Ac連接雙方向dc—dc轉換器、使用了該轉換器的混合電源系統及混合動力車輛的制作方法

專利名稱：Ac連接雙方向dc—dc轉換器、使用了該轉換器的混合電源系統及混合動力車輛的制作方法
技術領域：
本發明涉及AC連接雙方向DC—DC轉換器、使用了該轉換器的混合 電源系統及混合動力車輛。
背景技術：
在電動汽車的情況下，當出發時、加速時、減速時、停止時、爬坡時 等，電動機等電動裝置的負載會大幅、劇烈且頻繁變動。因此，為了驅動 電動裝置，因而搭載于電動汽車的電池比在恒定負載條件下使用時，容量 減小、且壽命縮短。
為了補償上述缺點，如后述的專利文獻1中所記載那樣，通過組合主 電源用的電池和副電源用的電池或電容器，構成電動汽車的電源裝置，并 使該副電源負擔上述電動裝置的負載的大幅、劇烈且頻繁的變動，從而能 夠盡量將主電源用電池的負載變動抑制在一定的范圍內。
在上述電源系統的情況下，可以在減速、制動時將電動裝置的運動能 量作為電力回收到副電源中，而且，能夠根據需要將回收的電力向電動裝 置側供給。將使副電源從電動裝置側回收電力的動作稱作再生模式，從副 電源側向電動裝置側供給電力的動作成為力行模式。進行該動作的電源系 統被稱為混合電源系統。另外，搭載了這樣的混合電源系統的電動汽車被 稱為混合動力車輛。
圖12是用于對現有技術的代表性的電動汽車用混合電源系統進行說 明的圖。
在該圖12中，混合電源系統1由主電源10、電動裝置20和副電源 30構成。
主電源10由發動機1K引擎12和逆變器13構成。電動裝置20由逆 變器21和電動機22構成。逆變器13和逆變器21經由正極線14和負極
線15連接。在正極線14與負極線15之間施加電壓V0。下面，如果沒有 誤解，則將由主電源IO、電動裝置20和正負極線14、 15構成的部分簡單 稱為主電源10。
副電源30由雙方向升壓斷路器31和能量蓄積裝置32(以下作為電池 32進行說明)構成。本申請發明中所說的"雙方向"是指經由正負極線 14、 15從副電源30向主電源10、或從主電源10向副電源30以可逆方式 傳輸電力。
雙方向升壓斷路器31由兩個半導體開關元件Sl 、 S2和具有電感L的 電感器35構成。半導體開關元件S1、 S2由IGBT及作為內部元件或外部 元件而并聯連接的逆并聯二極管構成。為了便于后面的說明，將IGBT表 示為Tr，將逆并聯二極管表示為D。例如，Trl是指半導體開關元件Sl 的IGBT， Dl是指半導體開關元件Sl的逆并聯二極管。
半導體開關元件Sl、 S2通過連接點a串聯連接，連接點a上連接著 逆變器35的一端。半導體開關元件Sl的負極端子b與負極線15連接， 半導體開關元件S2的正極端子c與正極線14連接。而且，電池32的正 極側與電感器35的另一端連接，電池32的負極側與負極線15連接。艮口，
電池32與主電源10按照成為同極性的方式并聯連接。
利用雙方向升壓斷路器31將電池32的電力暫時蓄積在電感器35中。 接著，不僅可以向主電源IO傳輸該蓄積電力，而且可以反過來向電池32 傳輸主電源10的電力。
在電動汽車中，主電源10的電壓V0 —般被維持為600V左右的高電 壓。另一方面，副電源30的電池32的電源V1為300V左右的低電壓。 而且，在雙方向升壓斷路器31中流過的最大電流為600A左右(設電池電 壓300V及傳送電力120kW、波動率50。Z的情況下)。
通過上述構成的混合電源系統1，可以在再生模式的情況下將主電源 10的運動能量變換為低電壓電力，對副電源30的電池32進行充電。另外， 在力行模式的情況下，可以將副電源30的電池32的蓄電力變換為高電壓
電力，提供給主電源io。
艮P，根據混合電源系統l，即使電動裝置20的負載大幅、劇烈、且頻 繁地變動，也可以從副電源30進行對主電源10的電力容量實施補充的電
力供給。由此，能夠在一定的高電壓范圍內高效驅動電動裝置20。 不過，在混合電源系統1中存在著下述4個問題。
(1) 元件的額定電壓高
雙方向升壓斷路器31所使用的半導體開關元件S1、S2的額定電壓高。 如果將主電源10的電壓VO設為600V左右，則考慮到完全性，需要1200V 額定電壓的半導體開關元件S1、 S2。
(2) 元件的額定電流高
從電池32流出的電流(峰值約為600A)，分別在雙方向升壓斷路器 31的半導體開關元件S1、 S2的IGBT及逆并聯二極管中流動。因此，需 要約600A的高額定電流的半導體開關元件S1、 S2。另外，與之對應，電 感器35變得巨大。
(3) 電力損失大
由于是在雙方向升壓斷路器31所使用的半導體開關元件S1、 S2的任 意一個逆并聯二極管導通的狀態下使另一方半導體開關元件的IGBT接通 的硬開關，所以，會產生接通損失及逆并聯二極管的逆恢復損失，并且， 額定電壓高的半導體開關元件的導通損失及開關損失也增大，對應著逆變 器電路的電壓高，電力變換效率降低。
(4) 難以實現小型化、低成本
流過電感器35的電流是直流電流，只可使用鐵心(core)的B—H曲 線的一半區域。而且，由于在電感器35中流動的直流電流自身成為勵磁 電流，所以，需要鐵心孔隙(core gap)。由此，為了獲得大的電感，需 要增大鐵心截面積。
鐵心截面積大的鐵心價格昂貴，且難以實現小型、輕量化。鑒于此，
公知一種對磁氣部分進行交流驅動化的混合電源系統。
圖13是利用了 AC連接雙方向DC—DC轉換器的混合電源系統的圖。 在該圖13中，混合電源系統2由主電源10 (電壓VO:約600V)和 副電源40構成，副電源40由通過變壓器43 (其中繞組比為1: 2)連接 逆變器41和逆變器42的AC連接雙方向DC—DC轉換器44、及能量蓄 積裝置46 (此后作為電容器46進行說明。電壓V1:額定時為300V)構 成。
