絕緣型開關電源裝置的制作方法

專利名稱：絕緣型開關電源裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及絕緣型開關電源裝置，尤其涉及一種不使用光電耦合器而能夠從二次側向一次側傳遞控制量從而進行直接控制，且過渡響應性良好的絕緣型開關電源裝置。
背景技術：
圖10表示現有的絕緣型開關電源裝置的一例(現有例1)的電路圖。現有例1是利用了傳統的輸出電壓的反饋方法的定電壓輸出的單晶諧振復位順向型轉換器(單晶共振リセツトフオワ一ドコンバ一タ)。
在圖10所示的絕緣型開關電源裝置100中，電力傳輸變壓器3具備一次線圈3A和二次線圈3B。一次線圈3A的一端與+側輸入端子1連接，另一端經由電力開關4與-側輸入端子2連接。電力開關4的柵極與PWM控制IC69連接。
進行電力開關4的導通、截止的控制電路即PWM控制IC69設置于一次側，具備比較器71、與比較器71的反相輸入端子連接的斜坡(ramp)電壓產生電路70。在直流電源72與一側輸入端子2之間連接有由電阻73和光電晶體管74B構成的串聯電路，其連接點與比較器71的非反相輸入端子連接。
二次線圈3B一端與+側輸出端子10連接，另一端依次經由整流側同步整流器5和扼流線圈(choke coil)8而與-側輸出端子11連接。在+側輸出端子10與一側輸出端子11之間連接有平滑用電容器9。在整流側同步整流器5和扼流線圈8的連接點與二次線圈3B的一端之間連接有換流側同步整流器6。整流側同步整流器5和換流側同步整流器6的柵極與同步整流器驅動電路7連接。
在+側輸出端子10與一側輸出端子11之間連接有由發光二極管74A和并聯穩壓器(shunt regulatorシヤントレギュレ一タ)75構成的串聯電路、由電阻160和電阻162構成的串聯電路。電阻160和電阻162的連接點與并聯穩壓器75的柵極連接。由該二次側的發光二極管74A與一次側的光電晶體管74B構成光電耦合器74。
在絕緣型開關電源裝置100中，經由電力傳輸變壓器3連接的電力開關4，將施加到+側輸入端子1與-側輸入端子2之間的直流輸入電壓，進行開關轉換而轉換為交流。電力傳輸變壓器3從一次線圈3A向二次線圈3B輸送電力，由整流側同步整流器5和換流側同步整流器6進行整流之后，通過由扼流線圈8、平滑用電容器9構成的輸出濾波器進行平滑，由此將交流再次轉換為直流，從+側輸出端子10、-側輸出端子11輸出直流電壓。
在輸出電壓的反饋中，將通過電阻160、162分壓后的電壓與并聯穩壓器75的基準電壓進行比較，以直流信號的形式產生誤差信號，將該誤差信號在直流信號的狀態下由光電耦合器74從二次側傳輸到一次側。在一次側，將誤差信號輸入到PWM控制IC69，由其內部形成的比較器71將誤差信號與斜坡電壓產生電路70所產生的斜坡電壓波形進行比較，產生PWM調制后的方形波即電力開關驅動信號。通過根據電力驅動信號的導通截止定時來驅動電力開關4，從而作為控制量的輸出電壓被穩定在一定的電壓值。
圖11是表示現有的開關電源裝置的另一例(現有例2)的電路圖。現有例2是專利文獻1的圖8所示的裝置。現有例2的控制方法被稱作滯后(hysteresis)控制、波紋(ripple)控制、或繼電控制(bang-bang control)，一般作為針對輸入電壓、輸出電流的急劇變動而響應性優異的方法被大家所知。傳統的滯后控制將輸出電壓波紋用作斜坡電壓來確定電力開關的占空比，因此平滑電容器的ESR(等效串聯電阻)、ESL(等效串聯電感)等特性容易依賴于輸出側的狀態，現有例2通過將比較器輸出的積分波形疊加到所述波紋電壓上而形成斜坡電壓，從而降低了輸出的影響。
傳統的滯后控制主要在非絕緣型開關電源中使用，但在專利文獻1的圖8的電路中提出了如下方案通過經由驅動變壓器、電容器等絕緣元件從二次側驅動一次側電力開關，從而在絕緣型開關電源中應用滯后控制。現有例2是在順向型轉換器中應用了滯后控制的例子。
圖12是表示現有的開關電源裝置的另一例(現有例3)的電路圖。而且，在圖13中表示其靜態調節特性。正的半面表示電流從輸入側流動到輸出側的區域，負的半面表示電流從輸出側流動到輸入側的逆流電流區域。現有例3是專利文獻2所公開的例子，圖12、圖13分別表示在專利文獻2的圖8、圖5中。
現有例3是通過利用了同步整流器的間接控制方式的絕緣型開關電源來抑制從輸出側逆流到輸入側的電流的電流量的電路。當逆流電流在電力開關的寄生二極管中逆流的期間，即使在斷開電力開關驅動信號之后，也存在漏極電壓被維持在大致0V的期間，因此若檢測到柵極電壓、漏極電壓均為L電平的狀態，則判斷為逆流狀態，進行使逆流電流不增加的保護動作，從而使輸出電壓不進一步增加，其結果，可獲得如圖13所示的靜態調節特性。現有例3的逆流電流抑制電路對如下情況下產生的逆流電流具有抑制電流量的效果即并聯運轉的絕緣型開關電源彼此的電流平衡被破壞而逆流電流從一方的輸出流入到另一方的輸出時的逆流電流；以及因輸入急劇變化、負載急劇變化而在輸出電壓過渡性增加后由平滑電容器的蓄積電荷所產生的逆流電流。
專利文獻1特開2004-208440號公報專利文獻2特開2003-88114號公報在現有例1中，由于從二次電路向一次電路傳輸誤差信號的光電耦合器一般其最大絕對額定溫度為100℃左右，因此在使用溫度范圍寬的開關電源中，若考慮減額(derating)則無法采用。CTR(電流傳遞率)的時效劣化也將成為可靠性上的問題。
而且，現有例1中使用的傳統的PWM控制，存在輸出濾波器的截止頻率、誤差放大器的截止頻率、光電耦合器的傳輸延遲等的問題，過渡響應性差。因此，存在相對于輸入電壓、輸出電流的急劇變動而輸出電壓變動較大的問題。
現有例2中，在波紋電壓上疊加了比較器輸出的積分波形，但殘留了輸出濾波器的影響，開關頻率會因輸出狀態而變動。例如，若對開關電源的輸出追加低ESR的平滑電容器，則由于波紋電壓減小，因此開關頻率下降。而且，因輸出電壓的過渡性變動而開關頻率也變動。即，開關頻率會根據使用狀態而變化，由此產生絕緣型開關電源的設計困難的問題。
例如，若開關頻率因絕緣型開關電源的使用狀態而變動，則對絕緣型開關電源的設計產生制約，可使用的主電路方式也被限定。例如，若為諧振復位順向型轉換器，則因頻率下降而在主開關產生浪涌電壓，因此難以采用。而且，輸入輸出濾波器需要配合最低頻率來進行設計，因此若開關頻率的變動范圍大則會導致輸入輸出濾波器的大型化。
而且，現有例2中成為在二次側具備控制電路，并經由絕緣元件從二次側驅動一次側的電力開關的結構，但由于二次側控制電路的起動電力無法由電力傳輸變壓器供給，因此需要設置其它線路的二次起動電力供給電路。由于二次起動電力供給電路實質上為具有開關元件、變壓器等的小容量絕緣型開關電源，因此成為形狀大且高價的部件。此外，由于形成對控制電力開關的信號進行傳輸的絕緣元件的驅動變壓器等以開關頻率動作，因此存在需要以比較低的頻率動作且形狀大的部件的問題。
此外，由于滯后控制不具有對誤差信號進行放大的電路部分，因此與傳統的PWM控制相比，靜態調節特性變差，存在若輸出電壓精度的規格要求嚴格，則無法應對的問題。
在現有例3中，為了抑制逆流電流，需要與控制電路獨立地設置逆流電流抑制電路，與該部分相應程度的部件數量增加，電路結構復雜化，因此從成本和小型化的觀點來看存在問題。

發明內容
本發明的目的在于解決上述問題。
為了實現上述目的，本發明的絕緣型開關電源裝置具備至少具有一次線圈和二次線圈的電力傳輸變壓器、對所述一次線圈中流動的電流進行開關轉換的至少一個電力開關、和與所述二次線圈連接的整流電路以及平滑電路，該絕緣型開關電源裝置通過控制所述電力開關的接通、斷開來按照輸出的控制量與目標值一致的方式進行控制，該絕緣型開關電源裝置具備定時信號輸出機構，其設置于二次側，并且根據所述控制量的變化輸出使所述電力開關進行接通或斷開的任一方開關轉換動作的定時信號；定時信號傳輸機構，其將所述定時信號從二次側向一次側絕緣地進行傳輸；和電力開關控制機構，其設置于一次側，并且根據所述定時信號使所述電力開關進行開關轉換動作。
