Dc/dc轉換器的制作方法

專利名稱：Dc/dc轉換器的制作方法
技術領域：
本發明涉及轉換直流電壓電平的DC/DC轉換器，以及用于支持降壓(step-down)、升壓(step-up)、尤其是支持高效操作的技術。
背景技術：
因為DC/DC轉換器能夠生成低于輸入直流電壓的輸出直流電壓或者生成高于輸入直流電壓的輸出直流電壓，所以迄今為止已知在非專利文獻1(“Handbook for electronics and communication engineers”第一版，第四次印刷，721-722頁，1979年8月20日，Ohmsha有限公司)中所描述的斬波開關調節器(chopper switching regulator)。
作為其斬波器(chopper)，可以是降壓斬波器和升壓斬波器。
降壓斬波器提供輸入直流電壓VIN至開關晶體管的集電極，并將平滑線圈的一端和二極管的陰極連接至開關晶體管的發射器，并且將平滑電容器和負載并聯到平滑線圈的另一端。基于導通周期TON和關閉周期TOFF，這樣并聯的輸出直流電壓VOUT的值變得低于輸入直流電壓VIN，如下面等式中所述。
VOUT＝VIN·TON/(TON+TOFF)...(1)另一方面，升壓斬波器將平滑線圈連接在輸入直流電壓VIN和開關晶體管集電極之間，將二極管的陽極連接到開關晶體管的集電極，并且將平滑電容器和負載并聯連接到二極管的陰極。基于開關晶體管的導通周期TON和關閉周期TOFF，該并聯連接的輸出直流電壓VOUT變為高于輸入直流電壓VIN，如下面等式所述。
VOUT＝VIN·(TON+TOFF)/OFF...(2)另一方面，以下專利文獻1(未審日本專利公開No.2004-64994)公開了開關調節器作為由不穩定的輸入直流電壓形成穩定的輸出直流電壓的電源電路。開關調節器經由電源電壓側的已經處于導通狀態的開關供應至低通濾波器的平滑線圈。在這一個開關操作周期中第一時間段后的第二時間段期間，基電勢(base potential)側的開關被接通，同時電源電壓側的開關處于關閉狀態。通過這種方法，由儲存在平滑線圈內的能量所引起的再生電流(regenerative current)從基電勢流經保持在導通狀態的基電勢側開關。當這一個開關操作周期重復多次時，從負載和與其并聯連接的平滑電容器獲得穩定的輸出直流電壓。
進一步，專利文獻1描述了允許開關調節器的輸出電壓高速跟隨早期穩定的輸出直流電壓的技術，即使在由于流經輸出電壓所驅動的負載的電流變化而導致負載變化時。為了減少功率損耗，消除與平滑線圈串聯的用于檢測流經負載或平滑線圈的電流的電阻器。作為替代，電阻器和電容器的串聯電路與串聯調節器(series regulator)的平滑線圈并聯。串聯電路的電阻器和電容器的節點處的電勢被輸入到具有遲滯特征的比較器電路。早期的目的是通過利用比較器電路的輸出對電源電壓側開關的導通/關斷進行控制而實現的。

發明內容
本發明人對非專利文獻1和專利文獻1所描述的技術進行了進一步的研究。結果，本發明人得出以下結論。
在非專利文獻1所描述的技術中，如果采用降壓斬波器的電路形式，可以生成低于輸入直流電壓的輸出直流電壓。類似地，如果采用升壓斬波器的電路形式，則可以生成高于輸入直流電壓的輸出直流電壓。在專利文獻1中所描述的開關調節器技術中，由于降壓斬波器的電路形式，所以可以產生低于輸入直流電壓的輸出直流電壓。然而，在本技術中，不能生成高于輸入直流電壓的輸出直流電壓。
特別地，近來，DC/DC轉換器和開關調節器已經采用半導體集成電路技術，并內置半導體芯片，不僅僅對于多個開關晶體管，而且對于用于對多個開關驅動器進行接通/關斷控制的開關驅動器電路。因此，DC/DC轉換器和開關調節器的成本降低并且實現了小型化。
然而，本發明人的研究已經證明，非專利文獻1和專利文獻1所描述的技術已經得出了以下結論即考慮通過或經由一個用作配置在半導體芯片中每個DC/DC轉換器和開關調節器的半導體產品來允許半導體芯片內置電路被共享用于降壓功能和升壓功能是不夠的。