逆變器41由4個半導體開關元件S1、 Sl、 S2、 S2構成。各半導體開 關元件與圖12同樣，由IGBT及逆并聯二極管構成。
圖中，逆變器41左側的半導體開關元件(Sl、 S2)的組串聯連接， 半導體開關元件S1的正極側與電容器46的正極側連接，半導體開關元件 S2的負極側與電容器46的負極側連接。
另一方面，右側的半導體開關元件(S2、 Si)的組串聯連接，半導體 開關元件S2的正極側與電容器46的正極側連接，半導體開關元件Sl的 負極側與電容器46的負極側連接。
半導體開關元件(Sl、 Sl)的組與半導體開關元件(S2、 S2)的組被 交替接通、斷開。
逆變器42與逆變器41同樣，由4個半導體開關元件S21、 S21、 S22、 S22構成。半導體開關元件與圖12同樣，由IGBT及逆并聯二極管構成。
圖中，左側的半導體開關元件(S21、 S22)的組串聯連接，半導體開 關元件S21的正極側與主電源10的正極側連接，半導體開關元件S22的 負極側與主電源10的負極側連接。
另一方面，右側的半導體開關元件(S22、 S21)的組串聯連接，半導 體開關元件S22的正極側與主電源10的正極側連接，半導體開關元件S21 的負極側與主電源10的負極側連接。
半導體開關元件(S21、 S21)的組與半導體開關元件(S22、 S22)的
組被交替接通、斷開。
逆變器41的交流端子dl和交流端子d2如圖13所示，經由繞組比為
1: 2的變壓器43的線圈44連接，逆變器42的交流端子el和交流端子
c2經由變壓器43的線圈45連接。
變壓器43具有固定值L的泄漏電感，通過逆變器的高速開關控制， 將泄漏電感L中暫時蓄積的電力傳輸給副電源40或主電源10。
具體而言，在力行模式(從電容器46向主電源IO傳輸電力時)的情 況下，逆變器41的相位相對逆變器42成為超前相位。此時，經由逆變器 43，逆變器41向主電源10傳輸V1的約兩倍的高電壓電力。
在再生模式(從主電源10向電容器46傳輸電力時)的情況下，逆變 器41的相位相對逆變器42成為延遲相位。此時，經由變壓器43，主電源
10向電容器46傳輸V0的近似一半的低電壓電力。 專利文獻l:特開平11一146566號公報
在上述的AC連接雙方向DC—DC轉換器44的情況下，可以通過交 流驅動鐵心(core)，來實現小型、輕量。通過半導體開關元件的電壓與 電流為零時進行接通開關控制，可以降低開關損失。S卩，能夠解決(3)、 (4)的問題。
但是，在AC連接雙方向DC—DC轉換器44中，由于對逆變器42的 半導體開關元件S21、 S21、 S22、 S22施加主電源10的電壓V0，所以， 從安全性方面考慮，需要逆變器42的各半導體幵關元件的額定電壓為 1200V左右。
另夕卜，例如在力行模式中，由于從電容器46的正極側流動的電流iDl (峰值約為600A)，通過半導體開關元件S1、 Sl (或S2、 S2)和變壓器 43流向電容器46的負極側，所以，需要在逆變器41的各半導體開關元件 及變壓器中流過約600A的電流。由于是雙方向性的電路，所以，再生模 式下的情況也同樣。即，無法解決(1)的問題及(2)的問題。
綜上所述，利用了 AC連接雙方向DC—DC轉換器44的混合電源系 統2，相對利用了圖12所示的雙方向升壓斷路器31的混合電源系統1而 言，電路復雜，沒有優點。

發明內容
因此，本發明鑒于上述問題點而提出，其目的在于提供一種電壓及額 定電流小、且開關損失少的小型輕量、低成本的AC連接雙方向DC—DC 轉換器。而且，其目的還在于提供一種利用了該AC連接雙方向DC—DC 轉換器的混合電源系統和混合動力車輛。
為了實現上述目的，第一發明涉及一種AC連接雙方向DC—DC轉換 器，被串聯連接成兩個電壓型逆變器的直流端子成為加極性，所述各電壓 型逆變器的多個交流端子與變壓器連接，經由所述變壓器，所述兩個電壓 型逆變器相互AC連接，在所述AC連接雙方向DC—DC轉換器的直流端 子間施加的外部電壓，被所述各電壓型逆變器分壓。
第二發明根據第一發明提出，其特征在于，基于所述各電壓型逆變器
的分壓，將一方電壓型逆變器的正極直流端子與另一方電壓型逆變器的負 極直流端子連接。
根據第一發明及第二發明，如圖1所示，在應用于混合電源系統3中 的情況下，由于在AC連接雙方向DC—DC轉換器54中，被串聯連接成 逆變器51的正極直流端子11及逆變器52的負極直流端子12成為加極性， 所以，主電源10的電壓V0被構成AC連接雙方向DC—DC轉換器54的 逆變器51及逆變器52分壓。
第三發明根據第一發明或第二發明提出，其特征在于，在控制所述電 壓型逆變器時，可使用所述變壓器的漏電感。
第四發明根據第三發明提出，其特征在于，所述變壓器的漏電感通過 調整所述變壓器的初級線圈與次級線圈的間隙而制成。
根據第三發明，如圖1所示，在應用于混合電源系統3的情況下，通 過變壓器53具有漏電感L，可以在線圈57的漏電感(L/2)及線圈58的 漏電感(L/2)中分別蓄積規定的電力。
根據第四發明，通過調整線圈57和線圈58的間隙，可適當設定混合 電源系統3所需要的漏電感。
在第三發明及第四發明中，當然不只依賴于漏電感，還可以在外部附 加電感。
第五發明根據第一至第四發明提出，其特征在于，根據所述電壓型逆 變器的分壓比，設定所述變壓器的繞組比。
根據第五發明，如圖1所示，在應用于混合電源系統3的情況下，例 如通過將線圈57及線圈58的繞組比設為h 2，可以將線圈57中產生的 電壓和線圈58中產生的電壓的電壓比設為1: 2。
