號產生 器包括一第一停滯時間控制電路，包括串聯的多個反相器，所述反相器分別由 一第一驅動電流驅動，其中，該第一停滯時間控制電路的輸入端檢測到該P 型金屬氧化物半導體晶體管使能信號的一上升動作后，其輸出端將觸發該N 型金屬氧化物半導體晶體管使能信號的上升動作；一第一電流源；以及一電流補償電路，由一補償使能信號啟動，將根據該負載電流的大小輸 出一補償電流；其中，當該電流補償電路未啟動時，該第一驅動電流由該第一電流源提 供；并且當該電流補償電^各啟動時，該第一驅動電流為該第一電流源與該補 償電流之和，該補償電流將令該第 一驅動電流正比于該負載電流。
3. 如權利要求2所述的直流電壓轉換器，其中，該負載感測器包括 一感測電壓產生器，產生與該負載電流成正比的一感測電壓；一取樣保持電路，取樣該感測電壓；一電壓-電流轉換電路，將該感測電壓轉換成一第二驅動電流； 一電流驅動串聯反相器延遲電路，其中包括串聯的多個延遲單元，由串聯的多個反相器所組成，用以傳遞一高電平 信號，其中，所述反相器分別由該第二驅動電流驅動；以及多個D型觸發器，分別對應所述延遲單元，統一由一擷取信號觸發，用 以擷取所述延遲單元的輸出端信號以產生多個數字信號；以及一第 一 電流源校正單元，在該電流補償電路啟動之際校正該第 一電流源， 令該直流電壓轉換器在一負載基準點上擁有最佳的上述第一停滯時間。
4. 如權利要求3所述的直流電壓轉換器，其中，該補償電流的值等于該 第二驅動電流減去一第二電流源的電流值，該第二電流源所提供的電流大小 即該直流電壓轉換器在該負載基準點時該電壓-電流轉換器所產生的上述第 二驅動電流。
5. 如權利要求4所述的直流電壓轉換器，其中，該第一電流源校正單元 在該電流補償電路尚未啟動時所執行的動作包括以該負載基準點作為上述負載電流； 計數處于高電平的所述數字信號；調整該第 一 電流源并且持續計數處于高電平的所述數字信號；以及 當最少所述數字信號為高電平時，停止調整該第 一 電流源。
6. 如權利要求1所述的直流電壓轉換器，其中，該功率晶體管組包括彼 此并聯的多個上述P型金屬氧化物半導體晶體管，用以將該轉換電壓輸出端 經該電感耦接至該原始直流電壓源。
7. 如權利要求6所述的直流電壓轉換器，其中，更包括一接地噪聲控制 器，用以分段導通所述P型金屬氧化物半導體晶體管，其中，上述P型金屬 氧化物半導體晶體管在各階段的導通情形與該負載電流的大小有關。
8. 如權利要求7所述的直流電壓轉換器，其中，該接地噪聲控制器包括 多個延遲電路，用以延遲該P型金屬氧化物半導體晶體管使能信號以產生多個P型金屬氧化物半導體晶體管延遲使能信號；多個多路復用器，對應所述P型金屬氧化物半導體晶體管，各多路復用 器的輸入端皆耦接該P型金屬氧化物半導體晶體管使能信號以及上述P型金 屬氧化物半導體晶體管延遲使能信號；一解碼器，耦接該負載感測器，將該負載電流的大小解碼成多個選擇信號供所述多路復用器使用；
9.如權利要求8所述的直流電壓轉換器，其中，當負載電流愈大時，所 述P型金屬氧化物半導體晶體管在一第一階段中導通的數量愈多。
全文摘要
本發明提供一種直流電壓轉換器，其中，包括一電感、一脈沖寬度調節器、一負載感測電路、一可調式使能信號產生器、以及一功率晶體管組。該脈沖寬度調節器將根據一轉換電壓輸出端的電壓產生一脈沖。該負載感測電路負責感測一負載電流的大小。根據該脈沖以及該負載電流的大小，該可調式使能信號產生器產生一PMOS使能信號以及一NMOS使能信號。其中，該負載電流愈大，則該PMOS使能信號與該NMOS使能信號之間的一第一停滯時間愈短。該功率晶體管組包括至少一PMOS與一NMOS，用以將該轉換電壓輸出端經由該電感耦接至一原始直流電壓源或一接地端。所述PMOS與NMOS的導通狀況將分別由該PMOS使能信號與該NMOS使能信號控制。
文檔編號H02M3/24GK101330257SQ20071011201
公開日2008年12月24日 申請日期2007年6月19日 優先權日2007年6月19日
發明者郭斯彥, 鐘啟晨, 陳科宏, 黃宏瑋 申請人:財團法人工業技術研究院