電容器充電方法和裝置的制作方法

專利名稱：電容器充電方法和裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及電容器充電電路，并且更具體地涉及用于對照相機閃 光燈的電容器進行充電的方法和裝置。
背景技術：
使用傳統的開關式電源或變換器電路對電容性負載，例如照相機
閃光燈的電容器充電是公知的。Schenkd等人的發明名稱為"Circuits and Techniques for Capacitor Charging Circuits " 的美國專禾ll No.6518733描述了該電路的各種特征。例如，在'733專利中描述了 開關控制方案，其中基于變壓器的初級繞組電流和次級繞組電流控制 主變換器開關。具體地，響應于感測的初級繞組電流，控制開關的導 通時間，并且響應于感測的次級繞組電流，控制開關的關斷時間。上 面提到的專利還描述了利用比較器從變壓器的初級側感測變換器的 輸出電壓，以便確定什么時候電容器被充電至期望的電平。由于當開 關關斷時出現的電壓尖峰不能指示實際的輸出電壓，因此使用單觸發 電路以在開關的每個關斷時間的開始的一段時間間隔中禁止比較器 的輸出。

發明內容
根據本發明，用于測量具有變壓器的電容器充電電路的輸出電壓 的裝置包括濾波器，其耦合至開關以提供濾波后的開關電壓信號、以 及比較器，其響應于濾波后的信號和參考電壓以提供指示電容器充電 電路的輸出電壓是否己經達到期望電平的控制信號，其中所述變壓器 具有耦合至所述開關的初級繞組、以及次級繞組。
在可選實施例中，測量電容器充電電路的輸出電壓的裝置包括響
應于開關電壓和參考電壓的比較器、用于感測次級側的電流值的電流 感測電路、以及耦合至比較器的輸出端和電流感測電路的邏輯門。僅 當下面兩個條件(a)開關電壓超過參考電壓；以及(b)次級側的電流值
達到大約零安培成立時，所述邏輯門才提供指示電容器充電電路的輸 出電壓己經達到期望電平的控制信號。
根據另一可選實施例，測量電容器充電電路的輸出電壓的裝置包 括響應于開關電壓和第一參考電壓的第一比較器、耦合至第一比較器 以提供比較器輸出信號的延遲形式的延遲元件、以及響應于開關電壓 和第二參考電壓的第二比較器。同樣也提供了邏輯門，該邏輯門具有 耦合至延遲元件的輸出端的第一輸入端、耦合至第二比較器的輸出端
的第二輸入端、以及輸出端，僅當下面兩個條件(a)自開關電壓超過第 一參考電壓之后，已經出現了延遲；以及(b)第二參考電壓超過開關 電壓都成立時，才在該輸出端提供指示電容器充電電路的輸出電壓已 經達到期望電平的控制信號。
對于這些布置，電容器充電電路設置有初級側輸出電壓感測電 路，其用于產生指示輸出電壓是否已經達到期望電平的控制信號。有 利地，所述控制信號不受開關關斷時在開關電壓上出現的電壓尖峰的 影響。
還描述了用于對電容器充電并具有變壓器的裝置，其中變壓器具 有耦合至主開關的初級繞組以及經過二極管耦合至所述電容器的次 級繞組。所述裝置包括與主開關并聯耦合的輔助開關，其在流經電容 器的電流小于預定值時導通，而在電容器電流大于預定值時關斷。利 用該配置，減少了二極管的反向恢復時間，由此加快了電容器的充電 速度。


結合下面詳細的說明和附圖，將更全面地理解本發明的優點和方案。
圖1是根據本發明一個方案的具有初級側輸出電壓感測電路的 電容器充電電路的示意圖1A示出了當輸出電壓還沒有達到期望電平時，與圖1的充電 電路相關的幾個波形；
圖IB示出了當輸出電壓己經達到期望電平時，與圖1的充電電 路相關的幾個波形；
圖2是圖1的電容器充電電路的可選實施例的示意圖，該可選實 施例具有可選的初級側輸出電壓感測電路；
圖2A示出了當輸出電壓還沒有達到期望電平時，與圖2的充電 電路相關的幾個波形；
圖2B示出了當輸出電壓己經達到期望電平時，與圖2的充電電 路相關的幾個波形；
圖3是圖1的電容器充電電路的另一可選實施例的示意圖，該另 一可選實施例具有另一個可選的初級側輸出電壓感測電路；
圖3A示出了當輸出電壓還沒有達到期望電平時，與圖3的充電 電路相關的幾個波形；
圖3B示出了當輸出電壓已經達到期望電平時，與圖3的充電電 路相關的幾個波形；
圖4是根據本發明另一方案的包括用于感測輸出電容器電流的 電路以及響應于所感測的輸出電容器電流的開關控制電路的電容器 充電電路示意圖5是圖4的電容器充電電路的可選實施例的示意圖，其中該可 選實施例包括用于感測輸出電容器電流的電路以及響應于所感測的 輸出電容器電流的可選開關控制電路；
圖6是根據本發明又一方案的包括用于減少電容器充電時間的 電容器充電電路的示意圖6A示出了與基本類似于圖6的充電電路但沒有輔助開關的充
電電路相關的幾個波形；以及
圖6B示出了與具有輔助開關的圖6的充電電路相關的幾個波形。
具體實施例方式
參照圖1，電容器充電電路10包括如圖所示耦合的輸入電壓源