而且，本發明的絕緣型開關電源裝置的特征在于，在一次側具備振蕩電路，其輸出以一定周期、一定占空比對所述電力開關進行開關轉換的信號，在進行基于所述定時信號的開關轉換動作時，接下來從所述振蕩電路輸出的、使得進行與所述定時信號相同方向的開關轉換動作的信號被屏蔽。此外，本發明的絕緣型開關電源裝置的特征還在于，具備多驅動防止電路，其在進行基于所述定時信號的開關轉換動作時，對直至基于下一個從所述振蕩電路輸出的信號的反向的開關轉換動作為止的期間的所述電力開關的開關轉換進行禁止。此時可以是通過所述振蕩電路的輸出信號使所述電力開關以一定周期接通，并通過所述定時信號使所述電力開關斷開，也可以是由所述振蕩電路的輸出信號使所述電力開關以一定周期斷開，由所述定時信號使所述電力開關接通。
并且，本發明的絕緣型開關電源裝置的特征在于，所述電力開關構成為自動進行與基于所述定時信號的開關轉換動作相反的開關轉換動作。此時，其特征在于，由所述定時信號使所述電力開關斷開，并間隔與接通期間相對應的長度的斷開期間地，使所述電力開關自動接通。
還有，本發明的絕緣型開關電源裝置的特征在于，所述定時信號傳輸機構是設置在一次側與二次側之間的信號傳輸變壓器。此外，其特征在于，所述信號傳輸變壓器形成為，與所述電力傳輸變壓器或與作為所述平滑電路的構成部件的扼流線圈共用同一磁心的復合磁性部件。
再有，本發明的絕緣型開關電源裝置的特征在于，所述定時信號傳輸機構是設置在一次側與二次側之間的信號傳輸電容器。此外，其特征在于，具備搭載所述電力傳輸變壓器的多層電路基板，將該多層電路基板內隔著絕緣層形成的圖案之間的電容作為所述信號傳輸電容器而利用。
而且，本發明的絕緣型開關電源裝置的特征在于，所述電力傳輸變壓器具有基于所述定時信號使所述電力傳輸變壓器的復位電壓變化的三次線圈、和檢測所述電力傳輸變壓器的復位電壓的變化的四次線圈，所述電力傳輸變壓器兼作所述定時信號傳輸機構。此時，其特征在于，在二次側具備由所述三次線圈、電容器和開關元件構成的有源鉗位電路，由所述定時信號使所述開關元件斷開。
并且，本發明的絕緣型開關電源裝置的特征在于，所述定時信號輸出機構(在可以輸出所述定時信號的期間開始之后)，由比較器對所述控制量與其目標值進行直接或間接地比較，切換該比較器的兩個輸入的大小關系，將切換輸出的定時作為定時信號而進行輸出。而且，其特征在于，所述定時信號輸出機構(當可以輸出所述定時信號的期間開始時)，在滿足了應該輸出所述定時信號的條件的情況下，立即輸出所述定時信號。此外，其特征在于，具備斜坡電壓疊加機構，其對所述控制量和所述目標值的任一方，直接或間接地疊加與所述電力開關的開關轉換同步的斜坡電壓。還有，其特征在于，在二次側具備輸出扼流線圈，利用所述輸出扼流線圈的積分波形產生所述斜坡電壓。并且，其特征在于，具備靜態偏差降低電路，其針對干擾由所述定時信號輸出機構緩慢響應從而降低所述控制量與所述目標值的靜態偏差。
(發明效果)由于本發明可不使用光電耦合器而構成絕緣型的自動控制電路，因此可避免因光電耦合器引起的問題，不僅可避免CTR的時效變化，還可較寬地設定絕緣型開關電源裝置的動作周圍溫度。而且，由于針對干擾以逐個脈沖動作響應，因此可實現優異的過渡響應性。
并且，由于在一次側具備控制電力開關的控制電路，因此不需要與電力傳輸變壓器不同的系統的二次啟動電力供給電路。還有，由于從二次側向一次側僅傳送定時信號，因此能以比開關頻率高的頻率驅動信號傳輸機構，從而可實現電路的簡化、部件的小型化，從絕緣型開關電源裝置的小型化、低成本化的觀點來看是有利的。并且，在應用于固定開關頻率的開關電源裝置中時，由于不會發生因輸出狀態造成的開關頻率的變動，因此設計容易。再有，由于根據需要追加靜態偏差降低電路，因此能比滯后控制的開關電源裝置進一步降低靜態偏差，例如在恒定電壓輸出的開關電源裝置中可實現優異的輸出電壓精度。
此外，在本發明中，即使不設置同步整流器的逆流抑制電路，也可實現能抑制逆流電流的特性，因此有利于減少部件數量和簡化電路結構。


圖1是本發明的絕緣型開關電源裝置的一實施例的電路圖；圖2是表示圖1的絕緣型開關電源裝置的各部分的動作波形的波形圖；圖3是本發明的絕緣型開關電源裝置的另一實施例的電路圖；圖4是本發明的絕緣型開關電源裝置的又一實施例的電路圖；圖5是表示圖4的絕緣型開關電源裝置的各部分的動作波形的波形圖；圖6是本發明的絕緣型開關電源裝置的另一實施例的電路圖；圖7是表示圖6的絕緣型開關電源裝置的各部分的動作波形的波形圖；圖8是本發明的絕緣型開關電源裝置的又一實施例的電路圖；圖9是表示圖8的絕緣型開關電源裝置的各部分的動作波形的波形圖；圖10是表示現有的絕緣型開關電源裝置的一例的電路圖；圖11是表示現有的絕緣型開關電源裝置的另一例的電路圖；圖12是表示現有的絕緣型開關電源裝置的又一例的電路圖；圖13是表示圖12的絕緣型開關電源裝置的靜態調節特性的特性圖。
圖中1-+側輸入端子；2--側輸入端子；3-電力傳輸變壓器；3A-一次線圈；3B-二次線圈；3C-三次線圈；3D-四次線圈；4-電力開關；5-整流側同步整流器；6-換流側同步整流器；7-同步整流器驅動電路；8-扼流線圈；8’-扼流變壓器；8A-一次線圈；8B-二次線圈；9-平滑用電容器；10-+側輸出端子；11--側輸出端子；12、200、210-振蕩電路；19-電力開關截止電路；20、30-AND門電路；21、51-開關元件；22-多驅動防止電路；25-絕緣信號傳輸電路(定時信號傳輸機構)；26-信號傳輸變壓器；27、33、34、50-電容器；29、211-導通期間控制電路(定時信號輸出機構)；31、202-比較器；32、35、36、38、45、47、76、55-電阻；37-基準電壓源；39-普通模式噪聲除去用電容器；40-電力開關導通電路(電力開關控制機構)；41、56-NOR門電路；42-信號傳輸電容器(定時信號傳輸機構)；43、201-截止期間控制電路(定時信號輸出機構)44、57-反相器；46-檢測電平調整電壓源；49-有源鉗位電路；77-二極管；54-零電壓狀態檢測電路；63-靜態偏差降低電路；110、120、130、140、150-絕緣型開關電源裝置。
具體實施例方式
(實施例1)圖1是表示本發明的絕緣型開關電源裝置的一實施例(實施例1)的電路圖。圖1所示的絕緣型開關電源裝置110是單晶諧振復位順向型轉換器(單晶共振リセツトフオワ一ドコンバ一タ)。在圖1中，對與圖10相同或同等的部分標注相同的標記。
在圖1所示的絕緣型開關電源裝置110中，電力傳輸變壓器3具備一次線圈3A和二次線圈3B。一次線圈3A的一端與+側輸入端子1連接，另一端通過由N溝道MOSFET構成的電力開關4與-側輸入端子2連接。
在一次側設置有振蕩電路12，其輸出與AND門電路20的一方的輸入連接，AND門電路20的輸出與電力開關4的柵極連接。在AND門電路20的另一方輸入端與-側輸入端子2之間，連接有由N溝道MOSFET構成的開關元件2 1。在由AND門電路20和開關元件21構成作為電力開關控制機構的電力開關截止電路19。此外，在開關元件21的柵極與源極之間連接有信號傳輸變壓器26的一次線圈26A。
振蕩電路12是由反相器13、14、電阻15、17、二極管16、電容器18形成的多諧振蕩器。振蕩電路12的輸出為大致恒定頻率的信號，但通過電阻15和二極管16的作用而成為H電平期間比L電平期間長。由該信號經由AND門電路20來驅動電力開關4。在振蕩電路12的輸出的L電平期間，AND門電路20的輸出也變為低電平而無論另一個輸入的狀態如何，從而該期間成為電力開關4必定截止的屏蔽期間。由于電力開關4的截止期間不比振蕩電路12的輸出為L電平的期間短，因此振蕩電路12的輸出成為決定電力開關4的最大占空比(on-duty)的信號(占空比max信號)。
振蕩電路12的最終輸出級的反相器14的輸入側的信號，成為與振蕩電路12的輸出反相的信號，在該點和開關元件21的漏極之間串聯連接有二極管23和電阻24。由該二極管23和電阻24構成了多驅動防止電路22。對多驅動防止電路22的功能在后面描述。
電力傳輸變壓器3的二次線圈3B的一端與+側輸出端子10連接，另一端依次經由整流側同步整流器5和扼流變壓器8’的一次線圈8A而與-側輸出端子11連接。在+側輸出端子10與-側輸出端子11之間連接有平滑用電容器9。在整流側同步整流器5和扼流變壓器8’的一次線圈8A的連接點與二次線圈3B的一端之間，連接有換流側同步整流器6。整流側同步整流器5和換流側同步整流器6的柵極與同步整流器驅動電路7連接。
在二次側設置有比較器31，其非反相輸入端子與+側輸出端子10連接。而且具備對-側輸出端子11產生規定的基準電壓的基準電壓源37，由電阻36和電阻35對基準電壓源37的輸出進行分壓的分壓點與比較器31的反相輸入端子連接。此外，與扼流變壓器8’的一次線圈8A并聯連接有由電阻32和電容器33構成的串聯電路，其連接點還經由電容器34與比較器31的反相輸入端子連接。