第六發明根據第一至第五發明提出，其特征在于，所述電壓型逆變器 的控制通過相位差控制來進行。
根據第六發明，通過利用相位差控制，可以高速且容易地控制圖2及 圖3所示的線圈57的電壓、電流模式和線圈58的電壓、電流模式。
第七發明根據第六發明提出，其特征在于，伴隨著頻率控制。
根據第七發明，通過在相位差控制的基礎上，在不招致變壓器53的 磁飽和的范圍改變頻率，可高速且容易地控制線圈57的電壓、電流模式
和線圈58的電壓、電流模式。
第八發明涉及一種混合電源系統，引擎發電機的主電源和能量蓄積裝 置經由AC連接雙方向DC—DC轉換器被并聯連接成為同極性，由逆變器 及電動機構成的電動裝置被所述主電源的電力驅動，其中，
所述AC連接雙方向DC—DC轉換器被串聯連接成兩個電壓型逆變器 的直流端子成為加極性，所述各電壓型逆變器的多個交流端子與變壓器連 接，經由所述變壓器，所述兩個電壓型逆變器相互AC連接，所述能量蓄 積裝置在所述AC連接雙方向DC—DC轉換器的負極直流端子側的電壓型 逆變器的串聯端子間并聯連接，在所述AC連接雙方向DC—DC轉換器的 高壓側的直流端子間施加的所述主電源的電壓，被所述各電壓型逆變器分 壓。圖1中，能量蓄積裝置與逆變器51和52雙方連接，但任意一方也可 以是以波動吸收為目的的小容量電容器。
根據第八發明，如圖1所示，逆變器51的正極直流端子11及逆變器 52的負極直流端子12串聯連接，逆變器51的交流端子ml與交流端子m3 經由線圈57連接，逆變器52的交流端子nl與交流端子n2經由線圈58 連接。因此，逆變器51和逆變器52被AC連接，并且，主電源10的電 壓被逆變器51和逆變器52分壓。
第九發明根據第八發明提出，其特征在于，在控制所述電壓型逆變器 時，可使用所述變壓器的漏電感。其中，當然不只依賴于漏電感，也可以 在外部附加電感。
根據第九發明，如圖1所示，在應用于混合電源系統3的情況下，通 過變壓器53具有漏電感L，可以在線圈57的漏電感(L/2)及線圈58的 漏電感(L/2)中分別蓄積規定的電力。
第十發明根據第八或第九發明提出，其特征在于，根據所述電壓型逆 變器的分壓比，設定所述變壓器的繞組比。
根據第十發明，如圖1所示，在應用于混合電源系統3的情況下，例 如通過在所述電壓型逆變器的直流電壓VI及所述電壓型逆變器的直流電 壓V2的電壓比于額定時為1: 2時，將線圈57及線圈58的繞組比設為1: 2，可以將實現更高效的動作。
第十一發明根據第八至第十發明提出，其特征在于，所述電壓型逆變
器的控制通過相位差控制來進行。
根據第十一發明，如圖2及圖3所示，通過控制相位差，可以高速且
容易地控制線圈57的電壓、電流模式和線圈58的電壓、電流模式。 第十二發明根據第十一發明提出，其特征在于，伴隨著頻率控制。 根據第十二發明，通過在相位差控制的基礎上，在不招致變壓器的磁
飽和的范圍改變頻率，可高速且容易地控制線圈57的電壓、電流模式和
線圈58的電壓、電流模式。
第十三發明將第八至第十二發明記載的混合電源系統搭載到混合動
力車輛中。
根據第十三發明，例如圖1所示，通過利用本申請發明的混合電源系 統3，可以由逆變器51和逆變器52分壓主電源10的龜壓。而且，可以利 用漏電感進行副電源側與主電源側的電力傳輸。并且，可以根據逆變器51 和逆變器52的動作電壓比，變更變壓器53的繞組比。另外，通過相位差 控制，可高速且容易地控制線圈57和線圈58的電壓、電流模式。
發明效果
根據第一發明及第八發明，如圖1所示，在應用于混合電源系統3的 情況下，由于可以由逆變器51和逆變器52分壓主電源10的電壓V0，所 以，能夠減小各逆變器所使用的半導體開關元件的額定電壓。而且，通過 應用于混合電源系統3，由于電容器55中流動的電流被逆變器51和逆變 器52分流，所以，可減小逆變器所使用的半導體開關元件的額定電流。 基于低電流化，不僅可使變壓器53小型、輕量化，而且可減小制造變壓 器53的成本。
并且，由于幾乎在所有的動作狀態中，逆變器51及逆變器52的半導 體開關元件的接通時，在與之反極性連接的逆并聯二極管中流動的狀態下 進行，所以，能夠以零電壓開關(ZVS: Zero Voltage Switching)、零電 流開關(ZCS: Zero Current Switching)的狀態簡單進行接通。結果，在不 使用特別的機構的情況下可大幅降低開關損失，所以，能夠提高混合電源 系統3的傳輸效率。
根據第二發明及第九發明，如圖1所示，不僅可以利用漏電感進行逆 變器51和逆變器52的電力傳輸，而且通過利用漏電感，使變壓器53本
質上存在的漏電感成為適當的值，可以不在外部設置附加電感的情況下， 容易地進行雙方向電力控制。這里，當然不只依賴于漏電感，也可以在外 部附加電感。
根據第三發明及第十發明，如圖1所示，可根據逆變器51和逆變器
52的分壓比，設定變壓器53的繞組比。由此，由于能夠任意變更主電源 10的電壓及逆變器51的電容器55的應用電壓范圍，所以，可考慮電容器 55的大小及成本進行設計。
根據第四發明及第十一發明，由于可通過相位差控制進行圖2及圖3 所示的電壓、電流模式的控制，所以，能夠高速且容易地進行基于AC連 接雙方向DC—DC轉換器64的主電源10與電容器55間的電力傳輸。
根據第五發明及第十二發明，由于可高速且容易地控制線圈57的電 壓、電流模式和線圈58的電壓、電流模式，所以，能夠高速且容易地進 行基于AC連接雙方向DC—DC轉換器的電力傳輸。
根據第十三發明，可以使搭載于車輛的混合電源系統小型輕量化、且 低成本化。并且，由于開關損失小，所以可提高車輛的電力使用效率。


