專利名稱：調光電路中的電流過零檢測器的制作方法
技術領域：
本發明涉及調光電路，并且尤其涉及控制調控電感負栽的調光電 路的切換。
優先權
本申請要求名稱為"調光電路中的電流過零檢測器"，并且于
2005年12月12日提交的澳大利亞臨時專利申請號2005906950的優 先權。
在此引用該臨時申請的全部內容作為參考。
背景技術：
調光電路被用來控制從如干線那樣的電源供給像電燈或電動機那 樣的負栽的功率。這種電路通常使用被稱作相位控制調光的技術。這 允許通過改變將負載連接到電源的開關在給定的周期內導通時間長短 來控制供給負載的功率。
例如，如果由電源供給的電壓能夠由正弦波表示，那么若連接負
載與電源的開關一直是接通，會給負載提供最大的功率。這樣，電源
的總能量被傳輸到負栽。如果在每個周期(正負兩部分)的一部分斷
開開關，那么成比例數量的正弦波會有效地與負載隔絕，從而減少供
給負載的平均能量。例如，如果開關每個周期都接通和斷開半程，那 么只有一半的功率會被傳輸給負栽。因為這些類型的電路通常與電阻
負載而非電感負載 一起使用，由于電阻負栽對反復地接通和斷開電源 的影響具有固有的惰性，所以反復地接通和斷開電源的影響將是不易 覺察的。整體效果，例如就電燈來說，將是產生控制電燈亮度的平滑 調光作用。本領域技術人員能很好地理解該技術。
在用于控制電感負載的前沿調光器拓樸結構中，在將開關恢復到 斷開狀態之前，為了避免能夠給調光電路及負載的電子元件造成破壞 的過高的電感電壓峰值水平，允許主要的半周期負載電流下降到近于 零的水平通常是必要的。當存在任何可感知水平的電流時，斷開開關 會引起出現在負載上的電壓的突然上升。正如由眾所周知的關系式所 描述
V=L*dI/dt 其中V是出現在電感負載上的電壓； L是負栽的電感的大小；以及 dl/dt是在時間t內通過負載的電流I的變化率 這些本領域技術人員可以理解。
可以看出，通過負栽的電流I的變化率越大，則產生的電壓峰值 越大。因而得出在斷開開關時的電流越大，電流的變化率就越大以及 因此所感生的電壓峰值也越大，其中斷開開關會促使電流在非常短的 時間間隔內下降到零。因此，在電流的大小幾乎為零的時候斷開開關 是所希望的。
通常使用幾種技術來實現該效果。
第一種是與精密運算放大器布置一起使用串聯電流感應電阻器來 確定負載電流何時下降到足夠低的水平，以致能夠在所引起的電壓峰 值水平最小時斷開開關。但是，由于電流感應電阻器增加了調光器的 總電阻，這會導致調光器消耗更多的功率。因此，這種方法有一些缺 點。
在第二種技術中，利用MOSFET導通狀態的電阻。在許多調光 電路布置中，開關是由MOSFET器件(金屬氧化物半導體場效應晶 體管)構成的。該MOSFET處于導通狀態時具有內電阻。通過與上 述相似的方式，能夠使用精密運算放大器布置來確定MOSFET導通 狀態的導通電壓極性反轉的時間點。但是，這種方法有對于越小的負 載過零檢測的定時精確度會減少的缺點。
第三種方法是使用不管怎樣都有非零電流的MOSFET關斷。對
于只是輕微感應的負載(例如，典型的基于鐵芯的LV照明設備)， 在對應于干線電壓過零的時間點上斷開MOSFET是有可能的。然 后，變壓器漏電感中所儲藏的能量能夠允許被傳輸到與調光器引出端 并聯的適當大小的電容器上。衰變振蕩調光器電壓波形將產生，其 中，初始儲藏能量經過許多振蕩周期在包括變壓器損耗元件及二級電 燈負栽的串聯電阻中被耗散。由于即時干線電壓在過零區域附近相對 低，因而能夠容許中等的峰值振蕩電壓。當然，這種方法只是對只有 小的電感分量的負載有用，而不能被使用于更大的或純電感負載。
因此，提供在控制電感負載或具有電感分量的負栽時用于減少電 壓峰值出現的可選方法和電路是本發明的目標。