本發明人的研究揭示出，現有技術已經得到如下結論，即在實現降壓功能和升壓功能時，考慮用于檢測負載變化的負載變化檢測電路和允許輸出直流電流以高速響應在多大程度上被共享是不夠的。
本發明的第一方面是在本發明人進行的上述研究基礎上完成的。本發明第一方面的一個目的是通過配置在半導體芯片中用作DC/DC轉換器的一個半導體產品來共享半導體芯片內置電路用于降壓功能和升壓功能。本發明第一方面的另一目的是在實現降壓功能和升壓功能時，共享用于檢測負載變化的負載變化檢測電路和允許輸出直流電流高速反應。
盡管專利文獻1具有開關頻率隨著負載電流的變化而變化的特征，但是本發明人所進行的研究已經證明開關頻率變化量的增加和噪音難以清除的問題。本發明人的研究還揭示了，該噪音對使用DC/DC轉換器和開關調節器的系統具有不良影響。
本發明第二方面是在本發明人的上述研究的基礎上做出的。本發明第二方面的一個目的是改善對于DC/DC轉換器的負載電流變化的響應特征和噪音特征。
通過本說明書和附圖的描述，本發明的以上目的、其他目的和新穎特征將顯而易見。
本申請所公開的典型的或者具有代表性的發明簡要解釋如下根據本發明第一方面的一個實施例的用于構成DC/DC轉換器的半導體芯片包括開關驅動器(DRV)和由該開關驅動器(DRV)驅動的第一開關元件(M1)和第二開關元件(M2)。第一開關元件(M1)的輸出電流路徑和第二開關元件(M2)的輸出電流路徑串聯。調整第一開關元件(M1)和第二開關元件(M2)的公共連接點，以連接到半導體芯片外的平滑線圈(L)的一端。采用第二開關元件(M2)的輸出電流路徑，以連接到基電勢(參考圖1和圖2)。
在DC/DC轉換器執行降壓操作的模式中，平滑電容器(C1)和負載(ZL)被并聯連接到半導體芯片外的平滑線圈的另一端。在降壓操作模式中，第一開關元件(M1)的輸出電流路徑在半導體芯片外被提供以輸入直流電壓(VIN)(參考圖1)。
在DC/DC轉換器執行升壓操作的模式中，平滑線圈(L)的另一端在半導體芯片外被提供以輸入直流電壓(VIN)。在升壓操作模式中，平滑電容器(C1)和負載(ZL)在半導體芯片外被并聯到第一開關元件(M1)的輸出電流路徑(參考圖2)。
在DC/DC轉換器執行降壓操作的模式中，開關驅動器(DRV)在第一時間段將第一開關元件(M1)控制為導通狀態，并且將第二開關元件(M2)控制為關閉狀態。因此，在第一時間段，電流通過第一開關元件(M1)和平滑線圈(L)從輸入直流電壓(VIN)被供應給平滑電容器(C1)和負載(ZL)的并聯連接，并且因此能量在第一時間段被儲存在平滑線圈(L)中。在第一時間段后的第二時間段，開關驅動器(DRV)將第一開關元件(M1)控制為關閉狀態，并且將第二開關元件(M2)控制為導通狀態。因此，在第二時間段，被用作能量釋放電流的再生電流經過第二開關元件(M2)和平滑線圈(L)從基電勢流出。從而，形成取決于第一時間段和第二時間段之間比例的電壓降，并且因此DC/DC轉換器執行降壓操作(參考圖1)。
在DC/DC轉換器執行升壓操作的模式中，在第一時間段，開關驅動器(DRV)將第一開關元件(M1)控制為關閉狀態，并且將第二開關元件(M2)控制為導通狀態。因此，在第一時間段，電流經過第二開關元件(M2)和平滑線圈(L)從輸入直流電壓(VIN)流向基電勢，并且從而能量在第一時間段被儲存在平滑線圈(L)內。在第一時間段后的第二時間段，開關驅動器(DRV)將第一開關元件(M1)控制為導通狀態，并且將第二開關元件(M2)控制為關閉狀態。因此，在第二時間段，用作能量釋放電流的再生電流經過平滑線圈(L)和第一開關元件(M1)從輸入直流電壓(VIN)流向平滑電容器(C1)和負載(ZL)的并聯連接。因此，在第二時間段，通過把所釋放的能量疊加在輸入直流電壓(VIN)上而獲得的電壓被提供給并聯連接。因此，形成取決于第二時間段和第一時間段之間比例的電壓增加，并且因此DC/DC轉換器執行升壓操作(參考圖2)。