比較器31的輸出與AND門電路30的一方的輸入相連接。扼流變壓器8’的二次線圈8B其一端與一側輸出端子11連接，另一端與AND門電路30的另一方的輸入相連接。AND門電路30的輸出經由電容器27和信號傳輸變壓器26的二次線圈26B而與-側輸出端子11連接。在二次線圈26B的兩端連接有二極管28。
由該比較器31、基準電壓源37、電阻35、電阻36、扼流變壓器8’、電阻32、電容器33、AND門電路30構成作為定時信號輸出機構的導通期間控制電路29。而且，由電容器27、二極管28、以及信號傳輸變壓器26構成作為定時信號傳輸機構的絕緣信號傳輸電路25。
參照圖2所示的動作波形，對這樣構成的絕緣型開關電源裝置110的動作進行說明。最初，例如根據比圖2的B點靠前兩個周期左右的動作波形，對通常的開關動作進行說明。
首先，在振蕩電路12的輸出為L電平時，其被施加到一方的輸入的AND門電路20的輸出，也變為低電平而無論另一方輸入端的狀態如何，因此電力開關4截止。由于開關元件21的柵極經由信號傳輸變壓器26的一次線圈26A而變為接地電平，因此開關元件21截止。而且，由于振蕩電路12中的反相器14的輸入側為H電平，因此經由二極管23和電阻24而流動電流，對處于截止狀態的開關元件21的漏極/源極之間的寄生電容進行充電，因此開關元件21的漏極，即AND門電路20的另一方輸入變為H電平。
在該狀態下，若振蕩電路12的輸出變為H電平，則AND門電路的輸出也變為H電平，電力開關4導通，電力傳輸變壓器3的一次線圈3A中開始流動電流。同時借助于同步整流器驅動電路7而整流側同步整流器5導通、換流側同步整流器6截止，經由扼流變壓器8’的一次線圈8A和整流側同步整流器5而在二次線圈3B中也開始流過電流。這樣，電力開關4轉為導通的定時依賴于一次側的振蕩電路12的輸出的上升沿的定時。即，電力開關4的轉為導通(turn on)的定時由一次側所控制。
對比較器31的非反相輸入端子直接輸入作為控制量的輸出電壓(+側輸出端子10的電壓)，在反相輸入端子上輸入由電阻35、36將作為目標值的基準電壓源37分壓后的電壓，對控制量與目標值進行間接地比較。由電阻32、電容器33對扼流變壓器8’的一次線圈8A兩端的電壓進行積分，通過將由電容器34除去了直流成分后的斜坡電壓施加到電阻35、36的連接點，從而在基準電壓源37的分壓電壓上疊加斜坡電壓。換而言之，利用分壓電阻對作為目標值的基準電壓源間接地疊加斜坡電壓。此外，在作為控制量的輸出電壓上疊加波紋電壓，作用在使斜坡電壓的傾斜度加強的方向上。
比較器31的輸出施加到AND門電路30的一方輸入端。與AND門電路30的另一方的輸入端相連接的扼流變壓器8’的二次線圈8B的輸出變為H電平的期間，與開關4的導通期間大約一致。即，可將二次線圈8B的輸出用于電力開關導通期間的檢測。因此，僅在電力開關4的導通期間，比較器31的輸出經由AND門電路30被直接輸出。
在電力開關4導通的狀態下，若處于下降趨勢的比較器31的反相輸入端子的電壓低于輸出電壓，則比較器31的輸出變為H電平，AND門電路30的輸出變為H電平。AND門電路30的輸出通過電容器27而被除去直流成分，只有從L電平到H電平的電平變化所對應的信號從信號傳輸變壓器26的二次線圈26B絕緣傳輸至一次線圈26A，作為用于使電力開關4截止的截止信號。該情況下的截止信號以比較器31的輸出從L電平到H電平的變化為觸發而被輸出。
另外，二極管28具有對在截止信號傳輸時進行勵磁的信號傳輸變壓器26的磁心進行復位的功能。而且，將信號傳輸變壓器26作為電力傳輸變壓器3或扼流變壓器8’共用同一磁心的復合磁性部件而形成，可實現部件的小型化、低價化。例如在特開2000-260639號公報中公開了有關這樣的復合磁性部件的形成方法。
從信號傳輸變壓器26的一次線圈26A輸出的截止信號施加到開關元件21的柵極，開關元件21僅導通較短時間。在開關元件21導通期間，其寄生電容中蓄積的電荷放電，AND門電路20的另一方輸入切換為L電平。由此，AND門電路20的輸出變為L電平，電力開關4截止。這樣，根據經由信號傳輸變壓器26從二次側傳輸到一次側的截止信號，來控制電力開關4的截止。即，由二次側對電力開關4的轉為截止的定時進行控制。因此，該截止信號成為絕緣型開關電源裝置110的定時信號。
在振蕩電路12的輸出為H電平的期間，反相器14的輸入側為L電平，經由二極管23和電阻24的電流不流動。因此，在電力開關4截止之后即使開關元件21再次截止，漏極與源極之間的寄生電容也不被充電，從而AND門電路20的另一方輸入維持L電平。因此，在振蕩電路12的輸出為H電平的期間，即使因某種原因而經由信號傳輸變壓器26再次收到截止信號，暫且截止的電力開關4也不會再次反復導通、截止。即，通過由該二極管23和電阻24構成的電路對截止信號進行限制，使得在振蕩電路12的一個周期內僅接收一次該信號，由此防止了一個周期內產生兩次電力開關驅動信號所造成的不穩定的控制動作。因此，將該電路稱作多驅動防止電路22。
若電力開關4轉為截止，則比較器31的反相輸入端子的電壓變為上升，若超過輸出電壓，則比較器31的輸出變為L電平，AND門電路30的輸出也返回L電平。但該電平變化不會傳輸到一次側。
而且，若電力開關4轉為截止，則在電力傳輸變壓器3的一次線圈3A中暫時流動與電力開關4的寄生電容之間的諧振電流。然后電流消失。同時，通過同步整流器驅動電路7，使得整流側同步整流器5截止，換流側同步整流器6導通，經由扼流變壓器8’的一次線圈8A和換流側同步整流器6而流過換流電流。這將持續到接下來電力開關4因振蕩電路12的輸出變為H電平而導通為止。
在絕緣型開關電源裝置110中，當通常動作時，這樣以振蕩電路12的振蕩頻率來重復電力開關4的開關動作。
另外，由于振蕩電路12的振蕩頻率由多諧振蕩器的常數確定，因此該絕緣型開關電源裝置110以大致固定的開關頻率動作。絕緣型開關電源的輸出的狀態不會對振蕩電路12產生影響。因此，由于不會產生因輸出的狀態造成的開關頻率的變動，所以絕緣型開關電源的設計變得容易。
而且，從二次側傳輸到一次側的截止信號(定時信號)是僅將AND門電路的輸出的變化作為信息的信號，信號的頻率成為比開關頻率高的頻率。因此，作為信號傳輸變壓器26，可實現小型化、低價化。
下面，對輸出電壓急劇變化時的情況進行說明。圖2中，在A點以后表示了因輸入電壓急劇下降或負荷電流急劇增加而輸出電壓急劇下降之后，借助于電力開關的PWM控制動作，輸出電壓恢復到規定值的情況。
首先，電力開關4在振蕩電路12的輸出變為H電平的定時導通。此時，如上所述，AND門電路20的另一方輸入變為H電平，但輸出電壓降低，由于若比較器31的非反相輸入端子的電壓不大于反相輸入端子的電壓，則在二次側不會產生截止信號，因此AND門電路20另一方的輸入維持H電平。其間若振蕩電路12的輸出變為L電平，則在AND門電路20的輸出變為L電平，電力開關4截止。在該情況下，由于僅根據振蕩電路12的輸出而電力開關4進行開關轉換，因此成為在最大占空比下的開關轉換。
若由于最大占空比下的開關轉換而使得輸出電壓上升，則比較器31的非反相輸入端子的電壓超過反相輸入端子的電壓，由來自二次側的截止信號對電力開關4的轉為截止進行控制。在圖2中，A點以后的最大占空比下的開關轉換僅為一周期。
而且，圖2中，在B點以后表示了由于輸入電壓急劇增加或負荷電流急劇減少而使得輸出電壓急劇增加之后，通過電力開關的PWM控制動作而使得輸出電壓恢復到規定值的情況。
若輸出電壓升高而比較器31的非反相輸入端子的電壓超過了反相輸入端子的電壓，則即使在電力開關4的截止期間，比較器31的輸出也為H電平。可是，在電力開關4的截止期間，由于輸入到AND門電路30的扼流變壓器8’的二次線圈8B的輸出為L電平，因此AND門電路30的輸出變為L電平。
在該狀態下，電力開關4也在振蕩電路12的輸出變為H電平的定時導通。由此，扼流變壓器8’的二次線圈8B的輸出變為H電平，AND門電路30的兩個輸入均變為H電平，因此AND門電路30的輸出從L電平變為H電平，輸出截止信號，經由信號傳輸變壓器26而被傳遞到一次側，電力開關4會立即轉為截止。該情況下的截止信號與通常動作時不同，會以因電力開關4導通而產生的扼流變壓器8’的二次線圈8B的輸出的變化作為觸發而被輸出。因此，電力開關4的導通時間縮短，變為最小占空比。這樣，在絕緣型開關電源裝置110中，即使在輸出電壓高時，電力開關4也必定以最小占空比導通。