14、具有初級繞組18a和次級繞組18b的變壓器18、主開關22、 二 極管24、以及輸出電容器26，以向負載30提供功率。該電路10具 有反激拓撲結構。在該示意性實施例中，負載30是照相機閃光燈， 并由此可以將該電路IO稱為閃光燈充電器或充電電路。典型的閃光 燈電壓需求大約在0至300伏的范圍內。在該示意性實施例中，該輸 入電壓源14例如可以是電池，例如堿性電池、NiMH電池，或鋰電 池，以提供大約在1.8至5.0伏范圍內的電壓。
在工作中，當開關22導通時，能量存儲在變壓器的初級繞組18a 中。在該時間中，二極管24反向偏置，并且沒有電流傳遞至輸出電 容器26。當開關關斷時，二極管24變為正向偏置，能量從變壓器的 次級繞組18b傳送至輸出電容器26。
電容器充電電路10包括開關控制電路28，用于產生開關22的 控制信號，該開關22可以是MOSFET器件。該控制信號使得開關導 通和關斷，直到電容器26兩端的輸出電壓Vout達到期望的電平，例 如在該示意性實施例中所述期望電平是300伏，優選以自適應速率， 而不是以固定的頻率。 一旦輸出電壓Vout達到期望的電平， 一般就 向照相機用戶提供可以激活閃光燈30的指示。當用戶激活閃光燈30 時，能量從輸出電容器26傳送至負載。
幵關控制電路28包括第一比較器32，其具有在節點38耦合至 開關電壓Vsw的反向輸入端、以及響應于參考電壓Vrefl的非反向輸 入端。觸發器或鎖存器36具有比較器32的輸出信號所提供的置位輸 入。如圖所示，第二比較器34具有非反向輸入端和響應于參考電壓 Vref2的反向輸入端，所述非反向輸入端耦合至所設置的用于感測初 級繞組電流的電阻器42。比較器34的輸出端耦合至鎖存器36的復 位輸入端。鎖存器36的輸出端耦合至開關22的柵極。
在工作中，每個開關周期中的導通時間部分由電阻器42所感測 的初級繞組的電流值控制。特別地，當初級繞組的電流達到由參考電 壓Vref2所確定的預定值時，比較器34的輸出變為高，由此復位鎖 存器36并使得開關控制信號變為低以關斷開關22。選擇參考電壓電
平Vref2(實際上，其是用戶可選擇的)，以便提供特定的輸入電流限 制。當開關電壓Vsw下降到參考電壓Vrefl的電平時，比較器32的 輸出變為高，這使得鎖存器的輸出變為高以導通開關22。
選擇提供給比較器32的參考電壓Vrefl，以便使得一旦次級電流 變為不連續(即穿過零安培)，則開關22導通，從而使該電路在連續/ 不連續的界限附近工作，由此實現高的反激轉換效率。參考電壓Vrefl 的電平不與任何特定的次級電流值相關，而選擇參考電壓Vrefl僅僅 是為了確保比較器32的輸出僅在次級電流變為不連續之后跳變。實 際上，當開關電壓Vsw達到參考電壓Vrefl的電平時所出現的次級電 流值取決于多種因素，這包括變壓器的漏電感和寄生電容。
本領域技術人員應該理解，用于控制開關22的各種可選方案都 是可行的。例如，上面提到的美國專利No.6518733描述了一種開關 控制方案，在該開關控制方案中，根據感測的初級繞組的電流來控制 開關的導通時間，而根據感測的次級繞組的電流來控制關斷時間。下 面結合圖4和5描述另一種可選方案，其中根據初級繞組的電流來控 制導通時間，而根據所感測的輸出電容器的電流來控制關斷時間。
根據本發明的一個方案，如所期望的，充電器10包括輸出電壓 感測電路40，其用于從變壓器的初級側感測變換器的輸出電壓Vout， 以便避免通常與高輸出電壓電路中的次級側電壓感測相關的高功耗。 輸出電壓感測電路40包括求和元件50、電阻分壓器形式的包括電阻 器54和58的電平轉換器、用于在開關22的關斷時間內中將電平轉 換后的開關電壓Vsw平均在一個周期上的電阻器64和電容器62、用 于釆樣和保持濾波后的信號的二極管66和電容器70、以及開關74， 它們的耦合關系如圖所示。
求和元件50具有耦合至電路節點38的非反向輸入端、耦合至輸 入電壓源Vin的反向輸入端、以及耦合至電阻器54的輸出端。當開 關22關斷時，電阻器54和58的接合點(即電路節點44)處的電壓與 輸出電壓Vout成比例。電路節點44處的電壓由電阻器64和電容器 62平均，以便消除當開關22關斷時出現在電路節點38處的電壓尖 峰的影響。該電壓尖峰是變壓器的漏電感和開關22的寄生電容所造
成的電流振鈴的結果。二極管66和電容器70對電路節點46處的濾 波電壓進行采樣和保持，以提供DC電壓Vsense，該DC電壓Vsense 與開關22關斷時的輸出電壓Vout成比例，并且不受開關22關斷時 電路節點38處出現的電壓尖峰的影響。因此，部件64和62(以及電 容器70)的功能是對節點44處的電壓波形進行濾波，以使得精確表示 輸出電壓Vout的電壓Vsense已經消除了漏電感振鈴和電壓尖峰對開 關電壓Vsw所造成的影響。本領域普通技術人員應該理解，電阻器 64可以由電阻器54和58的組合實現。