發明內容
根據本發明的第 一方面，提供了將具有電流分量的電源傳輸到具 有電感分量的負載的控制方法，該方法包括通過開關選擇性地將電源 切換到負載，其中在導通狀態時促使開關在飽和狀態開始時工作以致 當通過負栽的電流大小基本上為零時開關自轉換到它的斷開狀態。
在一種形式中，開關是MOSFET (金屬氧化物半導體場效應晶 體管)。
在一種形式中，通過控制施加于開關的偏壓，促使MOSFET在 飽和狀態開始時工作。
在一種形式中，偏壓通過將MOSFET上的電壓與參考電辱比 較，當MOSFET上的電壓下降到參考電壓之下時調整偏壓達到促使 MOSFET在飽和狀態開始時工作的水平來控制。
在一種形式中， 一旦MOSFET自轉換為非導通狀態之后將偏壓 調整到零。
在一種形式中，參考電壓的值成指數增加到最大的參考電壓。 根據本發明的第二方面，提供了用于控制將具有電流分量的電源 傳輸到具有電感分量的負載的電路，該電路包含開關和用于在導通狀
態下在飽和狀態開始時促使開關工作的開關控制裝置，以致當負栽電
流的大小基本上為零時開關轉換到其斷開狀態。
在一種形式中，開關是MOSFET (金屬氧化物半導體場效應晶 體管)。
在一種形式中，開關控制裝置是用于將MOSFET上的電壓與參 考電壓比較的比較器，以控制MOSFET的偏壓。
在一種形式中，比較器是晶體管，該晶體管具有施加于晶體管的 第一引出端的MOSFET上的電壓，以及施加于晶體管基極引出端的 參考電壓。
在一種形式中，晶體管是npn雙極晶體管并且電壓被施加于 npn雙極晶體管的發射極引出端。
在一種形式中，參考電壓由電容器產生，該電容器充電到最大值 以提供參考電壓反指數增大至最大值。
根據本發明的第三方面，提供了用于控制將具有電流分量的電源 傳輸到具有電感分量的負載的調光電路，其中調光電路包含本發明的 第二方面的電路布置。
根據本發明的第四方面，提供了檢測負載電流過零的方法，該方 法包括在導通狀態下促使開關在飽和狀態開始時工作，以致當負載電 流達到過零區間時開關將自轉換到斷開狀態。
根據本發明的第五方面，提供了用于檢測負載電流過零的電路， 該電路布置包括
具有導通狀態，斷開狀態以及飽和狀態的開關；以及
用于在導通狀態下促使開關在其飽和狀態開始時工作以致該開關 在負栽電流達到過零區間時自轉換到斷開狀態的開關控制裝置。
現在將參考以下附圖更詳細地描述本發明，其中
圖l-顯示本發明的電路的優選實施方案的組件框圖； 圖2-更詳細地顯示圖1的布置；
圖3-顯示應用于調光電路中的兩個切換器件的圖2的布置；
圖4-顯示負栽電流的波形；
圖5A-顯示小負載的沒有調整的Vus的對應波形；
圖5B-顯示具有調整的圖5A的波形；
圖6A-顯示中等負載的沒有調整的Vus的對應波形；
圖6B-顯示具有調整的圖6A的波形；
圖7A-顯示大負載的沒有調整的Vus的對應波形；
圖7B-顯示具有調整的圖7A的波形；
圖8A-顯示中等負載的具有調整的VDS的另 一個對應波形;
圖8B-顯示與圖8A的波形相比的Vgs的波形；
圖9-顯示圖3的布置的實例電路結構；以及
圖10-顯示圖9的布置的改進電路布置。
具體實施例方式
遍及本說明書始終，術語"線性模式"和"飽和模式"被使用以描述 本發明的不同方面。可以理解，術語"線性模式"，當涉及像 MOSFET那樣的開關而使用時，意思是開關表現出電阻V/I特性， 即VDS=RDSxIL;其中Vos是開關的漏源電壓，Rds是漏源屯阻以及Il 是負栽電流。也可以理解，術語"飽和模式，，指的是開關的Vos不是電 流(由Vcs量值確定，其中Vcs是柵源電壓)的函數的狀態。