如上所述，絕緣型開關電源裝置110的控制電路針對如圖2的A點、B點所示輸出電壓急劇地的變動，并立即在下一周期做出響應，成為控制占空比的逐個脈沖(pulse by pulse)動作，過渡響應性優異。
另外，在傳統的PWM控制中，若控制電力開關的占空比使其達到最小限度，則存在電力開關驅動信號的脈沖寬度變為零而產生缺少電力開關驅動信號的開關周期的情況。但是，在本發明的絕緣型開關電源裝置110中，如上所述，不會產生電力開關驅動信號的脈沖寬度變為零的動作模式。
由于電力開關驅動信號的脈沖寬度不會變為零，從而產生抑制同步整流器的逆流電流的效果。對這一方面進行簡單說明。
在如現有例3那樣的使用了同步整流器的開關電源中，存在并聯連接的絕緣型開關電源和輸出平滑電容器等成為逆流電流源、從輸出側向輸入側流動逆流電流的動作模式。在絕緣型開關電源的開關動作中，若由逆流電流源施加比輸出電壓高的電壓，則從輸出側向輸入側流動逆流電流。若逆流電流增加而在輸出扼流線圈的整個周期內達到逆向電流流動的臨界點，則產生即使電力開關驅動信號斷開之后電力開關漏極電壓也大致維持在0V的期間。這是由于為了抑制因逆流電流源的作用而引起的輸出電壓增加，降低電力開關驅動信號的占空比，但在電力開關驅動信號斷開之后，若成為電力開關的MOSFET的寄生二極管中流動逆流電流，則該期間電力開關漏極電壓不會上升。
此外，若要增加逆流電流，則電力開關驅動信號的脈沖寬度縮小，電力開關驅動信號、電力開關漏極電壓中的L電平的期間均增加。在傳統的PWM控制下，且若沒有如現有例3那樣設置逆流電流抑制電路，則脈沖寬度縮小到零，同步整流器陷入自激振蕩。
在實施例1的電路中，由于電力開關驅動信號的脈沖寬度不會變為零，因此不會產生自激振蕩，在一定值以上的逆流電流的情況下變為最小脈沖寬度。在該動作模式下，若逆流電流源不使施加到輸出上的電壓進一步增加，則可獲得與逆流電流不增加的圖13相似的靜態調節特性，從而抑制逆流電流。這樣，雖然實施例1的電路不設置逆流電流抑制電路，但具有可抑制逆流電流的性質。
而且，本發明的絕緣型開關電源裝置110中，在如圖2的A點以后那樣來自二次側的截止信號未出現的情況下，電力開關4的開關轉換僅通過一次側的電路也能實現。另外，在起動開始時，由在一次側另外設置的軟啟動電路(省略圖示)取代二次側的電路來供給截止信號，使電力開關的占空比緩慢變寬，因此二次側的電路無需起作用。所以，無需設置二次起動電力供給電路，有利于小型化、低價化。
(實施例2)圖3是表示本發明的絕緣型開關電源裝置的另一實施例(實施例2)的電路圖。圖3所示的絕緣型開關電源裝置120也是單晶諧振復位順向型轉換器。在圖3中，對與圖1相同或同等的部分標注相同的標記，并省略其說明。
在圖3所示的絕緣型開關電源裝置120中，與圖1所示的絕緣型開關電源裝置110的不同之處僅在于，在-側的電流路徑上串聯地設置電阻38，將電阻38的一端(-側輸出端子11側)與比較器31的非反向輸入端子連接，另一端連接基準電壓源37。由此，用電阻38將輸出電流轉換為電壓，作為控制量與目標值即基準電壓源37比較，使輸出電流穩定化。
實施例2的絕緣型開關電源裝置除控制量為輸出電流這一點以外，采用與實施例1完全相同的電路結構，電路動作也大致相同。因此，省略詳細的說明。
并且，由于實施例2的控制電路也與實施例1同樣進行逐個脈沖動作，因此過渡響應性優異，存在即使輸入電壓、輸出電壓出現急劇變動也能抑制輸出電流的變動的優點。
(實施例3)圖4是表示本發明的絕緣型開關電源裝置的另一實施例(實施例3)的電路圖。圖4所示的絕緣型開關電源裝置130也是單晶諧振復位順向型轉換器。在圖4中，對與圖1或圖10相同或同等的部分標注相同的標記，并省略其說明。
圖4所示的絕緣型開關電源裝置130中，在一次側設置有振蕩電路200，其輸出與NOR門電路41的一方輸入端連接，NOR門電路41的輸出與電力開關4的柵極連接。在NOR門電路41的另一方輸入端與-側輸入端子2之間連接有由MOSFET構成的開關元件21。由NOR門電路41和開關元件21構成作為電力開關控制機構的電力開關導通電路40。
振蕩電路200除二極管16的方向相反之外與圖1中的振蕩電路12相同。通過電阻15和反向的二極管16的作用，振蕩電路200的輸出被設定為H電平期間比L電平期間短(占空比變小)。振蕩電路200的輸出的H電平的期間被設定為比電力傳輸變壓器3的復位期間短。該輸出經由NOR門電路41來驅動電力開關4。由于在振蕩電路200的輸出為H電平的期間NOR門電路41的輸出為L電平，因此電力開關4必定截止。
在振蕩電路200的輸出與開關元件21的漏極之間，連接有由二極管23和電阻24構成的多驅動防止電路22。多驅動防止電路22的功能與圖1所示的絕緣型開關電源裝置110基本相同。
電力傳輸變壓器3的二次線圈3B的一端與+側輸出端子10連接，另一端依次經由整流側同步整流器5和扼流線圈8而與-側輸出端子11連接。在+側輸出端子10與-側輸出端子11之間連接有平滑用電容器9。在整流側同步整流器5和扼流線圈8的連接點與二次線圈3B的一端之間，連接有換流側同步整流器6。整流側同步整流器5和換流側同步整流器6的柵極與同步整流器驅動電路7連接。
在二次側設置有比較器31，其反相輸入端子與+側輸出端子10連接。而且具備針對-側輸出端子11產生規定的基準電壓的基準電壓源37，由電阻36和電阻35對其輸出進行分壓的分壓點與比較器31的非反相輸入端子連接。此外，與扼流線圈8并聯連接有由電阻32和電容器33構成的串聯電路，其連接點還經由電容器34與電阻36和電阻35的連接點連接。
比較器3 1的輸出與AND門電路30的一方輸入端連接。反相器44的輸出與AND門電路30的另一方輸入端連接。反相器44的輸入與二次線圈3B的另一端連接。AND門電路30的輸出經由成為定時信號傳輸機構的信號傳輸電容器42而與開關元件21的柵極連接。
由該比較器31、基準電壓源37、電阻35、電阻36、扼流線圈8、電阻32、電容器33、AND門電路30、反相器44構成作為定時信號輸出機構的截止期間控制電路43。
此外，在電力傳輸變壓器3的一次線圈3A的一端與二次線圈3B的一端之間，連接有普通模式噪聲除去用電容器39。
參照圖5所示的動作波形，對這樣構成的絕緣型開關電源裝置130的動作進行說明。最初，例如根據比圖5的A點提前兩個周期左右的動作波形，對通常的開關動作進行說明。
首先，在振蕩電路200的輸出為H電平時，將其施加到一方輸入端的NOR門電路41的輸出變為L電平，因此電力開關4變為截止。此時，經由二極管23和電阻24流動電流，對處于截止狀態的開關元件21的漏極/源極之間的寄生電容進行充電，因此開關元件21的漏極、即NOR門電路41的另一方輸入也變為H電平。
即使振蕩電路200的輸出經由較短的導通期間之后從H電平變為L電平，在該定時NOR門電路41的另一方輸入也維持H電平，因此，NOR門電路41的輸出仍為L電平，電力開關4仍然截止。
對比較器31的反相輸入端子直接輸入作為控制量的輸出電壓，對非反相輸入端子輸入由電阻35、36將作為目標值的基準電壓源37分壓后的電壓，對控制量與目標值進行間接地比較。而且，由電阻32、電容器33對扼流線圈8兩端的電壓進行積分，通過將由電容器34除去了直流成分后的斜坡電壓施加到電阻35、36的連接點，從而在基準電壓源37的分壓電壓上疊加斜坡電壓。換而言之，利用分壓電阻對作為目標值的基準電壓源間接地疊加斜坡電壓。此外，在作為控制量的輸出電壓上疊加波紋電壓，并作用在使斜坡電壓的傾斜度加強的方向上。
比較器31的輸出施加到AND門電路30的一方輸入端。輸入到AND門電路30的另一方的反相器44的輸出，在除電力傳輸變壓器3的復位期間之外的期間內變為H電平。即，可由反相器44的輸出來檢測電力傳輸變壓器3的復位期間。因此，除了電力傳輸變壓器3的復位期間之外，比較器3 1的輸出經由AND門電路30而被直接輸出。