電壓Vsense耦合至用于與參考電壓Vref3進行比較的比較器82， 以提供控制信號84，該控制信號84指示輸出電壓Vout是否已經達到 期望的完全充電電平。控制信號84使鎖存器88置位，該鎖存器88 的輸出端以脈沖形式提供"充電完成"信號Vcd 86，以僅響應于控 制信號84的一個邊沿，例如示意的上升沿來指示完全充電的電容器 狀態。選擇參考電壓Vref3，使得當輸出電壓Vout達到期望電平時， 電壓Vsense大于參考電壓。
在一個示意性實施例中，當充電完成信號Vcd指示輸出電壓已 經達到期望電平時，充電器10關斷。應該意識到，響應于充電完成 信號Vcd，可以采取其他恰當的動作，例如執行上面提到的美國專利 No.6518733所述的刷新特征。
選擇電阻器64以及電容器62和70的值，以將節點44處的經電 平轉換后的開關電壓平均，以便于至少移除當開關關斷時出現的大部 分電壓尖峰。選擇濾波器部件的值時需要考慮的其他因素例如包括 額定輸出電壓電平、參考電壓Vref3的電平、變壓器的匝數比、以及 部件是分立的還是合并在集成電路中(由于在后一種情況中，保持電 容器的值很小是關鍵的)。在一個示意性實施例中，將達到Vref3的由 電阻器54,58,64以及并聯組合的電容器62和70所決定的RC時間周 期選擇為在額定開關關斷時間的四分之一的數量級上。
取決于比較器82的速度，可以去掉采樣和保持二極管66和電容 器70，或者稱為峰值充電電路。如果比較器82足夠快，那么節點46 處的時變平滑信號可以直接耦合至比較器的輸入端。但是，在優選實
施例中，峰值充電元件66和70用作向比較器82的輸入端提供DC電 壓Vsense，如圖所示。
開關74例如可以是MOSFET器件，其例如與電容器70并聯耦 合，如圖所示。當出現下述條件之一時(1)閃光燈30被激活；或者 (2)輸出電壓Vout達到期望電平(這由電壓Vsense超過參考電壓Vref3 而確定)，控制信號78將開關74導通，由此對電容器70放電。
也參照圖1A,圖1A示出了各種波形，以說明電壓感測電路40 在輸出電壓Vout還沒有達到期望電平時的操作。波形44示出了電路 節點44處的電平轉換后的開關電壓，波形46示出了電路節點46處 的濾波后的電壓，波形68示出了節點68處的峰值充電后的電壓 Vsense。同時還示出了比電壓Vsense 68大的參考電壓Vref3，由此指 示輸出電壓Vout還沒有達到期望的電平。這樣，比較器82的輸出端 的控制信號84保持在邏輯低電平。
同樣參照圖1B，其示出了與圖1A相同的波形。但是這里，輸出 電壓Vout已經達到了期望的電平，這由時間A處的電壓Vsense 68 超過電壓Vref3指示。這樣，控制信號84在時間A跳變至邏輯高電 平，如圖所示。
參照圖2，示出了可選的電容器充電電路80，其中相同的附圖標 記代表相同的元件。這樣，電路80包括輸入電壓源14、變壓器18、 開關22、開關控制電路28(這里為了示意而簡單表示)、二極管24、 以及輸出電容器26。充電電路80與圖1中的充電器10的不同之處 在于電路80包括可選的輸出電壓感測電路110，利用該輸出電壓 感測電路110從變壓器的初級側感測變換器的輸出電壓Vout。
電路80還包括在輸出電容器26和地之間串聯耦合的電阻器36， 以用于感測通過輸出電容器26的電流leap, 132。電阻器36兩端的電 壓與電容器電流Icap成比例。如將要描述的，對電容器電流Icap進
行感測以為輸出電壓感測電路110使用。
輸出電壓感測電路110包括求和元件90和以包括電阻器92和 94的電阻分壓器形式實現的電平轉換器。求和元件卯具有耦合至電 路節點38的非反向輸入端，耦合至輸入電壓源Vin的反向輸入端，
以及耦合至電阻器92的輸出端。電阻器92和94的接合點(即節點130) 處的電壓與開關22關斷時的輸出電壓Vout成比例。
輸出電壓感測電路110還包括第一比較器114，其具有耦合至電 阻器92和94的接合點處的節點130的非反向輸入端，以及響應于參 考電壓Vrefl的反向輸入端。比較器114的輸出信號134耦合至AND 門118的輸入端。比較器114感測輸出電壓Vout什么時候達到期望 的電平。這樣，選擇參考電壓Vrefl，以使其經由變壓器的匝數比和 電阻器(電阻器92和94)的分壓比對應于完全充電的期望電容器電壓。 在一個示意性實施例中，期望的輸出電壓是300伏，而參考電壓Vrefl 是5伏或Vin。
第二比較器122具有耦合至電流感測電阻器36的反向輸入端和 響應于參考電壓Vref2的非反向輸入端，并且該第二比較器122提供 耦合至AND門118的輸入端的輸出信號136，如圖所示。比較器122 感測電容器電流leap 132什么時候變得非常小，例如大約為其峰值的 10%。為此，參考電壓Vref2相對于大地的電勢通常等于電阻器36 的電阻乘以幾十個毫安，以解決傳播延遲或其他非期望的影響。