圖1顯示用于通過開關20控制供給負載60的電源的布置10的 框圖。與開關20上的電壓成比例的反饋信號Vf,b被提供為轉換控制 塊40 (由比較器提供)的一個輸入，該轉換控制塊40將該反饋信號
與由電壓參考塊50提供的參考電壓Vref比較。考慮到開關20是閉合
的，或者處于導通狀態，并且負載引出端處于正半周期的情況時， Vf,b是與流過開關20的負載電流Il成比例的(事實上，等于負載電 流乘以開關的電阻)并且提供關于何時該電流近似為零的正確的指
示。根據本發明的一個方面，當反饋信號的值下降到Vref以下時，比
較器40控制開關20以促使其工作于它的飽和模式，以致當It確實 達到零時，開關20自動地自轉換到其非導通狀態以斷開。當L為
零，或者基本上為零的時候，在此階段斷開會導致感應電壓峰值的極 小化。
可以意識到在本發明中所描述和使用的開關是MOSFET (金屬 氧化物半導體場效應晶體管)，但是，本發明能夠應用于任何其他類 型的開關(當前存在的或將來可能還要開發的)，該開關在通過開關 的電流基本上變成零時能夠自轉換為斷開狀態。本發明尤其可適用于 基于MOSFET的調光器設計，因為MOSFET是當前能夠在任一方 向上導通的唯一一種功率晶體管(排除固有反并聯二極管的導通)一 因而提供了在AC開關應用中較低的導通狀態損耗的優勢。然而，本 發明的原理能夠應用于其他功率晶體管類型，例如IGBT。
正如下面將參考圖2更詳細地解釋，閂鎖電路30將用來完全去 除開關20上的控制電壓以完全斷開開關20。
閂鎖電路30被復位以在下次需要導通開關20的時候允許在下一 個正周期內通過將觸發脈沖施加于觸發器輸入來導通開關。
在圖2中更詳細地顯示了圖1的布置。在該布置中，開關控制 40由比較器，更具體地說，由npn晶體管41提供。開關20是 MOSFET。 MOSFET 20同樣具有在其漏源引出端上反并聯的二極 管21。
圖2中的晶體管41執行比較器的功能(在圖1中圖示為40)， 具有來自在基極b的Vref輸入以及來自在發射極e的Vos輸入，功能
是每當Vds傾向于下降到Vref之下時，由對應于晶體管41的基極-發
射極電壓大小來限制MOSFET 20的柵極輸入電壓。
在圖3中顯示了圖2的布置，其被應用于帶有兩個MOSFET 20 和20，的調光電路布置。這些開關20和20，中的每一個都擁有各自的 開關控制塊(結合各自的晶體管41和41，)，以及各自的參考電壓 塊50和50，。在該布置中，閂鎖電路30控制著MOSFET 20和20， 兩者。
正如下面將更詳細地描述，每個MOSFET的各自反饋電路獨立 工作，并且事實上，不需要同時工作。在給定的半周期內不導通的
MOSFET的反饋電路被禁止，直到其各自的MOSFET導通。
圖3的布置可以在用于控制電感負栽，例如風扇，的調光電路應
用中使用。這種電路對于交流電(AC)電源的每個半周期使用一個
MOSFET，這種情況本領域技術人可以理解。
為了更容易理解在此所描述的布置的工作，現在將參考圖4、
5A、 5B、 6A、 6B、 7A、 7B， 8A及8B，這些圖顯示了在圖2的布置
中的不同點的波形。
首先著手于圖4，其中顯示了流過負載60的負栽電流Il的波形
的一般形式，以及由此顯示處于中間導通設置的前沿調光器的
MOSFET電流的波形。可以意識到，圖4以及后面的波形圖只是顯
示一個極性的半周期。另一個極性由如圖3中所顯示的相同的獨立電
路布置容納。
圖5A顯示了代表MOSFET 20上的測出電壓VDS的波形，其中 負載60是相對小的負載(例如大約150W)。圖5A顯示沒有使用調 整的波形。注意，Vus不超過目標調節值0.5V(在該實例中)，由