圖1是用于對利用了本申請發明的AC連接雙方向DC—DC轉換器的
混合電源系統進行說明的圖。
圖2是表示力行模式中的AC連接雙方向DC—DC轉換器54的電壓
及電流的動作的圖。
圖3是表示再生模式中的AC連接雙方向DC—DC轉換器54的電壓
及電流的動作的圖。
圖4表示力行模式的混合電源系統3的電流流向的一個例子，是從時
刻T1到時刻T的電流路徑圖。
圖5是時刻t=0之前的混合電源系統3的電流路徑。
圖6是表示從時刻t=0到時刻T2之間的混合電源系統3的電流路徑的圖。
圖7是表示從時刻T2到時刻Tl的混合電源系統3的電流路徑的圖。 圖8是將兩個逆變器作為半橋電路的圖。
圖9是將兩個逆變器作為多相橋接電路時的圖。 圖10是對利用帶中心抽頭的變壓器將兩個逆變器AC連接的實施例 進行說明的圖。
圖11是應用了本申請發明的混合電源的混合電源系統圖。
圖12是用于對代表性的電動汽車混合電源系統進行說明的圖。
圖13是利用了 AC連接雙方向DC—DC轉換器的混合電源系統的圖。
具體實施例方式
下面參照附圖，根據實施例對本申請發明進行說明。 實施例1
圖1是用于對利用了本申請發明的AC連接雙方向DC —DC轉換器的 混合電源系統進行說明的圖。
在該圖1中，混合電源系統3由主電源10和副電源50構成。 主電源10經由正極線14及負極線15與副電源50連接。 副電源50由AC連接雙方向DC—DC轉換器54和作為能量蓄積裝置 的電容器55 (電壓V1)構成。AC連接雙方向DC—DC轉換器54由逆變 器51、逆變器52和變壓器53構成。其中，也可以取代電容器55，而使
用蓄電器等作為能量蓄積裝置。
逆變器51由四個半導體開關元件S1、 Sl、 S2、 S2構成。半導體開關 元件由IGBT及逆并聯二極管構成。圖中，左側的半導體開關元件(Sl、 S2)的組及右側的半導體開關元件(S2、 Sl)的組分別串聯連接。
逆變器52由四個半導體開關元件S21、 S21、 S22、 S22構成。半導體 開關元件由IGBT及逆并聯二極管構成。圖中，左側的半導體開關元件 (S21、 S22)的組及右側的半導體開關元件(S22、 S21)的組分別串聯連 接。
與圖13所示的AC連接雙方向DC—DC轉換器44的情況不同，逆變 器51和逆變器52按照逆變器51的正極直流端子11和逆變器52的負極 直流端子12成為加極性的方式串聯連接。
逆變器51的正極直流端子11與電容器55的正極連接。而逆變器51 的負極端子n與電容器55的負極連接。g卩，逆變器51與電容器55并聯
連接以成為同極性。
逆變器52的正極端子p與正極線14連接。而逆變器51的負極端子n 與負極線15連接。即，AC連接雙方向DC—DC轉換器54與主電源10 并聯連接成同極性。
半導體開關元件(Sl、 Sl)的組和半導體開關元件(S2、 S2)的組被 交替接通、斷開。半導體開關元件(Sl、 SI)及半導體開關元件(S2、 S2) 的組，在以下說明中被稱為S1臂及S2臂。
半導體開關元件(S21、 S21)的組和半導體開關元件(S22、 S22)的 組被交替接通、斷開。半導體開關元件(S21、 S21 )及半導體開關元件(S22、 S22)的組，在以下說明中被稱為S21臂及S22臂。
另外，圖1中逆變器52與電容器56 (電壓V2)并聯連接，但也可以 是以波動吸收為目的的小容量電容器。
逆變器51的交流端子ml與交流端子m2經由變壓器53的線圈57連 接，逆變器52的交流端子nl與交流端子n2經由變壓器53的線圈58連 接。在逆變器51及逆變器52的直流電壓的額定時電壓大致相等的情況下， 線圈57與線圈58的繞組比如后所述，優選為l: 1，但也可以根據情況任 意變更。
變壓器53具有一定值L的漏電感(圖中被分割成在線圈57側為L/2， 在線圈58側為L/2)，利用逆變器的高速開關控制將漏電感中暫時蓄積的 電力傳輸給副電源50或主電源10。
一般公知的情況是，如果變壓器的初級線圈(這里為線圈57)與次級 線圈(這里為線圈58)的間隙寬，則漏電感增加，通常按照極力減小漏電 感的方式，使初級線圈和次級線圈密接形成。在本申請發明中，通過調整 該初級線圈與次級線圈的間隙，來積極地制作本申請發明的電路所必須的
漏電感。
另外，當然也可以不僅僅依賴漏電感，還可以在外部附加電感。這種
情況在其他實施例中也同樣。
圖1中，將線圈57、 58中產生的電壓設為線圈電壓vl、 v2，將線圈 57、 58中流動的電流設為線圈電流il、 i2。線圈57與線圈58的繞組比相 同，如果忽視勵磁電流，則在變壓器53的作用下，電流il與i2大小相同，
且如果il流入線圈57的巻繞初始端(黑色圓圈標記)，則i2從線圈58 的巻繞初始端(黑色圓圈標記)流出，以抵消il引起的磁通。
接著，在變壓器53的繞組比為1: l的情況下，對上述構成的混合電 源系統3中的動作進行說明。 (力行模式)
圖2是表示使重負載時的力行模式中的AC連接雙方向DC—DC轉換 器54動作時，電壓及電流的變化的圖。其中，橫軸是公共時間軸。 下面，依次說明圖2 (A) (D)所示的動作模式。 圖2 (A)是表示線圈57的電壓vl相對逆變器51的Sl臂和S2臂的 接通、斷開的變化的圖。縱軸是電壓值。圖中，將Sl臂最初接通的時刻 設為t二0。
S1臂和S2臂以周期2T交替反復接通、斷開。Sl臂接通時，電壓vl 成為電壓V1， S2臂接通時，電壓V1成為電壓一V1。將時刻t二0到時刻 T稱為前半周期，將時刻T到時刻2T稱為后半周期。之后，該電壓波形 周期性反復。
圖2 (B)是表示線圈58的電壓v2相對逆變器52的S21臂和S22臂 的接通、斷開的變化的圖。縱軸是電壓值。