根據本發明第一方面的上述方法，輸入直流電壓(VIN)和平滑電容器(C1)與負載(L)在半導體芯片外的并聯連接之間的連接形式被改變，并且開關驅動器(DRV)的開關操作被進一步改變。因此，根據本發明第一方面的方法，位于半導體芯片內的開關驅動器(DRV)、第一開關元件(M1)和第二開關元件(M2)可以對降壓操作和升壓操作都有貢獻(參見圖1和圖2)。
此外，本發明第一方面的一個特定形式進一步包括檢測流經平滑線圈(L)的電流變化的反饋電路(FBC)。反饋電路(FBC)包括一端被供以提供給負載(ZL)的直流輸出電壓(VOUT)的反饋電容器(Cf)、一端與反饋電容器(Cf)另一端相連的第一反饋電阻器(Rf1)、和一端與反饋電容器(Cf)另一端相連的第二反饋電阻器(Rf2)。從反饋電容器(Cf)、第一反饋電阻器(Rf1)和第二反饋電阻器(Rf2)的公共連接點獲得反饋電路(FBC)所檢測的輸出電壓，并且被檢測的輸出電壓(Vfb)被反饋到開關驅動器(DRV)的輸入(DRV_In)。
在DC/DC轉換器執行降壓操作的模式中，與開關驅動器(DRV)的輸入(DRV-In)相關的信號被提供給第一反饋電阻器(Rf1)的另一端，并且基電勢被提供給第二反饋電阻器(Rf2)的另一端。在DC/DC轉換器執行升壓操作的模式中，與開關驅動器(DRV)的輸入(DRV_In)相關的信號被提供給第一反饋電阻器(Rf1)的另一端，并且與輸入直流電壓(VIN)相關的信號被提供給第二反饋電阻器(Rf2)的另一端。
按照本發明第二方面的一個實施例的DC/DC轉換器包括開關驅動器(DRV)、和由開關驅動器驅動的第一開關元件(M1)與第二開關元件(M2)。第一開關元件(M1)的輸出電流路徑和第二開關元件(M2)的輸出電流路徑串聯連接。第一開關元件(M1)和第二開關元件(M2)的公共連接點被調整，以與平滑線圈(L)的一端相連。向第一開關元件(M1)的輸出電流路徑提供輸入直流電壓(VIN)。第二開關元件(M2)的輸出電流路徑被調整，以與基電勢連接。平滑電容器(C1)和負載(ZL)被并聯連接到平滑線圈(L)的另一端。DC/DC轉換器進一步包括誤差放大器(EA)、反饋電路(FBC)、比較器(CMP)和鎖存器(FF)。誤差放大器(EA)檢測被提供給平滑電容器(C1)和負載(ZL)的并聯連接的輸出直流電壓(VOUT)的誤差。反饋電路(FBC)包括一端與平滑線圈(L)另一端相連的反饋電容器(Cf)、和一端與反饋電容器(Cf)另一端相連而另一端與平滑線圈(L)的一端相連的反饋電阻器(Rf)。比較器(CMP)比較響應于誤差放大器(EA)的輸出的信號與反饋電路(FBC)的輸出信號。具有基本恒定周期(T)的時序信號(TM)將鎖存器(FF)設置為一種狀態，比較器(CMP)的輸出將鎖存器(FF)設置為另一種狀態。鎖存器(FF)的輸出信號(Q)被提供給開關驅動器(DRV)(參看圖5)。
根據本發明第二方面的上述方法，鎖存器(FF)被具有基本恒定周期的時序信號(TM)設置。因此，在第一時間段，開關驅動器(DRV)將第一開關元件(M1)控制為導通狀態，將第二開關元件(M2)控制為關閉狀態。相應地，在第一時間段，電流經由第一開關元件(M1)和平滑線圈(L)從輸入直流電壓(VIN)提供給平滑電容器(C1)和負載(ZL)的并聯連接，并且因此在第一時間段，能量被儲存在平滑線圈(L)中。當誤差放大器(EA)的輸出電壓(Ve)與反饋電路(FBC)的輸出信號(Vfb)交叉(cross over)時，比較器(CMP)的輸出將鎖存器(FF)設置為另一種狀態。這樣，在第一時間段后的第二時間段中，開關驅動器(DRV)將第一開關元件(M1)控制為關閉狀態，把第二開關元件(M2)控制為導通狀態。因此，在第二時間段，被用作能量釋放電流的再生電流經由第二開關元件(M2)和平滑線圈(L)從基電勢流出。相應地，形成取決于第一時間段和第二時間段之間比例的電壓降，并且因此DC/DC轉換器執行降壓操作。