在電力開關4截止、且振蕩電路200的輸出變為L電平的狀態下，若比較器31的非反相輸入端子的電壓上升而超過輸出電壓，則比較器31的輸出變為H電平，AND門電路30的輸出變為H電平。AND門電路30的輸出通過信號傳輸電容器42而被除去直流成分，只有與從L電平到H電平的電平變化相對應的信號被輸出，作為用于使電力開關4導通的導通信號(定時信號)。該情況下的導通信號以比較器31的輸出從L電平到H電平的變化為觸發，而被輸出。
導通信號被施加到開關元件21的柵極，開關元件21僅以較短時間導通。若開關元件21導通，則其寄生電容中蓄積的電荷放電，NOR門電路41的另一方輸入切換為L電平。由此，NOR門電路41的輸出變為H電平，電力開關4導通。這樣，根據從二次側傳輸到一次側的導通信號，來控制電力開關4的導通。即，從二次側對電力開關4的轉為導通的定時進行控制。因此，該導通信號成為絕緣型開關電源裝置120中的定時信號。
在振蕩電路200的輸出為L電平的期間，不會經由二極管23和電阻24流動電流，因此即使開關元件21再次截止，其漏極/源極之間的寄生電容也不被充電，從而NOR門電路41的另一方輸入維持L電平。因此，在振蕩電路200的輸出為L電平的期間，即使因某種原因而再次收到導通信號，也不會對電力開關4動作產生影響。即，通過由該二極管23和電阻24構成的電路對導通信號進行限制，使得在振蕩電路200的一個周期內僅接收一次該信號，由此防止了一個周期內產生兩次電力開關驅動信號所造成的不穩定的控制動作。因此，將該電路稱作多驅動防止電路22。
若電力開關4導通，則比較器31的非反相輸入端子的電壓變為下降，若低于輸出電壓，則比較器31的輸出變為L電平，AND門電路30的輸出也返回L電平。但即使該電平變化被傳輸到一次側，也不會成為使開關元件21導通的方向的信號，因此可以忽略。
而且，若電力開關4導通，則在電力傳輸變壓器3的一次線圈3A中開始流動電流。同時，通過同步整流器驅動電路7，使得整流側同步整流器5導通，換流側同步整流器6截止，在二次線圈3B中也經由扼流變壓器8’的一次線圈8A和換流側同步整流器5而開始流過電流。
然后，不久振蕩電路200的輸出切換為H電平。由此，NOR門電路41的輸出變為L電平，因此電力開關4變為截止。這樣，電力開關4變為截止的定時依賴于一次側的振蕩電路200的輸出的上升沿定時。即，在一次側控制電力開關4轉為截止的定時。
若電力開關4截止，則在電力傳輸變壓器3的一次線圈3A中，僅在復位期間內流動與電力開關4的寄生電容之間的諧振電流。如上所述，將振蕩電路200的H電平期間預先設定為比復位期間短。因此，在該復位期間內振蕩電路200的輸出變為L電平。由于在該復位期間反相器44的輸出變為L電平，因此無論比較器31的輸出的狀態如何均不會輸出導通信號。
而且，若電力開關4轉為截止，則通過同步整流器驅動電路7而使得整流側同步整流器5變為截止、換流側同步整流器6變為導通，并經由扼流線圈8和換流側同步整流器6而流動換流電流。該狀態將一直持續到接下來電力開關4因來自二次側的導通信號而轉為導通。
在絕緣型開關電源裝置130中，當通常動作時，如此以振蕩電路200的振蕩頻率來重復電力開關4的開關動作。
另外，由于振蕩電路200的振蕩頻率由多諧振蕩器的常數確定，因此該絕緣型開關電源裝置130以大致固定的開關頻率動作。因此，由于不會產生因輸出的狀態造成的開關頻率的變動，所以絕緣型開關電源的設計變得容易。
而且，從二次側傳輸到一次側的導通信號(定時信號)是僅將AND門電路的輸出的變化作為信息的信號，信號的頻率比開關頻率高。因此，作為定時信號傳輸機構的信號傳輸電容器42的電容可較小，從而能實現小型化、低價化。
另外，電容器39是普通模式噪聲除去用電容器，為了降低混入信號傳輸電容器42中的普通模式噪聲的等級而避免誤動作，需要滿足如下關系信號傳輸電容器42的電容《電容器39的電容。
另外，隨著使導通信號高頻化，可將信號傳輸電容器42的電容設定得較小，例如若設定在數MHz，則10pF左右的電容也能傳輸。
而且，在將部件安裝到多層基板來構成開關電源模塊時，若采用小容量的電容器，則可利用未使用的內層圖案來形成，因此若將信號傳輸電容器42內置于多層基板，則具有可抑制部件數量增加的優點。
下面，對輸出電壓急劇變化時的情況進行說明。圖5中，在A點以后表示了因輸入電壓急劇下降或負荷電流急劇增加而使得輸出電壓急劇下降之后，通過電力開關的PWM控制動作而使得輸出電壓恢復到規定值的情況。
在電力開關4導通的A點，輸出電壓急劇下降，若比較器31的反相輸入端子的電壓低于非反相輸入端子的電壓，則比較器31的輸出變為H電平。此時，輸入到AND門電路30的反相器44的輸出也變為H電平，因此AND門電路30的輸出變為H電平，導通信號經由信號傳輸電容器42而被傳遞到開關元件21的柵極。但是，此時，電力開關4處于導通狀態，多驅動防止電路22發揮作用，開關元件21的漏極電壓維持在L電平，因此該導通信號可忽略。
然后，因振蕩電路200的輸出變為H電平而使得電力開關4截止。開關元件21再次充電漏極/源極之間的寄生電容，從而漏極變為H電平，變得可接收導通信號。在電力開關4截止之后，若電力傳輸變壓器3的復位期間開始，則反相器44的輸出變為L電平，AND門電路30的輸出也變為L電平。
接著，若復位期間結束，則反相器44的輸出變為H電平。另一方面，由于在復位期間內輸出電壓不上升，因此比較器31的輸出維持H電平。所以，在該復位期間結束的定時，AND門電路30的輸出再次從L電平變為H電平，導通信號被輸出，電力開關4轉為導通。結果為，電力開關4僅在電力傳輸變壓器3的復位期間內截止。
若電力開關4導通，則比較器31的非反相輸入端子的電壓變為下降，若低于輸出電壓，則比較器31的輸出變為L電平，AND門電路30的輸出也返回L電平。
該狀態將持續到接下來電力開關4因振蕩電路200的輸出變為H電平而轉為截止為止。該情況下的導通期間成為從振蕩電路200所確定的一個周期中減去電力傳輸變壓器3的復位期間之后的期間，這將成為最大占空比。
電力開關4以最大占空比進行開關轉換，從而輸出電壓上升，因此在圖5中，下一個周期與通常動作時同樣，在比較器31的輸出從L電平變為H電平的定時，信號被輸出。當然，根據輸出電壓的上升程度而最大占空比下的開關轉換也可持續兩個周期以上。
而且，圖5中，示出了如下情況即在B點以后因輸入電壓急劇上升或負荷電流急劇減少而使得在輸出電壓急劇上升之后，借助于電力開關的PWM控制動作，而使得輸出電壓恢復到規定值。
當振蕩電路200的輸出變為H電平而電力開關4截止之后，在B點輸出電壓急劇上升，若比較器31的非反相輸入端子的電壓沒有超過輸出電壓，則比較器31的輸出維持L電平，從AND門電路30不會輸出導通信號。而且，振蕩電路200的輸出變為H電平而寄生電容被充電，從而開關元件21的漏極變為H電平，因此NOR門電路41的輸出維持在L電平，電力開關4維持截止狀態。所以，即使振蕩電路200的輸出在下一個周期變為L電平，電力開關4也不導通。接下來，即使振蕩電路200的輸出變為L電平，開關元件21的漏極也維持在H電平，因此電力開關不導通。到比較器31的非反相輸入端子的電壓超過輸出電壓為止，該狀態將根據需要而持續多個周期。
當振蕩電路200的輸出為L電平時，電力開關4維持截止狀態，從而輸出電壓降低，反之若借助于電力開關4截止而變為上升的比較器31的非反相輸入端子的電壓超過輸出電壓，則比較器31的輸出變為H電平。此時，由于電力開關4截止后的復位期間結束，因此反相器44的輸出變為H電平。因此，以比較器31的輸出從L電平向H電平的變化為觸發來輸出信號，電力開關4導通。此后恢復通常動作。
這樣，絕緣型開關電源裝置120的控制電路，針對如圖5的A點、B點所示的輸出電壓的急劇變動，立即在下一周期做出響應，成為控制占空比的逐個脈沖動作，過渡響應性優異。
另外，在該實施例中，存在如圖5的B點之后那樣的電力開關驅動信號的脈沖寬度變為零的動作模式。
(實施例4)圖6是表示本發明的絕緣型開關電源裝置的另一實施例(實施例4)的電路圖。圖6所示的絕緣型開關電源裝置140是有源鉗位順向型轉換器(active clamp forward converter)。在圖6中，對與圖4相同或同等的部分標注相同的標記，并省略其說明。
在圖6所示的絕緣型開關電源裝置140中，在電力傳輸變壓器3上除了一次線圈3A、二次線圈3B之外，還設置有三次線圈3C和四次線圈3D。