為了設定為力行模式，S21臂和S22臂相對Sl和S2臂延遲規定時間 Tl，并以周期2T交替反復接通、斷開。S21臂接通時，電壓v2成為電壓 V2， S22臂接通時，電壓V2成為電壓一V2。之后，周期性重復該電壓波 形。
圖2 (C)是表示電壓V1大于電壓V2時的線圈電流il的變化的圖。 縱軸是電流值。
圖2 (C)中，如果在時刻t-O時將線圈電壓vl從一Vl切換為Vl，
則漏電感電壓基于半導體開關元件的作用會累積對正極施加電壓VI和電 壓V2。在時刻t二0時，作為負的最大電流值一Il的線圈電流il與時間一 同急速增加，在時刻T2變為零，在時刻T1變為線圈電流I2。
如果利用數學式對其進行表示，則從時刻t=0到時刻Tl之間的線圈 電流ila為
<formula>formula see original document page 15</formula> (1)
其中，L是漏電感，t是經過時間。電流變化率為(Vl+V2) /L。 VI +V2=V0，主電源10的電壓越高，線圈電流il越急速上升。
接著，如果在時刻T1時接通S21臂，則由于基于半導體開關元件的 作用對正極累積施加電壓VI和電壓V2，所以，線圈電流il的電流變化 率減小，但線圈電流il增加。在時刻T，線圈電流il成為正的最大電流 值Il。
如果利用數學式對其進行表示，則從時刻Tl到時刻T之間的線圈電 流ilb為
<formula>formula see original document page 16</formula>電流變化率為(VI—V2)，由于VPV2，所以ilb的電流變化率為 正。到此為止是前半周期的電流變化。
在時刻T接通S2臂，線圈電壓vl反轉為一V1，開始了后半周期。
在后半周期中，線圈電流il從正的最大值Il變換為負的最大值一Il。 如果在時刻t=T線圈電壓vl被從VI切換為一V1 ，則在時刻T作為正的 最大電流值Il的線圈電流il隨著時間推移急劇減少，在時刻T3成為零， 在時刻T+T1成為線圈電流一12。此時的電流變化率為一(Vl+V2) /L。
接著，如果在時刻T+T1接通S22臂，則由于基于半導體開關元件的 作用，對負極差動附加電壓VI和電壓V2，所以，線圈電流il的電流變 化率減小，但線圈電流il減少。在時刻2T，線圈電流il成為負的最大電 流值一Il。此時的電流變化率為一 (V1—V2)/L。到此為止是后半周期的 電流變化。
前半周期的電流模式與后半周期的電路模式反對稱。然后，周期性重 復該電流模式。
前半周期中的實際的力行能量是從時刻t=0到T對線圈電流il和電 壓V1的積進行積分的結果。具體而言，在圖2 (C)中，正的電流值區域 和負的電流值區域的面積差與電壓VI (—定值)的積，是實際的力行能
由于電壓及電流模式反對稱，所以，后半周期中的實際的力行能量是 與前半周期的實際的力行能量相同的值。即，在一個周期中，從副電源50 側向主電源10側傳輸前半周期的力行電力的2倍能量。其中，所傳輸的
電力是以時間T對該能量進行了平均的電力。
圖2 (D)是表示電壓V1小于電壓V2時的線圈電流il的變化的圖。
在圖2 (D)中，通過在時刻t=0時將線圈電壓vl從一V1切換為VI， 使得負值的線圈電流一Il隨著時間推移增加，在時刻T4變為零，在時刻 T1成為線圈電流I2。電流變化率為(Vl+V2) /L。
接著，如果在時刻Tl接通S21臂，則線圈電流il以(V1—V2) /L 的負的電流變化率，到時刻T為止持續減少。在時刻T，線圈電流il成為 正的值Il。到此為止是前半周期T中的電流變化。
在時刻T接通S2臂，線圈電壓vl從Vl反轉為一V1，開始了后半周期。
在后半周期中，線圈電流il從正的值Il經過負的最大值一I2，變化 為負的值一Il。由于后半周期的電流模式與圖2 (C)的情況基本相同，所 以，省略其說明。另外， 一個周期的實際的力行電力可以與圖2 (C)的 情況同樣地計算。 (再生模式)
在混合電源系統3的情況下，逆變器51與逆變器52在電路中對稱。 因此，在混合電源系統3中，為了將力行模式變換為再生模式，只需要切 換逆變器51和逆變器52的作用即可。
圖3是表示使重負載時的再生模式中的AC連接雙方向DC—DC轉換 器54動作時，電壓及電流的變化的圖。其中，橫軸是公共時間軸。
圖3 (A)是表示線圈58的電壓v2相對逆變器52的S21臂和S22臂
的接通、斷開的變化的圖。橫軸是電壓值。縱軸為電壓值。
S21臂和S22臂以周期2T交替反復接通、斷開。圖中，將最初接通 S21臂的時刻設為t=0。 S21臂接通時，電壓v2成為電壓V2， S22臂接 通時，電壓V2成為電壓一V2。之后，周期性重復該電壓波形。
圖3 (B)是表示線圈57的電壓vl相對逆變器51的S1臂和S2臂的 接通、斷開的變化的圖。縱軸是電壓值。
為了設定為再生模式，Sl臂和S2臂相對S21和S22臂延遲規定時間 Tl，并以周期2T反復接通、斷開。Sl臂接通時，電壓vl成為電壓Vl， S2臂接通時，電壓V1成為電壓一V1。之后，周期性重復該電壓波形。
圖3 (C)是表示電壓V2大于電壓VI時的線圈電流i2的變化的圖。 縱軸是電流值。
圖3 (C)中，在時刻t^0時將線圈電壓v2從一V2切換為V2。由此， 在時刻t=0時，作為負的最大電流值一Il的線圈電流i2隨著時間推移急 速增加，在時刻T2變為零，在時刻Tl變為線圈電流12。電流變化率為(VI +V2) t/L。
接著，如果在時刻Tl時接通Sl臂，則線圈電流i2的電流變化率減 小，但線圈電流i2增加。在時刻T，線圈電流i2成為正的最大電流值I1。 電流變化率為(V1—V2)/L。到此為止是前半周期的電流變化。