(Vre廣Vbe)確定，其中在該特別實例中Vre產l V以及Vbe=0.5V。
圖5B顯示圖5A的波形，然而，在該情況下，該波形顯示了前
面參考圖2所描述的Vos調整機制的效果。在該情況下，只要lDS為
非零，Vds不下降到Vos(reg"0.5V之下。
在負栽電流下降到零時的時間點上，Vds下降到零，因為那時對
電流負責的驅動電壓下降到零。
圖6A顯示了沒有使用調整的情形下代表MOSFET 20上的測出 電壓Vds的波形，其中負載60是中等負載(例如，大約700W)。 注意，對于電流導通時期的有效部分，Vos超過目標調整值0.5V。
圖6B顯示了圖6A的波形，但是顯示了 Vus調整機制的效果， 也就是只要IDS不為零VDS的最小值則限定為VDS(reg)=0.5V。在由 IdsxRds乘積決定的即時VDS大小超過Vos(reg)的地方，不進行調 整。
圖7A顯示了沒有使用調整的情形下代表MOSFET 20上的測出
電壓Vos的波形，其中負載60是大負載(例如，大約2400W)。注 意，對于大部分電流導通時期，VDs超過目標調整值0.5V。
圖7B顯示了圖7A的波形，但是顯示了 Vos調整機制的效果， 也就是只要IDS不為零VDS的最小值則限定為VDS(reg)=0.5V。在由 IdsxRds乘積決定的即時VDS大小Vus(reg)的地方，不進行調整。注 意，對于越來越大的負載，Vns調整在更接近于實際過零電流的地方 開始。
圖8A顯示了中等負栽帶有調整的與圖6B波形相似的波形。由 于最大的柵極驅動電壓的應用，MOSFET 20 工作于 lDsxRDs>VDS(reg)=0.5V的線性才莫式。相反地，由于柵極驅動電壓限 定在導通閾值電壓區域 VGS(th) ， MOSFET 20 工作于 lDsxRDs<VDS(reg)=0.5V的飽和模式。
圖8B顯示與圖8A的Vds相校的Vgs的波形。在沒有使用VDS 調整的期間，應用的Vds是VDS(max)，即VGS VGS(th)。在使用VDS 調整的期間，應用的Vgs被限定于Vcs(th)區域。
現在將參考圖9更詳細地描述電路的工作。
本發明的電路布置的一般操作能夠分成兩個主要功能塊。
1. 可復位的驅動鎖存器，當其被觸發時會提供用于負載控制 MOSFET的柵極驅動電流。
2. 轉換控制電路(對于每個線電壓半周期極性有一個)，其功 能是在負載電流過零時去除柵極驅動電壓，而且同時復位鎖存器。
驅動鎖存器
在初始鎖存器復位狀態下，輸出晶體管Q3通過串聯電阻器 R3， R4及R7加偏壓以進入導通狀態。通過Q3集電極的電阻器R9 將鎖存器輸出維持在零伏特附近，因為在該狀態下R3上的電壓不足 以使晶體管Q2工作。
通過提供電流以促使Ql集電極導通，在輸入電阻Rl上施加電 壓后鎖存器被開啟。然后，電阻器R4上所增加的電流足以允許Q2 工作。因此，由Q2集電極提供的通過串聯電阻器R5和R6的電流
足以維持Ql工作，即使在去除了 Rl的輸入電壓之后。由Q2集電 極提供的額外電流能夠流過電阻器R8以便使負載控制功率晶體管工 作。
通過將輸出鉗制到小于大約IV的電壓水平的操作，鎖存器能夠 復位，由此二極管Dl分流由R5提供的閂鎖反饋電流的重要部分。 轉換控制
在所選擇的千線電壓極性半周期內，轉換控制電路應用負反饋限 制出現在正向偏置的負載控制的MOSFET上的最小正導通電壓降。 相反，反向偏壓MOSFET—其中電流可以流過反向平行二極管，具 有關聯的負電壓降并且反饋機制由此被禁止。
在半周期的結尾，其中負載電流試圖轉換到相反極性，在正向偏 置的負載控制和MOSFET上的主要調整的正導通電壓降同樣轉換到 零。因此，所應用的反饋機制完全去除了柵極驅動一停止更多的晶體 管導通，同時復位驅動鎖存器。