在一次側，開關元件21的柵極經由電阻47而與電力傳輸變壓器3的三次線圈3C的一端連接，三次線圈3C的另一端與-側輸入端子2連接。而且，在開關元件21的柵極與源極之間，串聯連接有電阻45和檢測電平調整電壓源46。三次線圈3C、開關元件21、電阻45和47、以及檢測電平調整電壓源46是從電力傳輸變壓器3的線圈檢測復位脈沖的下降沿的下降沿檢測部。而且，與實施例3相同，由NOR門電路41和開關元件21構成作為電力開關控制機構的電力開關導通電路40。
在二次側，電力傳輸變壓器3的四次線圈3D的一端經由電容器50而與由N溝道MOSFET構成的開關元件51的漏極連接，四次線圈3D的另一端與開關元件51的源極連接，并與-側輸出端子11連接。在此，由四次線圈3D、電容器50、開關元件51構成有源鉗位電路49。
另一方面，在二次側設置有作為定時信號輸出機構的截止期間控制電路201。截止期間控制電路201是從圖4的截止期間控制電路43中省去AND門電路30和反相器44、且由集電極開路型的比較器202取代比較器301而構成的。比較器202的輸出、即截止期間控制電路201的輸出與開關元件51的柵極連接。即，構成為由截止期間控制電路201控制有源鉗位電路49的開關元件51。而且，在二次線圈3B的另一端與開關元件51的柵極之間，以二極管77的陰極與開關元件51的柵極連接的形式設置有由電阻76和二極管77構成的串聯電路。
參照圖7所示的動作波形，對這樣構成的絕緣型開關電源裝置140的動作進行說明。
在此，例如根據比圖7的A點靠前兩個周期左右的動作波形，對通常的開關動作進行說明。
首先，隨著振蕩電路200的輸出而電力開關4轉為截止。這樣，電力開關4轉為截止的定時依賴于一次側的振蕩電路200的輸出的上升沿定時。即，在一次側對電力開關4截止的定時進行控制。
在此前一刻，如后面所述，比較器202的反相輸入端子的電壓處于下降的趨勢，比輸出電壓低，比較器202的輸出變為開路狀態。并且，比開關元件51的柵極電壓低，開關元件51處于截止狀態。
若電力開關4轉為截止，則比較器202的反相輸入端子的電壓變為上升的趨勢。同樣，若電力開關4轉為截止，則通過電力傳輸變壓器3的勵磁電感和在電力開關4的兩端等效存在的寄生電容的LC諧振，在電力傳輸變壓器3的各繞組中產生脈沖電壓。對電容器50施加了以四次線圈3D側為(-)、以開關元件51側為(+)的直流電壓，但若通過所述LC諧振而在四次線圈3D的兩端產生比施加到電容器50的直流電壓更大的電壓，則開關元件51(MOSFET)的寄生二極管導通而流動電流，在電容器50中進一步蓄積直流電荷。此時，變為在所述LC諧振的電容上加上電容器50的電容的動作，LC諧振的周期瞬間變長，因此電力傳輸變壓器3的復位脈沖電壓成為由大致一定的值所鉗位的電壓波形。
在開關元件51的寄生二極管導通時，從變壓器二次線圈3B的另一端通過電阻76、二極管77而流入的電荷蓄積到開關元件51的柵極/源極之間的電容，從而開關元件51導通。由此，流經開關元件51的寄生二極管的電流主要在漏極與源極之間流動(源極→漏極方向)。
LC諧振繼續進行，若電力傳輸變壓器3的勵磁電感中蓄積的電磁能量釋放完畢，則借助于電容器50的直流電荷而在逆方向的電流變為導通狀態的開關元件51中，流過反向的電流(漏極→源極方向)。此時，電力傳輸變壓器3的復位脈沖電壓也處于由一定值鉗位的狀態。
因電力開關4截止而比較器202的反向輸入端子的電壓變為上升趨勢，但若該電壓在該階段超過輸出電壓，則比較器202的輸出會變為L電平，開關元件51截止。從而，由于電容器50對所述LC諧振的電容的影響消失，因此LC諧振周期瞬間變短，電力傳輸變壓器3的各繞組的復位脈沖電壓急劇下降。若由三次線圈3C、電阻45和47、檢測電平調整電壓源46構成的檢測部檢測到復位脈沖電壓降低到AC0V以下，則開關元件21導通，NOR門電路41的一方輸入變為L電平，從而電力開關4導通。
這樣，在絕緣型開關電源裝置140中，通過由截止期間控制電路43控制有源鉗位電路49的開關元件51，從而將電力傳輸變壓器3的各繞組中產生的復位脈沖電壓用作截止信號(定時信號)，由下降沿檢測部檢測出該信號，使電力開關4導通。
由此可知，比較器202的輸出切換為L電平成為針對電力開關4的導通信號、即定時信號。而且，電力傳輸變壓器3的三次線圈3C、四次線圈3D實際上發揮定時信號傳輸機構的功能。并且，在二次側對電力開關4的轉為截止的定時。
若電力開關4導通，則比較器202的反相輸入端子的電壓變為下降趨勢。并且若反相輸入端子的電壓低于輸出電壓，則比較器202的輸出從L電平變為開路狀態。即使比較器202的輸出變為開路狀態，由于電力開關4處于導通狀態而不存在經由電阻76和二極管77而流入開關元件51的電流，因此開關元件51仍然截止。而且，反相輸入端子的電壓仍處于下降趨勢。
然后，若隨著振蕩電路200的輸出而電力開關4截止，則重復上述的動作。
絕緣型開關電源裝置140中，在通常動作時，這樣以振蕩電路200的振蕩頻率來重復電力開關4的開關動作。
另外，由于振蕩電路200的振蕩頻率由多諧振蕩器的常數確定，因此該絕緣型開關電源裝置140以大致固定的開關頻率動作。由于絕緣型開關電源的輸出的狀態不會對振蕩電路200產生影響。因此，由于不會產生因輸出的狀態造成的開關頻率的變動，所以絕緣型開關電源的設計變得容易。
而且，由于絕緣型開關電源裝置140的控制電路也與其它實施例同樣進行逐個脈沖動作，因此過渡響應性優異，存在即使輸入電壓、輸出電壓出現急劇變動也能抑制輸出電流的變動的優點。
另外，圖7中還表示了輸出電壓急劇下降或上升之后恢復到規定值的情況，由于其基本動作與實施例3相同，因此這里省略說明。
(實施例5)圖8是表示本發明的絕緣型開關電源裝置的另一實施例(實施例5)的電路圖。圖8所示的絕緣型開關電源裝置150并非是如之前所說明的實施例那樣的順向型轉換器，而是進行零電壓開關轉換(ZVS)的頻率控制的快速回零轉換器(fly back converter)。
在圖8所示的絕緣型開關電源裝置150中，電力傳輸變壓器3除一次線圈3A、二次線圈3B之外，還具備三次線圈3C。一次線圈3A的一端與+側輸入端子1連接，另一端經由N溝道MOSFET所構成的電力開關4而與-側輸入端子2連接。
在一次側，設置有由NOR門電路53、反相器14、電阻17、電容器18構成的振蕩電路210。NOR門電路53的一方輸入與后述的NOR門電路56的輸出連接。NOR門電路53的輸出與反相器14連接，在反相器14的輸入與輸出之間連接有由電阻1 7和電容器18構成的串聯電路。而且，電阻17和電容器18的連接點與NOR門電路53的另一方輸入連接。此外，NOR門電路53的另一方輸入經由開關元件21而與一側輸入端子2連接。并且，反相器14的輸出成為振蕩電路210的輸出。
振蕩電路210按照由電阻17和電容器18確定的時間常數振蕩。另外，該絕緣型開關電源裝置150中，其開關頻率因負荷狀態而變化，但振蕩電路210的振蕩頻率進一步設定在設想的開關頻率的下限(重負荷時的開關頻率)的1/2左右。因此，在絕緣型開關電源裝置150中，振蕩電路210并不確定通常動作時的開關頻率。而且，也不會如之后說明的那樣賦予電力開關4的定時。
振蕩電路210的輸出與電力開關4的柵極連接。而且，振蕩電路210的輸出經由電阻55而與NOR門電路56的一方輸入連接。三次線圈3C的一端經由電阻47和反相器57而與NOR門電路56的另一方的輸入連接。三次線圈3C的另一端與-側輸入端子2連接。在反相器57的輸入與三次線圈3C的另一端之間連接有由電阻45和檢測電平調整電壓源46構成的串聯電路。由該三次線圈3C、電阻45、47、55、檢測電平調整電壓源46、反相器57、NOR門電路56構成零電壓狀態檢測電路54。
此外，在開關元件21的柵極/源極之間連接有信號傳輸變壓器26的一次線圈26A。
電力傳輸變壓器3的二次線圈3B的一端與-側輸出端子11連接，另一端經由二極管52而與+側輸出端子10連接。在+側輸出端子10與-側輸出端子11之間連接有平滑用電容器9。
在二次側設置有比較器31，其非反相輸入端子與電阻60和61的連接點連接，所述電阻60和61串聯設置于+側輸出端子10與-側輸出端子11之間。而且具備對-側輸出端子11產生規定的基準電壓的基準電壓源37，其輸出與比較器31的反相輸入端子連接。此外，二次線圈3B的另一端與二極管52的連接點依次經由反相器58、電阻59、電容器62而與-側輸出端子11連接，電阻59與電容器62的連接點還與比較器31的非反相輸入端子連接。