接著，在時刻T接通S22臂，線圈電壓v2從V2反轉為一V2，開始
了后半周期。
在后半周期中，線圈電流i2從正的最大值Il變化為負的最大值一I1。 由于后半周期的電流模式是與前半周期反對稱的電流模式，所以省略其說 明。然后，周期性重復該電流模式。
前半周期中的實際的再生能量是從時刻t=0到T對線圈電流i2和電 壓V2的積進行積分的結果。具體而言，在圖2 (C)中，正的電流值區域 和負的電流值區域的面積差與電壓V2 (固定值)的積，是實際的再生能
由于電流模式反對稱，所以，后半周期的實際的再生能量是與前半周 期的實際的再生能量相同的值。即，在一個周期中，從主電源10向副電 源50傳輸前半周期的再生電力的2倍能量。其中，所傳輸的電力是以時 間T對該能量進行了平均的電力。
圖3 (D)是表示電壓V2小于電壓V1時的線圈電流i2的變化的圖。
在圖3 (D)中，通過將線圈電壓v2從一V2切換為V2，則從時刻t =0開始使得負值的線圈電流一Il與時間一同急劇增加，在時刻T4變為 零，在時刻T1成為線圈電流I2。電流變化率為(Vl+V2) /L。
接著，如果在時刻T1接通S1臂，則持續減少至時刻T。電流變化率 是(V2—VI) /L為負。在時刻T，線圈電流il成為正的值Il。到此為止 是前半周期T中的電流變化。
在時刻T接通S2臂，線圈電壓vl反轉為一V1，開始了后半周期。
在后半周期中，線圈電流il從正的值Il變化到負的值一Il。由于后 半周期是與前半周期反對稱的電壓及電流模式，所以，省略其說明。另外， 一個周期的實際的再生電力可以與圖3 (C)的情況同樣地計算。
綜上所述，力行及再生的電流模式依賴于周期2T、相位延遲T、電壓 VI、 V2、漏電感L等參數，通過變更這些參數，可以使電流模式最佳化。 例如在將逆變器51與逆變器52的相位差設為90度時，可以傳輸最大電 力。
在上述電壓波形及電流模式的情況下，通過以一定的頻率改變相位差 來進行控制，但在相位差控制的基礎上，還可以在不招致變壓器的磁飽和 的范圍中改變頻率，來控制傳輸電力。由此，能夠高速且容易地進行AC 連接雙方向DC—DC轉換器的控制。
通過利用AC連接雙方向DC—DC轉換器54，可以解決現有問題(1 ) (3)。以下對其進行說明。 (低電流化)
在利用了 AC連接雙方向DC—DC轉換器54的混合電源系統3中， 從電容器55流出的電流被逆變器51和逆變器52分流。
圖4是表示力行模式的混合電源系統3的電流流動的一個例子(從圖 2的時刻T1到T的期間的狀態)的圖。實線是電流路徑，虛線是切斷路 徑。
圖4中，在從電容器55流出的大電流iD流向AC連接雙方向DC— DC轉換器54側時，在橋接連接點II處被分流到逆變器51側和逆變器52 側。即，在逆變器51中接通S1臂的IGBT，電流iDl經由線圈57流向電 容器55的負極側。另一方面，在逆變器52中接通了 S21臂的二極管，經 由線圈58流動電流iD2。
通過繞組比為l: l的變壓器53的作用，兩繞組的電流若忽視勵磁電 流則相等，因此，逆變器51中流動的電流iDl與逆變器52中流動的電流 iD2相等。g卩，在設從電容器55流出的電流iD為600A時，分別向逆變 器51和逆變器52側分流300A的電流。
另一方面，在再生模式中，主電源10側的電流流入到電容器55側， 但從圖3的時刻T1到T的期間，S21的IGBT及S2的二極管導通，只有
圖4的電流方向改變。即，逆變器52的電流iD2及逆變器51分流的電流 iDl在連接點II處合流，從而大電流iD流向電容器55側。
通過繞組比為1: 1的變壓器53的作用，兩繞組的電流若忽視勵磁電 流則相等，因此，逆變器51中流動的電流iDl與逆變器52中流動的電流 iD2相等。即，從主電源10流出300A的電流的情況下，逆變器52側當 然成為300A的電流，逆變器51中流動的電流也為300A，向電容器55流 入600A的電流。
綜上所述，在本申請發明的混合電源系統3的情況下，由于電容器55 中流動的電流被逆變器51和逆變器52分流，所以，可以使各逆變器所使 用的半導體開關元件的額定電流為一半。并且，基于低電流化可以使變壓 器53小型、輕量化，且在繞組比為l: l的情況下，可容易地制造變壓器 53，并能夠降低成本。 (低電壓化)
在利用了 AC連接雙方向DC—DC轉換器54的混合電源系統3中， 主電源10側的高電壓被逆變器51和逆變器52分壓。
圖1中，對逆變器51施加的電壓，和與逆變器51的直流正極端子及 負極端子連接的電容器55的電壓V1相等。另外，對逆變器52施加的電 壓V2是逆變器52的直流負極端子與主電源10的正極側的電位差，為V2 =V0—VI。例如，若將逆變器51的電位差設為V0/2，則逆變器52的電 位差也為V0/2。該情況下，優選使逆變器51與逆變器52的元件的額定電 壓相同。
在上述實施例中，將變壓器的線圈57與線圈58的繞組比設為1: 1， 但可以變更線圈繞組比。由此，可以變更逆變器51的電容器55的應用電 壓范圍。例如，在將線圈57與線圈58的繞組比設為1: 2的情況下，線 圈57與線圈58中產生的電壓比為1: 2。因此，優選使電容器55的電壓 VI為主電源10的電壓的三分之一。例如在主電源10的電壓VO為600V 的情況下，可以將逆變器51的額定電壓設為200V左右，使電容器55以 200V左右的低電壓動作。低電壓的電容器具有小型、輕量、低成本的優 點。其中，逆變器52的額定電壓稍微高為400V左右。
綜上所述，在本申請發明的混合電源系統3的情況下，由于可通過逆