以下描述適用于干線半周期極性，其中負載引出端相對于線路終 端是陽性的。首先概括了主分量元件的主要功能。
.電容器Cl，與分壓器串聯元件RIO、 Rll、 D7、 D8， D2及 Q5基極-發射極連接，產生了參考電壓以被施加到比較器晶體管Q4 的基極輸入。
.如果建立的Cl參考電壓一減去Q4基極-發射極的，D6陰陽極 的以及D4陰陽極的電壓，超過Q8的正向導通電壓，那么晶體管Q4 用來分流輸出晶體管(Q8)的柵極驅動供應，。
，二極管D4用于阻止在輸出開關晶體管Q8上出現的高電壓被引 向D6陰極或Q10射極。
.給元件D7、 D8， D2以及Q5基極-發射極加偏壓的Cl參考電 壓提供了 Q4基極-發射極，D6陰陽極以及D4陰陽極的工作電壓的 溫度補償的附加功能。
.增加電阻器R12以更容易選擇標稱的Cl參考電壓。
.對于該干線半周期極性，晶體管Q5同樣通過鉗制C2參考電壓
用以禁止反饋機制被應用于輸出晶體管Q9。
-電阻器R18初始提供電流以在適當極性的干線電壓半周期開始 時加偏壓使Q5進入導通狀態。
.在輸出晶體管Q8開始導通之后，電阻器R17保持Q5的偏壓電流。
.電阻器R20是阻尼元件以防止由與Q9的柵極連接的平行柵極 產生的Q8寄生振蕩。 z
.附加晶體管Qll被使用以防止晶體管Q6導通的可能，其中該 可能發生在經過關聯的固有反向二極管的反向導通的晶體管Q9上的 電壓降(負的)在大小上超出大約1伏特的時候，例如可能在電燈負 載啟動時出現的高電流的結果。否則，這在所呈現的最初電路布置中 會導致Q8柵極電壓箝位，因此在這些活動期間導致Q8的電流限制 作用。
.附加二極管D9與Q6發射極引出端串聯布置，確保Qll的導通 在以上所描述的條件下具有優先權，其中Q9上存在的充足的負電 壓。
.電阻器R23是限制在以上所描述的條件下流過Qll基極-發射 極的負載電流分量大小所需的，其中Q9上存在充足的負電壓。
.由于分散的寄生電容耦合，附加(可選的)電阻器R25可以被 添加以用作使C2上的感應正電壓最小的目的。
.當正電壓對應于下一個相反極性的干線電壓半周期的存在在Q9 上出現時，與現存電阻器R19連接的附加電容器C4延遲在負栽電流 整流程序之后Q7的工作。這對于電感負載類型是特別重要的，其中 再運用電壓的速度是相對快速的并且Q7的立即工作會過早地終止 Q8的適當柵極驅動切斷過程。
在具有正極性的干線電壓半周期開始時，電阻器R18初始加偏 壓使晶體管Q5進入集電極導通狀態，維持，經過電阻器R14，處于 放電狀態的參考電壓電容器C2。該行為有效地禁止了在該極性干線 電壓半周期內反饋機制被應用于反向加偏壓的MOSFET Q9,正如以
上所指出的。
在該干線電壓半周期極性中，電阻器R19不能供應用于加偏壓 使Q7進入導通狀態的電流，因而允許參考電壓電容器Cl通過電阻 器R10和Rll部分充電。由于驅動鎖存器初始處于復位狀態， MOSFET Q8和Q9的柵極電壓被保持在零伏特水平附近。因此，晶 體管Q4的基極-集電極結被正向加偏壓，并且用于鉗制Cl上的參考 電壓為大約0.6V。
驅動鎖存器的觸發導致晶體管Q8和Q9的柵極電壓的應用以及 隨之發生的負載電流傳導。非零柵極電壓去除Q4基極-集電極結的 正向偏壓條件，以致停止鉗制Cl參考電壓。然后，經由RlO和Rll 供給的電流引起C1上的參考電壓以近似線性的方式增加，到達等于 Q5基極-發射極電壓，串聯二極管D2, D8和D7陰陽極電壓之和的 水平。由此產生的受控的應用于Q4基極的上升參考電壓確保Q4集 電極導電性初始以成指數減少的上升速率增加，也就是，反饋機制被 逐漸引入。