比較器31的輸出與AND門電路30的一方輸入端連接。反相器58的輸出與AND門電路30的另一方輸入端連接。AND門電路30的輸出經由電容器27和信號傳輸變壓器26的二次線圈26B而與-側輸出端子11連接。在二次線圈26B的兩端連接有二極管28。
由該比較器31、基準電壓源37、電阻59、60、61、電容器62、AND門電路30、反相器58構成作為定時信號輸出機構的導通期間控制電路211。而且，由電容器27、二極管28、以及信號傳輸變壓器26構成作為定時信號傳輸機構的絕緣信號傳輸電路25。
此外，備有靜態偏差降低電路63，其針對干擾由所述導通期間控制電路211緩慢響應，而降低控制量與目標值的靜態偏差。靜態偏差降低電路63由誤差放大器64、電阻65、66、68、電容器67構成，采用如下結構對作為目標值的基準電壓源37與由電阻66、68對作為控制量的輸出電壓進行分壓后的電壓進行比較，將產生的誤差信號反饋至電阻60、61的連接點。
靜態偏差降低電路63的控制動作與傳統的電壓模式的PWM控制的原理相同，受到誤差放大器64的截止頻率、輸出濾波器的截止頻率的影響。為了防止異常振動，需要限制過渡響應性而設置相位余量、增益余量。在實施例5中，通過將由電阻66、68對輸出電壓分壓后的電壓用電容器67進行延遲來設置相位余量、增益余量。通過靜態偏差降低電路63可改善靜態輸出電壓精度。
參照圖9所示的動作波形，對這樣構成的絕緣型開關電源裝置150的動作進行說明。
絕緣型開關電源裝置150中，其控制量是輸出電壓，其目標值是基準電壓源的電壓值，并使輸出電壓穩定化。通過經由電力傳輸變壓器的一次線圈3A連接的電力開關4，對施加到+側輸入端子1與-側輸入端子2之間的直流輸入電壓，進行開關轉換而轉換為交流。將電力開關4的導通期間內蓄積于電力傳輸變壓器3磁心的電磁能量，在電力開關的截止期間輸出到變壓器3的二次線圈3B，由整流用的二極管52整流并由平滑電容器9平滑后，從+側輸出端子10、-側輸出端子11輸出直流。
首先，當振蕩電路210的輸出為L電平而電力開關4截止時，若在電力開關4導通時蓄積于電力傳輸變壓器3的磁心的電磁能量向二次側釋放完畢，則通過電力傳輸變壓器3的勵磁電感和在電力開關4的兩端等效存在的寄生電容的LC諧振，電力開關4的漏極電壓開始下降。零電壓狀態檢測電路54根據電力傳輸變壓器3次線圈3C中產生的電壓來間接檢測電力開關4的漏極電壓的降低，將電力傳輸變壓器3的三次線圈3C的振幅和直流電平由電阻45、47、檢測電平調整電壓源46調整之后(參照圖9的動作波形(6))輸入到反相器57。以電力傳輸變壓器3的三次線圈3C的輸出電壓大致為AC0V而成為反相器57的閾值的方式調整即可。因電力開關4的漏極電壓降低而電力傳輸變壓器3的三次線圈3C的電壓上升，若超過反相器57的閾值，則反相器57的輸出從H電平切換到L電平。
另外，由于在此之前振蕩電路210的輸出為L電平，因此經由電阻55與振蕩電路210的輸出連接的NOR門電路56的一方輸入也變為L電平。而且，由于反相器57的輸出為H電平，因此NOR門電路56的輸出、即NOR門電路53的一方輸入變為L電平。此外，NOR門電路53的另一方輸入雖為L電平，但正在向閾值上升。
若反相器57的輸出從H電平變為L電平，則NOR門電路56的兩個輸入均變為L電平，因此其輸出變為H電平(零電壓狀態檢測信號，參照圖9的動作波形(8))。若NOR門電路56的輸出變為H電平，則NOR門電路53的輸出變為L電平，電力開關4變為導通。此時，電力開關4成為零電壓開關轉換，可實現降低開關損耗和降低EMI。
可是，在電力傳輸變壓器3的三次線圈3C的電壓超過反相器57的閾值的瞬間，由于電力開關4漏極電壓僅降低到輸入電壓，因此到電力開關4漏極電壓降低至0V的期間，需要設置用于推遲電力開關4的導通定時的延遲時間。對該延遲時間可使用NOR門電路56→NOR門電路53→反相器14的信號傳播的過程所產生的數十nsec的時間。電阻55使輸入到NOR門電路的電力開關4的柵極電壓延遲，從而可防止在電力開關4剛剛截止之后的定時產生零電壓狀態檢測信號。
這樣，電力開關4，以電力傳輸變壓器3的磁心中蓄積的電磁能量向二次側的釋放結束為觸發，而導通。電力開關4的導通期間依賴于電力傳輸變壓器3中蓄積的電磁能量的大小，但這依賴于電力開關4的導通期間的長度。因此，電力開關4的截止期間的長度根據電力開關4的導通期間的長度而自動確定，基本上不具備直接控制截止期間長度的機構。
因振蕩電路210的輸出切換為H電平而NOR門電路53的另一方輸入超過閾值而變為H電平，為了接下來的輸出反轉而開始向閾值下降。另一方面，若振蕩電路12的輸出切換為H電平，則不久NOR門電路56的一方的輸入將變為H電平，由于兩個輸入均變為H電平，因此輸出即NOR門電路53的一方輸入變為L電平。
對比較器31的非反相輸入端子輸入由電阻60、61將輸出電壓分壓后的電壓，對反相輸入端子直接輸入基準電壓源37的基準電壓，對控制量與目標值進行間接地比較。由反相器58使電力傳輸變壓器3的二次線圈3B的兩端的電壓進行反相，將由電阻59、電容器62積分的斜坡電壓疊加到電阻60、61的連接點上。換而言之，利用分壓電阻在作為控制量的輸出電壓上間接地疊加斜坡電壓。輸出波紋電壓是與斜坡電壓反向的傾斜度，作用在使斜坡電壓的傾斜度減弱的方向上，因此需要將斜坡電壓的振幅設定為比輸出波紋電壓大。在電力開關4截止時處于下降趨勢的比較器31的非反相輸入端子的電壓，隨著電力開關4的轉為導通而變為上升趨勢。
若在電力開關4導通以后處于上升趨勢的比較器31的非反相輸入端子的電壓超過施加到反相輸入端子的固定的電壓，則比較器31的輸出從L電平切換到H電平。比較器31的輸出施加到AND門電路30的另一方的輸入，反相器58的輸出施加到AND門電路30的一方輸入端。反相器58的輸出是將電力傳輸變壓器3的二次線圈3B的兩端電壓反轉后的信號，其變為H電平的期間與電力開關4的導通期間大致一致。即，實際上檢測出了電力開關4的導通期間。由于在導通期間AND門電路30的另一方輸入變為H電平，因此若比較器31的輸出變為H電平則AND門電路30的輸出變為H電平，作為截止信號(定時信號)輸入到絕緣信號傳輸電路25。
輸入到絕緣信號傳輸電路25的截止信號由電容器27去除直流成分，通過信號傳輸變壓器26從二次線圈26B傳輸到一次線圈26A。二極管28具有使在截止信號傳輸時所勵磁的信號傳輸變壓器26的磁心復位的功能。
另外，使用AND門電路30是為了即使在電力開關導通期間的整個期間非反相輸入端子的電壓超過反相輸入端子的電壓的狀態下，也以適當的定時產生截止信號。在這樣的狀態下，由于輸出電壓超過規定值，因此需要減小電力開關4的占空比使其在不會變為零的范圍內達到最小限度，但比較器31的輸出從電力開關導通期間以前的截止期間開始變為H電平，無法基于切換到H電平的定時來產生截止信號。因此，通過將電力傳輸變壓器3的二次線圈3B兩端電壓反轉后的電壓和比較器31的輸出輸入到AND門電路30，從而一旦電力開關導通期間開始則立即產生截止信號，電力開關4的占空比達到最小限度。換而言之，在導通期間的開始，若檢測出輸入到比較器31的一方輸入端的輸出電壓的分壓電壓，比輸入到比較器31的另一方輸入端的基準電壓大，則立即產生截止信號，進行使電力開關4截止的動作。
若截止信號經由信號傳輸變壓器26而傳遞到一次側，則開關元件21暫時導通，NOR門電路53的另一方輸入強制性地從H電平變為L電平。由于NOR門電路53的一方輸入已經變為L電平，因此NOR門電路53的輸出從L電平切換為H電平，反相器14的輸出(振蕩電路210的輸出)從H電平切換為L電平。由此，電力開關4截止。這樣，從二次側控制電力開關4的轉為截止的定時。因此，該截止信號成為絕緣型開關電源裝置150中的定時信號。
另外，由于開關元件21只是暫時導通，因此若電力開關4截止則開關元件21再次返回截止狀態，振蕩電路210將可進行振蕩動作。
若電力開關截止，則在電力開關4的漏極產生圖9的動作波形(3)所示的脈沖電壓，在電力傳輸變壓器3的各線圈中也會出現相似形式的脈沖電壓。若電力傳輸變壓器3的二次線圈3B兩端電壓比絕緣型開關電源裝置150的輸出電壓大，則整流用的二極管52導通，開始將在電力開關4的導通期間蓄積于電力傳輸變壓器3的磁心中的電磁能量向二次側釋放。