AND門118的輸出信號112提供控制信號，該控制信號指示在 下列兩個條件都成立時，輸出電壓Vout已經達到了期望的電平，其 中所述兩個條件是輸出電壓Vout已經達到了由參考電壓Vrefl確定 的期望電壓電平；以及輸出電容器在給定的開關周期中被完全充電， 其中，給定的開關周期由電阻器36感測的電容器電流變得不連續來 確定。尤其是，僅當比較器114和比較器122的輸出都為高時，控制 信號112才為高。控制信號112使鎖存器116置位，該鎖存器116的 輸出端在控制信號112的每個上升沿提供脈沖形式的充電完成信號 Vcd，138，該充電完成信號Vcd,138例如可以用于關閉充電器80。
同時參照圖2A，其示出了與電路80相關的幾個波形，以說明電 壓感測電路110在輸出電壓Vout還沒有達到期望電平時的操作。尤 其是，波形130示出了節點130處的電平轉換后的開關電壓，而波形 132示出了電容器電流Icap。波形134示出了比較器114的輸出信號， 波形136示出了比較器122的輸出《言號，而波形112示出了 AND門
118的輸出端處的控制信號112。
同時還示出了大于電平轉換后的開關電壓130的參考電壓Vrefl， 一旦當開關22關斷時出現的電壓尖峰已經消失，由此指示輸出電壓 Vout還沒有達到期望電平。但是， 一些電壓尖峰的峰值確實超過了參 考電壓Vrefl，這樣，比較器114的輸出信號134發生相應跳變，如 圖所示。當電容器電流132變得非常小時，比較器122的輸出信號 136變為高。但是，由于比較器114的輸出信號134為低，因此控制 信號112保持為低，這是由于輸出電壓Vout還沒有達到期望的電平， 所以這是期望的。
同時參照圖2B，示出了與圖2A相同的波形。但是這里，輸出電 壓已經達到了期望的電平，這由開關電壓130超過了參考電壓Vrefl 來指示。這樣，比較器114的輸出信號134響應于時間A處的電壓 尖峰而跳變，然后一旦電壓尖峰己經消失，則保持為高。在后來的時 間，這里是時間B,電容器電流leap 132降低到很小的值，使得比較 器122的輸出信號136變為高。由于比較器114的輸出信號134在時 間B也是高，因此AND門118的輸出信號112變為高，如圖所示。
利用該裝置，防止了一般在開關22關斷時出現在開關電壓Vsw 上的電壓尖峰對控制信號112和充電完成信號Vcd，138的影響。這是 因為僅當電容器電流變得非常小時，控制信號U2才可以變為高，指 示輸出電壓己經達到了期望的電平，到這時，引起電壓尖峰的振鈴己 經消失了。這樣，即使當輸出電壓還沒有達到期望的電平時，開關電 壓130上的電壓尖峰也會使得比較器114的輸出信號134變為高，但 是由于電容器電流132還沒有達到期望的很小值，因此控制信號112 將不會變高。
應該意識到，盡管電路110響應于電阻器36兩端的電壓，但是 也可以使用用于感測輸出電容器電流或者次級繞組電流的其他方案 來向比較器122提供輸入，以便于確定電容器的電流什么時候減小至 期望的很小值。
參照圖3，示出了可選的電容器充電電路的實施例140，其中， 相同的附圖標記代表相同的元件。這樣，電路140包括輸入電壓源
14、變壓器18、開關22、開關控制電路28(再次，為了便于說明而簡 化)、二極管24、以及輸出電容器26。電路140與圖2的充電器80 的不同之處在于電路140包括另一可選的輸出電壓感測電路144。 分別與圖1和2的輸出電壓感測電路40和110 —樣，電路144以下 列方式從變壓器18的初級側感測輸出電壓，該方式確保不會發生響 應于開關22關斷時出現在開關電壓Vsw上的電壓尖峰而引起的錯誤 感測。
輸出電壓感測電路144包括求和元件162和以包括電阻器164和 168的電阻分壓器的形式實現的電平轉換器。求和元件162具有耦合 至電路節點38的非反向輸入端，耦合至輸入電壓源Vin的反相輸入 端，以及耦合至電阻器164的輸出端。電阻器164和168的接合點處 (即，在節點142)的電壓與開關22關斷時的輸出電壓Vout成比例。
輸出電壓感測電路144還包括第一比較器148，其具有耦合至電 阻器164和168之間的接合點處的節點142的非反向輸入端以及適用 于接收參考電壓Vrefl的反向輸入端，并且第一比較器148提供輸出 信號150。選擇參考電壓Vrefl，以使其經由變壓器的匝數比對應于 輸出電壓Vout的期望完全充電電平。在一個示意性實施例中，期望 的輸出電壓是300V，參考電壓Vrefl等于5伏或Vin。比較器的輸出 信號150耦合至延遲元件152，該延遲元件152將比較器的輸出信號 延遲，以向AND門156提供延遲信號158。