變器51和逆變器52對主電源10的電壓進行分壓，所以，能夠減小各逆 變器中使用的元件的額定電壓。而且，可以變更逆變器51的電容器的應 用電壓范圍。
(低開關損失)
在利用了 AC連接雙方向DC—DC轉換器54的混合電源系統3中， 半導體開關元件的接通能夠以零電壓、零電流進行(軟開關(soft switching))。
下面利用圖5 圖7，對混合電源系統3的軟開關動作進行說明。 圖5是時刻t=0之前的混合電源系統3的電流路徑。此時，S2臂和 S22臂接通(參照圖2 (A) 、 (B))。實線是電流路徑，虛線是切斷路徑。
從電容器55側流出的電流iD在連接點II處分流，電流iDl流向逆變 器51側，電流iD2流向逆變器52側。
圖6是表示從時刻t^O到時刻T2之間的混合電源系統3的電流路徑 的圖。此時，S1臂和S22臂接通(參照圖2 (A) 、 (B))。
在時刻t二0時，S2臂的IGBT斷開，S1臂的IGBT接通，但變壓器 53的漏電感中流動的電流不能夠瞬間變化，電流的方向不改變。因此，如 果利用S2臂切斷電流，則該電流轉流到S1臂的逆并聯二極管。由此，由 于當Sl臂的IGBT接通時在IGBT中不流動電流，并聯連接的逆并聯二極 管導通，所以，電壓被箝位在二極管的正向電壓降量，成為所謂的零電壓 開關(ZVS)、零電流幵關(ZCS)，不發生開關損失。其中，由于逆變 器51的直流電流iDl為負，與極性不變化的逆變器52的直流電流iD2大 小相同，所以，該期間在電容器55中不流動電流。
接著，線圈電流il在時刻T2變為零(參照圖2 (C))，線圈電流il 的極性反轉，開始在S1臂的IGBT中流動電流，但由于在時刻t二0時， S1臂的IGBT接通，所以，該時刻不發生開關損失。同樣的動作也在S22 臂中進行。
圖7是表示Sl臂的IGBT導通后的混合電源系統3的電流路徑的圖。 由于逆變器52的電流也極性反轉，所以，該期間中繼續在電容器55中不 流動電流。直到時刻T1， S1臂和S22臂的IGBT接通。在時刻T1，進行
S22的斷開及Sl的接通，與Sl的接通同樣，成為零接通損失，變為圖4 的狀態，持續到時刻T。
在上述說明中，對時刻t二O到時刻T之間的Sl臂及S2臂的軟開關 動作進行了說明。同樣，在圖2的時刻T到時刻T+T1中，也進行上述軟 開關。然后，雖然具有前半周期及后半周期的差別，但反復進行圖4 圖 7的動作。 -
綜上所述，在利用了漏電感的混合電源系統3的情況下，能夠在不使 用輔助電路的情況下簡單地進行軟開關控制。由此，由于可以大幅降低開 關損失，所以，可提高混合電源系統3的傳輸效率。
實施例2
圖8是在AC連接雙方向DC—DC轉換器中，將兩個逆變器作為半橋 電路的圖。在該圖8中，帶有與圖1相同符號的部件是功能相同或等同的 部件。另外，為了方便起見，以組入到混合電源系統的形式進行說明。
圖8中，AC連接雙方向DC—DC轉換器64由逆變器51和逆變器52 構成，其中，逆變器51由半導體幵關元件S1、 S2構成，逆變器52由半 導體開關元件S21、 S22構成。
在AC連接雙方向DC—DC轉換器64的情況下，逆變器51的正極直 流端子11和逆變器52的負極直流端子12以加極性方式串聯連接。逆變器 51被并聯連接成與串聯連接了電容器55a和電容器55b的組成為同極性。 同樣，逆變器52被并聯連接成與串聯連接了電容器56a和56b的組成同 極性。
電容器55a和電容器55b分別為Vl/2，逆變器51的正極側與負極側 的電位差為V1。另外，電容器56a和電容器56b分別為V2/2，逆變器52 的正極側與負極側的電位差為V2。逆變器52的正極側與主電源10的正 極連接，逆變器51的負極側與主電源10的負極連接。即，AC連接雙方 向DC—DC轉換器64被并聯連接成與主電源10成為同極性。
逆變器51的交流端子ml和交流端子m2經由變壓器53的線圈57連 接，逆變器52側的交流端子nl與交流端子n2經由變壓器53的線圈58 連接。在電壓VI與電壓V2相等的情況下，優選線圈57與線圈58的繞 組比為l: 1，也可以根據電壓V1及電壓V2的比率來對應設置繞組比。
利用上述結構的AC連接雙方向DC—DC轉換器64，可以獲得與AC 連接雙方向DC—DC轉換器54同樣的功能。 實施例3
圖9是在AC連接雙方向DC—DC轉換器中，將兩個逆變器形成為多 相橋接連接時的圖。其中，下面將對三相橋接連接的情況進行說明。另外， 由于向電容器55及主電源10的連接與實施例1基本相同，所以以下僅說 明與實施例1的不同之處。
圖9中，AC連接雙方向DC—DC轉換器74由逆變器51和逆變器52 構成，其中，逆變器51由半導體開關元件S1、 S2、 S3、 S4、 S5、 S6構成， 逆變器52由半導體開關元件S21、 S22、 S23、 S24、 S25、 S26構成。
逆變器51是半導體開關元件(Sl、 S2) 、 (S3、 S4) 、 (S5、 S6) 這三組中的元件分別串聯連接，且這三組并聯連接的結構。逆變器52是 半導體開關元件(S2K S22) 、 (S23、 S24) 、 (S25、 S26)這三組中的 元件分別串聯連接，且這三組并聯連接的結構。
AC連接雙方向DC—DC轉換器74中，逆變器51的正極直流端子11 和逆變器52的負極直流端子12以加極性串聯連接。
逆變器51側的交流端子ml、交流端子m2和交流端子m3通過變壓 器53的線圈57連接，逆變器52側的交流端子nl、交流端子n2和交流端 子n3通過變壓器53的線圈58連接。由此，能夠以三相AC連接逆變器 51和逆變器52。
并且，為了使AC連接為多相，則只要形成增加了橋接電路的臂數的 結構即可。