借助于電力開關4的截止而電力傳輸變壓器3的二次線圈3B的兩端的電壓反轉，反相器58的輸出變為L電平。因此輸入該電平的AND門電路30的輸出返回L電平。而且，因反相器58的輸出變為L電平而由電阻59、電容器62對其進行積分的斜坡電壓的傾斜度變化，比較器31的非反相輸入端子的電壓變為下降趨勢，并立刻低于施加到反相輸入端子的固定電壓。由此，雖然比較器31的輸出從H電平變為L電平，但其所被輸入的AND門電路30的輸出已經變為L電平，因此在電路動作上基本沒有變化。
隨著電力開關4的截止，三次線圈3C的電壓反轉，反相器57的輸入變為L電平，NOR門電路56的另一方輸入變為H電平。由此，NOR門電路56的輸出變為L電平，振蕩電路210變為可進行振蕩動作的狀態。并且，因振蕩電路210的輸出從H電平切換到L電平而NOR門電路53的另一方輸入超過閾值而變為L電平，為了接下來的輸出反轉而開始向閾值上升。另外，若振蕩電路210的輸出切換為L電平，則不久NOR門電路56的一方輸入將變為L電平，但由于在該階段NOR門電路56的另一方輸入變為H電平，因此其輸出不變化。
然后，若電力傳輸變壓器3的磁心中蓄積的電磁能量向二次側釋放完畢，則電力開關4再次導通，此后重復上述的動作。并且，絕緣型開關電源裝置150為了控制輸出電壓而控制電力開關4的導通期間，根據該導通期間來確定截止期間，結果開關頻率會變化，所以成為頻率控制。
但是，在電路結構上振蕩電路210的振蕩頻率也可進行電力開關4的開關轉換。只是由于振蕩電路210的振蕩頻率被設定在非常低的值，而且每次電力開關4的開關轉換時振蕩動作都被復位，因此通常動作時基本上在滿足上述的導通或截止條件之前因振蕩電路210本身的輸出反轉而使得電力開關4被開關轉換。
這樣，即使在絕緣型開關電源裝置150中，電力開關4的截止控制也是逐個脈沖動作，因此過渡響應性優異。
而且，從二次側傳輸到一次側的截止信號(定時信號)是僅將AND門電路的輸出的變化作為信息的信號，信號的頻率比開關頻率高。因此，作為信號傳輸變壓器26，可實現小型化、低價化。
權利要求
1.一種絕緣型開關電源裝置，包括至少具有一次線圈和二次線圈的電力傳輸變壓器、對所述一次線圈中流過的電流進行開關轉換的至少一個電力開關、與所述二次線圈連接的整流電路、以及平滑電路，并通過對所述電力開關的接通、斷開進行控制，而以輸出的控制量與目標值一致的方式進行控制，其特征在于，具備定時信號輸出機構，其設置于二次側，并且基于所述控制量的變化，輸出使所述電力開關執行接通和斷開的其中一方的開關轉換動作的定時信號；定時信號傳輸機構，其將所述定時信號從二次側向一次側絕緣地進行傳輸；和電力開關控制機構，其設置于一次側，并且基于所述定時信號使所述電力開關執行開關轉換動作。
2.根據權利要求1所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于，在一次側具備振蕩電路，其輸出以一定周期、一定占空比對所述電力開關進行開關轉換的信號，在進行基于所述定時信號的開關轉換動作時，接下來從所述振蕩電路輸出的、使得進行與所述定時信號相同方向的開關轉換動作的信號被屏蔽。
3.根據權利要求2所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于，具備多驅動防止電路，其在進行基于所述定時信號的開關轉換動作時，對直至基于下一個從所述振蕩電路輸出的信號的反向的開關轉換動作被執行為止的期間中的所述電力開關的開關轉換進行禁止。
4.根據權利要求2或3所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于，由所述振蕩電路的輸出信號使所述電力開關以一定周期接通，由所述定時信號使所述電力開關斷開。
5.根據權利要求2或3所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于，由所述振蕩電路的輸出信號使所述電力開關以一定周期斷開，由所述定時信號使所述電力開關接通。
6.根據權利要求1所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于，所述電力開關構成為自動進行與基于所述定時信號的開關轉換動作相反的開關轉換動作。
7.根據權利要求6所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于，由所述定時信號使所述電力開關斷開，并間隔與接通期間相對應的長度的斷開期間地，使所述電力開關自動接通。
8.根據權利要求1～7中任一項所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于，所述定時信號傳輸機構是設置在一次側與二次側之間的信號傳輸變壓器。
9.根據權利要求8所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于，所述信號傳輸變壓器，作為與所述電力傳輸變壓器或者與所述平滑電路的構成部件即扼流線圈共用同一磁心的復合磁性部件而形成。
10.根據權利要求1～7的任一項所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于，所述定時信號傳輸機構是設置在一次側與二次側之間的信號傳輸電容器。
11.根據權利要求10所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于，具備搭載所述電力傳輸變壓器的多層電路基板，將該多層電路基板內隔著絕緣層形成的圖案之間的電容作為所述信號傳輸電容器而利用。
12.根據權利要求1～4的任一項所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于，在所述電力傳輸變壓器中具有基于所述定時信號使所述電力傳輸變壓器的復位電壓變化的三次線圈、和檢測所述電力傳輸變壓器的復位電壓的變化的四次線圈，所述電力傳輸變壓器兼作所述定時信號傳輸機構。
13.根據權利要求12所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于，在二次側具備由所述三次線圈、電容器和開關元件構成的有源鉗位電路，由所述定時信號使所述開關元件斷開。
14.根據權利要求1～13的任一項所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于，所述定時信號輸出機構，在可輸出所述定時信號的期間開始之后，直接或間接地由比較器對所述控制量與其目標值進行比較，并切換該比較器的兩個輸入的大小關系，并將切換輸出的定時作為定時信號進行輸出。
15.根據權利要求14所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于，所述定時信號輸出機構，在可輸出所述定時信號的期間開始時，在滿足了應該輸出所述定時信號的條件的情況下，立即輸出所述定時信號。
16.根據權利要求14或15所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于，具備斜坡電壓疊加機構，其在所述控制量和所述目標值的其中一方，直接或間接地疊加與所述電力開關的開關轉換同步的斜坡電壓。
17.根據權利要求16所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于，在二次側具備輸出扼流線圈，并利用所述輸出扼流線圈的積分波形產生所述斜坡電壓。
18.根據權利要求14～17的任一項所述的絕緣型開關電源裝置，其特征在于，具備靜態偏差降低電路，其針對干擾由所述定時信號輸出機構緩慢響應，從而降低所述控制量與所述目標值的靜態偏差。
全文摘要
本發明提供一種絕緣型開關電源裝置，其在一次側具備以一定周期使電力開關(4)接通的振蕩電路(12)。在二次側具備導通期間控制電路(29)，其通過檢測輸出電壓并與成為基準的三角波信號進行比較，從而輸出使電力開關(4)斷開的截止信號。在一次側與二次側之間具備傳輸導通信號的絕緣信號傳輸電路(25)。并且，在一次側具備電力開關斷開電路(19)，其基于接通信號使電力開關(4)斷開。
文檔編號H02M3/28GK101019300SQ20068000077
公開日2007年8月15日 申請日期2006年8月9日 優先權日2005年8月11日
發明者松本匡彥 申請人:株式會社村田制作所