當流經負載(ZL)的電流隨著負載的變化而稍微增加時，在第二時間段，反饋電路(FBC)的輸出信號(Vfb)的變化量也稍微增加。然而，從反饋電路(FBC)的輸出信號(Vfb)到開關驅動器(DRV)的負反饋(negative feedback)使提供給平滑電容器(C1)和負載(ZL)的并聯連接的輸出直流電壓(VOUT)基本保持穩定。根據本發明第二方面的上述方法，噪音電平可以降低，因為與第一時間段和第二時間段之和對應的開關時間段是由具有基本恒定周期的時序信號(TM)決定的。
此外，本發明第二方面的一個具體形式進一步包括誤差電壓校正電路(EVCC)。誤差電壓校正電路包括由鎖存器(FF)的輸出(Q)所控制的控制開關(M3)、和在誤差放大器(EA)的輸出與比較器(CMP)的輸入之間設置高阻抗的控制電路(TG)。從控制開關(M3)和控制電路(TG)的公共連接點產生誤差電壓校正電路(EVCC)的校正后輸出電壓(Vs)。
當負載電流發生異常增加時，鎖存器(FF)的輸出(Q)將控制開關(M3)和控制電路(TG)分別控制為導通狀態和高阻抗狀態。這樣，比較器(CMP)比較被設置為低于誤差放大器(EA)的誤差輸出(Ve)的校正后輸出電壓(Vs)與反饋電路(FBC)的輸出信號(Vfb)(參看圖8)。
本申請所公開的具有代表性的發明實施例的有利效果解釋如下根據本發明第一方面，在一個被用作配置在半導體芯片中的DC/DC轉換器的半導體產品中，半導體芯片內置電路可被共享用于降壓功能和升壓功能。
進一步，根據本發明第二方面，相對于負載電流變化的響應特征和噪音特征可以在DC/DC轉換器中被改善。


圖1是波形圖，其示出根據本發明第一方面的一個實施例中，在第一操作模式(降壓輸出模式)中DC/DC轉換器的電路配置和電路操作；圖2是波形圖，其示出根據本發明第一方面的一個實施例中，在第二操作模式(升壓輸出模式)中DC/DC轉換器的電路配置和電路操作；圖3示出了根據圖1所示的本發明第一方面的一個實施例的DC/DC轉換器執行第一操作模式(降壓輸出模式)時各電路部件的波形；圖4示出了根據圖2所示的本發明第一方面的一個實施例的DC/DC轉換器執行第二操作模式(升壓輸出模式)時各電路部件的波形；圖5是電路圖，其示出按照本發明第二方面的一個實施例的DC/DC轉換器；圖6是波形圖，其描述按照圖5所示的本發明第二方面的一個實施例的DC/DC轉換器的操作；圖7是波形圖，其描述圖5所示的DC/DC轉換器在其過載狀態下的操作；圖8是電路圖，其示出按照本發明第二方面的一個改進實施例的DC/DC轉換器；和圖9是波形圖，其描述按照圖8所示的本發明第二方面的改進實施例的DC/DC轉換器的操作。
具體實施例方式
《實現降壓功能和升壓功能的DC/DC轉換器的電路配置》圖1為示意圖，其示出按照本發明第一方面的一個實施例的DC/DC轉換器在第一操作模式(降壓輸出模式)中的電路配置。
如同一圖所示，構成DC/DC轉換器的半導體芯片包括開關驅動器DRV、由開關驅動器DRV驅動的P溝道MOS晶體管的第一開關元件M1、和由開關驅動器DRV驅動的N溝道MOS晶體管的第二開關元件M2。第一開關元件M1的輸出電流路徑和第二開關元件M2的輸出電流路徑串聯連接。第一開關元件M1和第二開關元件M2的公共連接點被調整以與位于半導體芯片外的平滑線圈L的一端相連。作為其調整的一個例子，公共連接點被電連接到半導體芯片的外部輸出端子。第二開關元件M2的輸出電流路徑的另一端被調整以連接到基電勢，例如地電勢。作為其調整的一個例子，第二開關元件M2的源極或發射極與半導體芯片的外部接地端子電連接。
在DC/DC轉換器執行第一操作模式(降壓輸出模式)的模式中，平滑電容器C1和負載ZL被并聯連接到位于半導體芯片外的平滑線圈L的另一端，如圖1所示。在降壓操作模式中，第一開關元件M1的輸出電流路徑在半導體芯片外被提供以輸入直流電壓VIN。