第二比較器160具有耦合至電阻器164和168之間的接合點處的 節點142的反向輸入端、適用于接收第二參考電壓Vref2的非反向輸 入端，并且第二比較器160向AND門156的第二輸入端提供輸出信 號162，如圖所示。AND門156的輸出信號164提供控制信號164， 該控制信號164指示當下述條件都成立時，輸出電壓Vout已經達到 了期望的電平，該下述條件為(a)自輸出電壓Vout已經達到由參考 電壓Vrefl確定的期望電平以來，已經出現了延遲；以及(b)電容器 26在由延遲元件152和參考電壓Vref2的組合所確定的給定開關周期 內完全充電，這在考慮圖3A和3B后變得顯而易見。控制信號164 使鎖存器154置位，該鎖存器154的輸出端僅響應于控制信號164的
一個邊沿(例如上升沿)提供脈沖形式的"充電完成"信號Vcd,166， 以指示完全充電的電容器狀況。在一個示意性實施例中，當充電完成 信號Vcd,166變為高從而指示電容器26完全充電時，充電器140關 閉。
參照圖3A，其示出了與電路140有關的某些波形，以說明電壓 感測電路144在輸出電壓Vout沒有達到期望電平時的操作。波形142 示出了節點142處的與參考電壓Vrefl和Vref2相關的電平轉換后的 開關電壓Vsw。波形150示出了比較器148的輸出信號，波形158 示出了延遲元件152的輸出信號，波形162示出了比較器160的輸出 信號以及波形164示出了 AND門156的輸出端處的控制信號。
在操作中，當節點142處的電平轉換后的開關電壓達到參考電壓 Vrefl的電平時，比較器的輸出信號150變為高。這里，即使輸出電 壓Vout沒有達到期望的電平，當開關關斷時在節點142處出現的電 壓尖峰也會使得比較器148的輸出信號150跳變幾次，如圖所示。
一旦節點142處的電平轉換后的幵關電壓下降到低于第二參考 電壓Vref2，比較器160的輸出信號162變為高，如圖所示。只有當 延遲信號158和比較器的輸出信號162都為高時，AND門156的輸 出信號164才會變為高。這里，由于延遲信號158和比較器輸出信號 162不同時為高，因為控制信號164保持為低，由此精確指示輸出電 壓Vout還沒有達到期望的電壓電平。
同樣參照圖3B，其示出了與圖3A相同的波形。但是這里，輸出 電壓Vout已經達到了期望的電平。這樣，作為開關電壓上的電壓尖 峰穿過參考電壓Vrefl的結果，比較器148的輸出信號150跳變幾次， 然后一旦電壓尖峰消失，該輸出信號150保持為高。這里，但是，當 幵關電壓下降并經過參考電壓Vref2時，使得比較器160的輸出信號 162變為高，AND門156的輸出信號164也變為高，如圖所示，由 此精確指示輸出電壓Vout已經達到了期望的電平。
選擇延遲元件152設置的延遲，以使其至少對應于節點142處的 電平轉換后的開關電壓從其上升后的穩定狀態下降至參考電壓Vref2 所花的時間。但是，該延遲應當足夠短，以防止節點M2處的電壓尖
峰造成錯誤地指示電容器被完全充滿。在一個示意性實施例中，延遲
元件152提供60和150納秒數量級之間的延遲，例如100納秒。傳 統的電路仿真技術可以用于限定最優的延遲。
參照圖4，其示出了另一個可選的電容器充電電路170，其中相 同的附圖標記代表相同的元件。電路170包括輸入電壓源14、變壓 器18、開關22、 二極管24、以及耦合至負載30的電容器26，如圖 所示。電路170包括耦合至開關節點38的輸出電壓感測電路176， 其可以分別采用圖l， 2和3中的電路40， 110以及144中的任一種 形式。
充電器170還包括電阻器178和開關控制電路174，該電阻器178 與電容器26串聯耦合以便于感測電容器電流Icap。開關控制電路174 為上面結合圖1所述的電路28提供了備選的開關控制方案。這里， 響應于感測的初級繞組電流，控制每個開關周期的導通時間部分，以 及響應于感測的輸出電容器的電流leap控制關斷時間部分。如圖所 示，利用輸出電容器26和地之間耦合的電阻器178來感測輸出電容 器的電流。
本領域普通技術人員應該意識到，感測輸出電容器的電流leap 除了可以用于開關控制電路174的原因之外，還可以出于別的原因對 其進行感測。 一個原因是供輸出電壓感測電路使用，例如如上所述并 結合圖2所示。感測電容器電流的另一個原因是供圖6的電路使用， 以加速電容器的充電，這將在下文描述。
開關控制電路174包括第一比較器182，該第一比較器182具有 適用于接收參考電壓Vrefl的反向輸入端和耦合至電阻器190的非反 向輸入端。電阻器190兩端的電壓與初級繞組電流Ipri成比例。這樣， 當初級繞組電流Ipri比由參考電壓Vrefl設定的第一預定電流值大 時，比較器182的輸出信號處于高邏輯電平，而當初級繞組電流Ipri 小于第一預定電平時，比較器182的輸出信號處于低邏輯電平。