與Cl上的參考電壓的充電相關聯的時間常數被選擇以大于輸出 晶體管Q8的接通渡越時間。這是有必要的，因此負反饋限制過程能 夠以漸變的方式應用，以便避免在輸出晶體管電壓的變化率中引入階 躍變化一正如最小的EMI分量所需求的。
電阻器R17功能是保持Q5的基極電流驅動，該基極電流驅動在 Q8導通后就停止由R18供應。
Q8是MOSFET，它的關聯導通電壓在負載半周期電流整流之前 通常是負載電流大小的直接函數。但是，對于更小的負載，Q8導通 電壓可被忽略的傾向由于用于限制Q8柵極驅動電壓的Q4的導通而 反轉。因而Q8的最小導通電壓被控制在大約0.6V的水平，由C1參 考電壓減去Q4基極-發射極電壓以及D6和D4陰陽極電壓的和所確 定。
在負栽半周期電流整流時，Q4將Q8柵極輸入的全部電流供 給，包括貯存于Q8輸入電容內的電荷，轉移到Q8負載端出現的更
低的電壓上。該操作同時去除了 Q9的柵極驅動并且復位了閂鎖驅 動，以致Q9不能在電流整流之后立即開始導通。
圖IO顯示了圖9的電路的修改，其中同樣的元件被相應標注。
圖10和圖9的電路之間的變化被概括如下
R18接線從D4陰極改到D4陽極。
R18值從1M改到180K。
C3接線從Q5基極改到D4陽極。
.在15V干線到D4陽極間增加R26。
'R24被刪去。
'R11值從1M改到0Q，因此被去除。
R13值從470K改到680K。
R16值從470K改到220K。
R19接線從D5陰極改到D5陽極。
R19值從1M改到180K。
C4接線從Q7基極改到D5陽極。
.在15V干線到D5陽極間增加R27。
，R25被刪去。
R14值從1M改到0Q，因此被去除。
R10值從470K改到680K。
R17值從470K改到220K。
D4用于阻止在輸出開關晶體管Q8上出現的高電壓被引向元件 D6、 QIO、 R26、 C3及R18,電阻器R26和R18初始提供電流以在 適當極性的干線電壓半周期開始時加偏壓使Q5進入導通狀態。二極 管D5陽極對于干線電壓半周期極性被維持在稍微在零伏特以下的電 壓上，因而阻止電阻器R27和R19給晶體管Q7供應偏壓電流。當 正電壓對應于下一個相反極性的干線電壓半周期在Q9上出現時，與 電阻器R27連接的電容器C4，延遲在負載電流整流程序之后Q7的 工作。這對于電感負栽類型是特別重要的，其中再運用電壓的速度是 相對快速的并且Q7的立即工作會過早地終止Q8的適當柵極驅動切 斷過程。
在具有正極性的干線電壓半周期開始時，電阻器R26和R18初 始加偏壓使晶體管Q5進入集電極導通狀態，維持參考電壓電容器 C2處于放電狀態。該操作有效地禁止了在該極性的干線電壓半周期 內反饋機制被應用于反向加偏壓的功率晶體管Q9，正如以上所指出 的。在干線電壓半周期極性中，由于二極管D5陽極上的低電壓，電 阻器R19不能供應用于加偏壓使Q7進入導通狀態的電流，因而參考 電壓電容器Cl能夠通過電阻器R10自由充電。
由于驅動鎖存器初始處于復位狀態，功率晶體管Q8和Q9的柵 極電壓被保持在零伏特水平附近。因此，晶體管Q4的基極-集電極 結被正向加偏壓，并且用于鉗制Cl上的參考電壓為大約0.6V。電路 的其余部分如關于圖9描述地工作。
在基于二線式前沿MOSFET的調光器應用中，這種過零電流檢 測布置的精確方法存在顯著的優勢。當控制電感負載的時候，根據半 周期對稱性可獲得更加大的穩定容限。例如，高電感氖變壓器負載能 夠被減低光亮到達亮度極低的水平，沒有任何閃變效應。即使在二級 負載斷開后，工作仍將與典型低壓照明變壓器保持完全對稱。
已經證明了即使對于更大的環形功率變壓器，其中該變壓器具有 非常低的初級線圏電阻加上高的初級電感以及因此低關聯的磁化電 流，當二級負載變成空載的時候，只有大小相對低的DC電流分量可 以產生。