利用上述結構的AC連接雙方向DC—DC轉換器74，也可以獲得與 AC連接雙方向DC—DC轉換器54同樣的性能。 實施例4
圖10是在AC連接雙方向:DC—DC轉換器中，對利用帶中心抽頭 (center tap)的變壓器使兩個逆變器AC連接的實施例進行說明的圖。 在該圖10中，AC連接雙方向DC—DC轉換器84由逆變器51和逆 變器52構成，其中，逆變器51由半導體開關元件S1、 S2構成，逆變器 52由半導體開關元件S21、 S22構成。
逆變器51是被并聯連接成半導體開關元件S1、S2成為同極性的結構。 逆變器52是被并聯連接成半導體開關元件S21、 S22成為同極性的結構。
逆變器51的半導體開關元件Sl的正極端子pl與變壓器73的線圈端 子ql連接，半導體開關元件S2的正極端子p2與線圈端子q2連接。逆變 器51的負極側的直流端子p3與電容器55及主電源10的負極側連接。電 容器55的正極側與變壓器73的繞組77的中心抽頭zl連接。
逆變器52側的半導體開關元件S21的負極端子d與變壓器73的線 圈端子sl連接，半導體開關元件S22的負極端子r2與線圈端子s2連接。 逆變器52的正極側的直流端子r3與主電源10的正極側連接。
綜上所述，在圖10中，變壓器73的線圈77和線圈78的中心抽頭zl 及z2與實施例1 3中的11及12對應，被串聯連接成逆變器51與逆變器 52成為加極性。
利用上述構成的AC連接雙方向DC—DC轉換器74，也可以獲得與 AC連接雙方向DC—DC轉換器54同樣的性能。
以上對本申請發明的AC連接雙方向DC—DC轉換器及利用了該轉換 器的混合電源系統進行了說明。
在上述的實施例中，采用IGBT用于AC連接雙方向DC—DC轉換器， 但也可使用BJT、 MOSFET、 GTO等高速半導體開關元件。
本申請發明的混合電源可應用于車輛中。
圖11表示應用了本申請發明的混合電源的混合電源系統。由于其構 成基本與現有技術所說明的圖12相同，所以省略對其進行說明。
在利用了本申請發明的混合電源系統的車輛的情況下，可使混合電源 系統小型輕量、低成本化，并且由于開關損失小，所以可提高車輛的電力
使用效率。
工業上的可利用性
利用了本發明的AC連接雙方向DC—DC轉換器的混合電源系統，可 作為電力可逆升壓裝置應用到需要較大電力的電力裝置中。
權利要求
1、一種AC連接雙方向DC-DC轉換器，被串聯連接成兩個電壓型逆變器的直流端子成為加極性，所述各電壓型逆變器的多個交流端子與變壓器連接，經由所述變壓器將所述兩個電壓型逆變器相互AC連接，在所述AC連接雙方向DC-DC轉換器的直流端子間施加的外部電壓，被所述各電壓型逆變器分壓。
2、 根據權利要求1所述的AC連接雙方向DC—DC轉換器，其特征 在于，基于所述各電壓型逆變器的分壓，將一方的電壓型逆變器的正極直流 端子與另一方的電壓型逆變器的負極直流端子連接。
3、 根據權利要求1或2所述的AC連接雙方向DC—DC轉換器，其 特征在于，在控制所述電壓型逆變器時，使用所述變壓器的漏電感。
4、 根據權利要求3所述的AC連接雙方向DC—DC轉換器，其特征 在于，所述變壓器的漏電感，通過調整所述變壓器的初級線圈與次級線圈的 間隙而制成。
5、 根據權利要求1 4中任意一項所述的AC連接雙方向DC—DC轉 換器，其特征在于，根據所述電壓型逆變器的分壓比，設定所述變壓器的繞組比。
6、 根據權利要求1 5中任意一項所述的AC連接雙方向DC—DC轉 換器，其特征在于，所述電壓型逆變器的控制通過相位差控制來進行。
7、 根據權利要求6所述的AC連接雙方向DC—DC轉換器，其特征在于，所述電壓型逆變器的控制伴隨著頻率控制。
8、 一種混合電源系統，引擎發電機的主電源和能量蓄積裝置經由AC 連接雙方向DC—DC轉換器被并聯連接成為同極性，由逆變器及電動機構 成的電動裝置被所述主電源的電力驅動，其中， 所述AC連接雙方向DC—DC轉換器被串聯連接成兩個電壓型逆變器 的直流端子成為加極性，所述各電壓型逆變器的多個交流端子與變壓器連 接，經由所述變壓器將所述兩個電壓型逆變器相互AC連接，所述能量蓄 積裝置在所述AC連接雙方向DC—DC轉換器的負極直流端子側的電壓型 逆變器的串聯端子間并聯連接，在所述AC連接雙方向DC—DC轉換器的 高壓側的直流端子間施加的所述主電源的電壓，被所述各電壓型逆變器分 壓。
9、 根據權利要求8所述的混合電源系統，其特征在于， 在控制所述電壓型逆變器時，使用所述變壓器的漏電感。
10、 根據權利要求8或9所述的AC連接雙方向DC—DC轉換器，其 特征在于，根據所述電壓型逆變器的分壓比，設定所述變壓器的繞組比。
11、 根據權利要求8 10中任意一項所述的混合電源系統，其特征在 于，所述電壓型逆變器的控制通過相位差控制來進行。
12、 根據權利要求ll所述的混合電源系統，其特征在于， 所述電壓型逆變器的控制伴隨著頻率控制。
13、 一種混合動力車輛，搭載有權利要求8 12中任意一項所述的混 合電源系統。
全文摘要
本發明提供一種AC連接型升壓裝置，兩組的電壓型逆變器的直流端子被串聯連接成為加極性，所述各電壓型逆變器的多個交流端子與變壓器連接，經由所述變壓器將所述兩個電壓型逆變器相互AC連接，其中，在所述AC連接雙方向DC-DC轉換器的直流端子間施加的外部電壓，被所述各電壓型逆變器分壓。
文檔編號H02M3/28GK101361254SQ200680051580
公開日2009年2月4日 申請日期2006年11月22日 優先權日2005年11月24日
發明者茂木淳, 飯田克二 申請人:株式會社小松制作所