如圖所示，開關控制電路174進一步包括第二比較器184，該第 二比較器184具有適用于接收參考電壓Vref2的非反向輸入端和耦合 至電阻器178的反向輸入端。這樣，當輸出電容器的電流leap比由
參考電壓Vref2設定的第二預定電流值大時，比較器184的輸出信號 處于低邏輯電平，而當輸出電容器的電流leap小于第二預定值時， 比較器184的輸出信號處于高邏輯電平。
比較器182的輸出信號耦合至觸發器或鎖存器188的復位輸入 端，并且比較器184的輸出信號耦合至鎖存器188的置位輸入端，如 圖所示。鎖存器188的輸出信號將控制信號提供給開關22的柵極。
在操作中，當初級繞組電流Ipri達到由參考電壓Vrefl確定的第 一預定值時，鎖存器188被復位，并且開關22關斷。 一旦輸出電容 器的電流leap下降到低于由參考電壓Vref2確定的第二預定值時，鎖 存器188被置位，并且開關22導通。通過正確地選擇參考電壓Vref2， 可以使得電路170在連續和不連續工作之間的邊界狀態下工作。
上述開關控制電路174為電容性負載30充電提供了有效的方案， 尤其用于示意的閃光燈充電器的應用中，其中該負載需要很寬的電壓 范圍。并且，該方案利用比以前使用更加簡化的電路實現了有效的性 能。這是因為使用了耦合至輸出電容器26的電阻器178來感測電容 器電流。在上面提到的美國專利No.6518733中，由于流經感測電阻
器的次級電流的方向，將負電壓與參考電壓進行比較。
同樣參照圖5，其示出了可選的充電電路實施例200，其中相同
的附圖標記表示相同的部件。這樣，電路200包括輸入電壓源14、
變壓器18、開關22、 二極管24、以及輸出電容器26，耦合關系如圖
所示。同時還示出了輸出電壓感測電路176。
充電電路200還包括耦合在輸出電容器26和地之間的電阻器
178，電阻器178兩端提供的電壓指示流經輸出電容器的電流Icap。
這里，與圖4的實施例一樣，對輸出電容器的電流進行感測以供開關
控制電路使用。
充電電路200與圖4的電路170的區別之處在于開關控制電路 202。開關控制電路202實1L了與開關控制電路174相同類型的自適 應速率控制，但是不需要電阻器190(圖4)。這樣，這次又是響應于 感測的初級繞組電流Ipri，控制每個開關周期中的導通時間部分，以 及響應于感測的輸出電容器的電流Icap，控制關斷時間部分。當開關
22導通時，電阻器178兩端的電壓指示初級繞組電流Ipri。這是因為 當開關22導通時，次級電流不流動，因此，流經電阻器178的電流 僅是初級電流Ipri。反之，當開關22關斷時，電阻器178兩端的電 壓指示輸出電容器的電流Icap。
如圖所示，開關控制電路202包括第一比較器204，其具有適用 于接收參考電壓Vrefl的反向輸入端以及耦合至電阻器178的非反向 輸入端。這樣，當初級繞組電流Ipri比由參考電壓Vrefl設定的第一 預定值大時，比較器204的輸出信號處于高邏輯電平，而當初級繞組 電流比第一預定值小時，比較器204的輸出信號處于低邏輯電平。
開關控制電路202進一步包括第二比較器208，其具有適用于接 收參考電壓Vref2的非反向輸入端以及耦合至電阻器178的反向輸入 端。這樣，當輸出電容器的電流Icap比由參考電壓Vref2設定的第二 預定值大時，比較器208的輸出信號處于低邏輯電平，而當輸出電容 器的電流比第二預定值小時，比較器208的輸出信號處于高邏輯電 平。
比較器204的輸出信號耦合至觸發器或鎖存器212的復位輸入 端，并且比較器208的輸出信號耦合至置位輸入端。鎖存器212的輸 出信號耦合至開關22的柵極，如圖所示。
在操作中，當初級繞組電流達到由參考電壓Vrefl確定的第一預 定值時，鎖存器212被復位，并且開關22關斷。 一旦輸出電容器的 電流leap下降至低于由參考電壓Vref2確定的第二預定值時，鎖存器 212被置位，并且開關22導通。
參照圖6，其示出了另一個可選的電容器充電電路220，其中相 同的附圖標記表示相同的元件。這樣，充電器220包括輸入電壓源 14、變壓器18、開關22、開關控制電路28(這里為了便于說明而簡化)、 二極管24、以及耦合至負載30的電容器26，如圖所示。應該意識到， 可以利用電路174和202中的一個來提供開關控制電路28，如分別 結合圖4和5所述。
電路220進一步包括輔助開關224，這里設置為MOSFET器件， 并且還提供了相關的電路以減少二極管24的反向恢復時間以及加速
次級繞組的寄生電容的放電。圖6還示出了回掃變壓器18的模型， 其包括變壓器18的寄生元件，以便于說明輔助開關224的優勢。具 體地，示出了變壓器磁化電感18c、有效寄生電容18d以及漏電感18e。