將會意識到上面已經參考特別的實施方案進行了描述，但是，可 以在本發明的范圍之內進行許多變更和修改。
也可以理解，遍及本說明書始終，除非上下文需要，否則，單詞 "包括(comprise )，，和"由...構成(include)，，以及變體將被理解為意 指包括規定的整體或者整體組但是不排除任意其他整體或整體組。
本說明書中對任意現有技術的參考不是，并且不應該被理解為， 該現有技術形成通用知識的部分的確認或任意形式的建議。
權利要求
1.一種控制將具有電流分量的電源傳輸到具有電感分量的負載的方法，該方法包括通過開關選擇性地將電源切換到負載，其中在導通狀態時促使開關在飽和狀態開始時工作以致當通過負載的電流大小基本上為零時開關自轉換到它的斷開狀態。
2. 根據權利要求l的方法，其中該開關是MOSFET (金屬氧化 物半導體場效應晶體管)。
3. 根據權利要求2的方法，其中通過控制施加于開關的偏壓來 促使該MOSFET在飽和狀態開始時工作。
4. 根據權利要求3的方法，其中該偏壓通過將MOSFET上的 電壓與參考電壓比較，當MOSFET上的電壓下降到參考電壓之下時 調整偏壓達到促使MOSFET在飽和狀態開始時工作的水平來控制。
5. 根據權利要求3的方法，其中一旦MOSFET自轉換為非導 通狀態之后將該偏壓調整到零。
6. 根據權利要求4的方法，其中該參考電壓的值成指數增加到 最大的參考電壓。
7. —種用于控制將具有電流分量的電源傳輸到具有電感分量的 負載的電路，該電路包含開關和用于在導通狀態下促使開關在飽和狀 態開始時工作的開關控制裝置，以致當負載電流的大小基本上為零時 開關轉換到其斷開狀態。
8. 根據權利要求7的電路，其中該開關是MOSFET (金屬氧化 物半導體場效應晶體管)。
9. 根據權利要求8的電路，其中該開關控制裝置是用于將 MOSFET上的電壓與參考電壓比較的比較器，以控制MOSFET的 偏壓。
10. 根據權利要求9的電路，其中該比較器是晶體管，該晶體管 具有施加于晶體管的第一引出端的MOSFET上的電壓，以及施加于 晶體管基極引出端的參考電壓。
11. 根據權利要求10的電路，其中該晶體管是npn雙極晶體管 并且該電壓被施加于npn雙極晶體管的發射極引出端。
12. 根據權利要求9的電路，其中該參考電壓由電容器產生，該 電容器充電到最大值以提供參考電壓的反指數增大至最大值。
13. —種用于控制將具有電流分量的電源傳輸到具有電感分量的 負載的調光電路，其中該調光電路包含本發明的第二方面的電路布 置。
14. 一種檢測負栽電流過零的方法，該方法包括在導通狀態下促 使開關在飽和狀態開始時工作，以致當負載電流達到過零區間時開關 將自轉換到斷開狀態。
15. —種用于檢測負載電流過零的電路，該電路布置包括 具有導通狀態，斷開狀態以及飽和狀態的開關；以及用于在導通狀態下促使開關在其飽和狀態開始時工作的開關控制 裝置，以致該開關在負載電流達到過零區間時自轉換到斷開狀態。
全文摘要
一種用于控制將具有電流分量的電源傳輸到具有電感分量的負載的方法和電路，該方法包括通過開關選擇性地將電源切換到負載，其中在導通狀態時促使開關在飽和狀態開始時工作以致當通過負載的電流大小基本上為零時開關自轉換到它的斷開狀態。該方法和電路可以使用于許多用于檢測電流過零的應用中以及可以被應用于如調光電路那樣的電路。
文檔編號H02H3/18GK101366322SQ200680051595
公開日2009年2月11日 申請日期2006年12月12日 優先權日2005年12月12日
發明者J·R·溫德森 申請人:澳大利亞奇勝有限公司