期望減小二極管反向恢復時間的理由如下在反向恢復時間的過 程中，流經寄生電容和二極管的電流被感應到初級側(g卩，由于開關 22關斷，該電流主要流經磁化電感18c)，這使得負電流流經磁化電 感18c(在圖6的18c和18a組成的環中順時針流動的電流)，這樣， 當開關22導通時，負的初始開關電流流經磁化電感。負的初級電流 擺動的幅值隨著輸出電壓而增加。負的開關電流限制了最小開關周 期，并由此減慢了電容器26的充電。通過減少二極管的反向恢復時 間，減小了負的初始電流，并且開關周期變得更短，這樣，電容器 26與其他可能情況相比充電更快。例如，輔助開關224的使用可以 將電容器的充電時間減少6%-8%的數量級。
輔助開關224與主幵關22并聯耦合，使得開關224的漏極耦合 至開關22的漏極，開關224的源極耦合至開關22的源極并且耦合至 地。當開關224導通時，開關節點38通過開關224耦合至地。當開 關224關斷時，開關224與開關節點38解耦合。開關224的柵極耦 合至比較器228的輸出端。選擇開關224以使得它與主開關22相比 具有更高的Rdson和更低的電容，以便具有比開關22更快的響應。
如圖所示，比較器228具有耦合至輸出電容器的電流感測電阻器 178的反向輸入端以及耦合至地的非反向輸入端。當輸出電容器的電 流leap下降到低于零安培時，比較器228的輸出變為高，由此導通 輔助開關224。這是二極管恢復間隔的開始。
當開關224導通時，電流Ipri通過開關224流到地，其中電流Ipri 是由二極管的恢復時間而從流經變壓器的次級繞組18b的電流所感 應出來的。這導致節點38處的開關電壓Vsw更快的驟降，并且使得 下一個開關周期的開始出現時具有更短的延遲，由此減小電容器26 的整個充電時間。
參照圖6A，提供了多個波形，用以通過示出與圖6的電路220 類似但去掉輔助開關224的電路的操作來說明輔助開關224的優點。也就是，圖6A中的波形38、 232、 234和238說明了電路220在沒 有采用輔助開關224的情況下的操作。具體地，波形38示出了節點 38處的開關電壓Vsw，波形232示出了輸出電壓Vout，波形234示 出了流經變壓器的漏電感18e的初級電流Ipri，以及波形238示出了 次級電流Isec。
顯而易見的是，當次級電流Isec,238在時間A處達到零安培并且 開關22導通時，二極管24需要114納秒數量級的時間恢復，并由此 使得節點38處的開關電壓在時間B下降至輸入電壓電平，以便于正 的初級電流開始流動。每個周期中的該114納秒的反向恢復間隔，加 上初級電流Ipri從負的峰值電流急速變至零的時間，限制了最小開關 周期，或者限制了最大開關頻率，并由此減慢了輸出電容器26的充 電。當電路220中省略開關224時，需要花費76us數量級的時間來 完全充滿電容器26。
同樣參照圖6B，波形38、 232、 234以及238說明了具有起上述 功能的輔助開關224的電路220的操作。具體來講，波形38示出了 節點38處的開關電壓，波形232示出了輸出電壓，波形234示出了 流經變壓器的漏電感18e的初級電流Ipri，以及波形238示出了次級 電流Isec。在采用輔助開關224按照上述操作的情況下，當次級電流 238在時間A達到零安培時，輔助開關224以足夠的速度導通。更高 幅值的恢復電流流經次級繞組，其反過來會減少恢復時間，這導致開 關節點電壓驟降得更快，并且使得負的初級電流擺動更低。特別地， 二極管24僅需要58納秒數量級的時間來恢復，并且由此使得節點 38處的電壓在時間B下降到輸入電壓電平，以便于初級電流開始從 更小的負的電流流動。這樣，輔助開關224減小了每個開關周期，由 此與沒有輔助開關的電路相比，減少了對電容器26充電所需要的時 間。利用這種布置，電容器26充電更快，例如在一個示意性實施例 中，會快6%-8%的數量級。在電路220中使用輔助開關224的情況 下，僅需花費70us數量級的時間來完全充滿電容器26。
在己經描述本發明的優選實施例后，現在可以利用包括優選實施 例思想的其他實施例對于本領域普通技術人員來說是顯而易見的。
例如，本領域普通技術人員應該意識到，這里描述的不同創造性 特征可以在電容器充電電路中組合使用，或者作為備選，可以選擇地
使用以及單獨使用。例如，圖1、 2和3的輸出電壓感測電路40、 110 以及144可以在其他傳統電容器充電電路中單獨使用，或者作為備 選，可以用于同樣包括此處論述的其他創造性思想的充電電路中，其 他創造性思想例如是結合圖4-6所論述的那些創造性思想。
同樣應該意識到，盡管為了解釋創造性思想描述了特定的電路元 件以及偶邏輯信號電平，但是本發明的實施例不限于公開的實施例， 而是應當僅由所附權利要求的精神和保護范圍來限制。
權利要求
1、一種用于測量具有變壓器的電容器充電電路的輸出電壓的裝置，其中該變壓器具有耦合至開關的初級繞組以及次級繞組，所述裝置包括耦合至所述開關的濾波器，用于對所述開關的電壓進行濾波，以提供濾波后的信號；以及比較器，其具有響應于所述濾波后的信號的第一輸入端、耦合至參考電壓的第二輸入端、以及輸出端，在所述輸出端上提供控制信號，該控制信號用于指示所述電容器充電電路的輸出電壓是否已經達到了期望的電平。
2、 如權利要求1所述的裝置，其中所述濾波器包括電阻器和電 容器。
3、 如權利要求1所述的裝置，進一步包括耦合至所述濾波器的 采樣和保持電路，以提供電平基本等于所述濾波后的信號的峰值電壓 的DC電壓，其中所述DC電壓耦合至所述比較器的第一輸入端。
4、 如權利要求3所述的裝置，其中所述采樣和保持電路包括二 極管和電容器。
5、 如權利要求1所述的裝置，進一步包括耦合在所述開關和所 述濾波器之間的電平轉換器，用于轉換所述開關電壓的電平。
6、 如權利要求5所述的裝置，其中所述電平轉換器包括電阻分 壓器。
7、 一種用于測量具有變壓器的電容器充電電路的輸出電壓的裝 置，其中，該變壓器具有耦合至開關的初級繞組以及耦合至所述電容器的次級繞組，所述裝置包括比較器，其具有耦合至所述開關的第一輸入端、耦合至參考電壓的第二輸入端、以及輸出端，在所述輸出端上提供輸出信號，該輸出信號用于指示所述開關處的電壓是否超過了所述參考電壓；電流感測電路，其用于感測所述次級繞組的電流值；以及 邏輯門，其具有耦合至所述比較器的所述輸出端的第一輸入端、耦合至所述電流感測電路的第二輸入端、以及輸出端，在該輸出端上提供控制信號，該控制信號用于指示僅當(a)所述開關電壓超過所述參考電壓以及(b)所述次級繞組的電流值近似達到零安培時，輸出電壓 才達到期望的電平。
8、 如權利要求7所述的裝置，其中所述邏輯門是AND門。
9、 如權利要求7所述的裝置，其中所述電流感測電路包括與所 述輸出電容器串聯的電阻器。
10、 如權利要求9所述的裝置，其中所述電流感測電路進一步包 括第二比較器，該第二比較器具有耦合至所述電阻器的第一輸入端、 耦合至第二參考電壓的第二輸入端、以及耦合至所述邏輯門的所述第 二輸入端的輸出端。
11 、 一種用于測量具有變壓器的電容器充電電路的輸出電壓的裝 置，其中該變壓器具有耦合至開關的初級繞組以及耦合至所述電容器的次級繞組，所述裝置包括第一比較器，其具有耦合至所述開關的第一輸入端、耦合至第一 參考電壓的第二輸入端、以及輸出端，在所述輸出端上提供第一比較 器輸出信號，該第一比較器輸出信號指示所述開關處的電壓是否超過所述第一參考電壓；耦合至所述第一比較器輸出端的延遲元件，用于提供延遲的輸出 信號，該延遲的輸出信號是所述第一比較器輸出信號的延遲形式；第二比較器，其具有耦合至所述開關的第一輸入端、耦合至第二 參考電壓的第二輸入端、以及輸出端，在所述輸出端上提供輸出信號， 該輸出信號指示所述幵關電壓是否超過所述第二參考電壓；以及邏輯門，其具有耦合至所述延遲元件的輸出端的第一輸入端、耦 合至所述第二比較器的所述輸出端的第二輸入端、以及輸出端，在該 輸出端上提供控制信號，該控制信號指示僅當(a)自所述開關電壓超過 所述第一參考電壓以后，已經出現了延遲，以及(b)所述第二參考電 壓超過所述開關電壓時，所述輸出電壓才達到期望的電平。
12、 如權利要求11所述的裝置，其中所述第一參考電壓近似等 于所述電容器充電電路的輸入電壓，并且所述第二參考電壓的電平對 應于所述電容器中通過零安培的電流。
13、 如權利要求11所述的裝置，其中選擇所述延遲以使其處于 所述開關的額定導通時間部分的四分之一的數量級。
14、 一種具有變壓器的電容器充電電路，其中該變壓器具有耦合 至主開關的初級繞組以及耦合至所述電容器的次級繞組，所述電容器 充電電路包括與所述主開關并聯耦合的輔助開關，其適用于在流經所述電容器 的電流小于預定值時導通，而在所述電容器電流大于所述預定值時關 斷。
15、 如權利要求14所述的裝置，其中所述預定值近似為零安培。
16、 如權利要求14所述的裝置，進一步包括與所述電容器串聯耦合的電阻器；以及比較器，其具有耦合在所述電阻器兩端的輸入端，以及輸出端， 在該輸出端上提供耦合至所述輔助開關的控制信號，以控制所述輔助 開關。
全文摘要
一種對初級側輸出電壓進行感測以產生控制信號的電容器充電電路，該控制信號指示輸出電壓是否已經達到了期望的電平。所述控制信號不受主開關關斷時出現的電壓尖峰的影響。在一個實施例中，對初級側的電壓進行濾波，以便將其與參考電壓比較以提供控制信號。在另一個實施例中，控制信號響應于初級側的電壓大于參考電壓并且次級電流不連續而發生跳變。在另一實施例中，控制信號僅響應于初級側的電壓變得大于參考電壓并且次級電流變得不連續后出現的預定延遲而發生跳變。根據本發明的另一方案，輔助開關減少了輸出二極管的反向恢復時間，從而加速了電容器的充電時間。
文檔編號H02M3/335GK101171740SQ200680015781
公開日2008年4月30日 申請日期2006年4月4日 優先權日2005年5月9日
發明者S·S·維克漢德, V·R·曼塔尼, 文司華 申請人:阿萊戈微系統公司