圖3示出了當按照圖1所示的本發明第一實施例的DC/DC轉換器執行第一操作模式(降壓輸出模式)時各電路部件的波形。在DC/DC轉換器執行降壓操作的模式中，如同一圖所示，在第一時間段，開關驅動器DRV將第一開關元件M1控制為導通狀態，并且將第二開關元件M2控制為關閉狀態(見圖3中的M1柵極和M2柵極)。因此，如圖1所示，在第一時間段，經由第一開關元件M1和平滑線圈L，平滑電容器C1和負載ZL的并聯連接被提供以來自輸入直流電壓VIN的電流，使得在第一時間段，能量被儲存在平滑線圈L內。因此，下面的等式所給出的線圈電流在第一時間段流過。
ION＝(VIN-VOUT)·t/L...(3)順便說明，VIN表示從輸入直流電壓電源端子TIN所供應的輸入直流電壓，VOUT表示來自直流輸出端子TOUT的輸出直流電壓，t和L分別表示時間和線圈的電感。
在第一時間段之后的第二時間段中，開關驅動器DRV把第一開關元件M1控制為關閉狀態，把第二開關元件M2控制為導通狀態。因此，在第二時間段，用作能量釋放電流的再生電流經由第二開關元件M2和平滑線圈L從基電勢流出。相應地，下面等式所給出的線圈電流在第二時間段流過。
IOFF＝VOUT·t/L...(4)順便說明，VON表示處于導通狀態的第三開關S3的端到端導通電壓，而t表示時間。
假定第一時間段的時間t的長度為TON，而第二時間段的時間t的長度為TOFF。這樣，在第一時間段和第二時間段之間的邊界處，等式(3)所給出的電流與等式(4)所給出的電流應該相等。因此，得出下面等式(VIN-VOUT)·TON/L＝VOUT·TOFF/L...(5)將等式(5)擴展即得出等式(6)。
VOUT＝VIN·TON/(TON+TOFF)...(6)因此，可以理解，在第一種操作模式(降壓輸出模式)中，低于從輸入直流電壓電源端TIN所提供的輸入直流電壓VIN的輸出直流電壓VOUT可以按照等式(6)被從直流輸出端子TOUT輸出。從而，產生了取決于第二時間段TOFF和第一時間段TON之間比例的電壓降，并且因此圖1所示的DC/DC轉換器執行降壓操作。
圖2為示意圖，其示出按照本發明第一方面一個實施例的DC/DC轉換器在第二操作模式(升壓輸出模式)中的電路配置。
如同一圖所示，用來構成DC/DC轉換器的半導體芯片包括開關驅動器DRV、由開關驅動器DRV驅動的P溝道MOS晶體管的第一開關元件M1、和被驅動的N溝道MOS晶體管的第二開關元件M2。第一開關元件M1的輸出電流路徑和第二開關元件M2的輸出電流路徑串聯連接。第一開關元件M1與第二開關元件M2的公共連接點被調整，以連接至位于半導體芯片外的平滑線圈L的一端。第二開關元件M2的輸出電流路徑被調整，以連接至基電勢，例如地電勢。到目前為止所解釋的圖2的電路配置和連接與圖1完全相同。
然而，如圖2所示，在DC/DC轉換器執行升壓操作的模式中，平滑線圈L的另一端在半導體芯片外被提供以輸入直流電壓VIN。在升壓操作模式中，平滑電容器C1和負載ZL被并聯連接到位于半導體芯片外的第一開關元件M1的輸出電流路徑。這一點是圖1和圖2所示的電路配置和連接的不同之處。
進一步地，在開關驅動器DRV對第一開關元件M1和第二開關元件M2的接通/關斷控制方面，圖2和圖1彼此不同。
圖4示出在按照圖2所示的本發明第一方面的一個實施例的DC/DC轉換器執行第二操作模式(升壓輸出模式)時各電路部件的波形。在DC/DC轉換器執行其升壓操作時，如同一圖所示，在第一時間段，開關驅動器DRV把第一開關元件M1控制為關閉狀態，把第二開關元件M2控制為導通狀態。因此，在第一時間段，電流經由平滑線圈L和第二開關元件M2從輸入直流電壓VIN流到基電勢，從而在第一時間段，能量被儲存在平滑線圈L內。相應地，下面等式所給出的線圈電流經由線圈流到地電勢。
ION＝VIN·t/L...(7)在第一時間段后的第二時間段，開關驅動器DRV把第一開關元件M1控制為導通狀態，把第二開關元件M2控制為關閉狀態。因此，在第二時間段，被用作能量釋放電流的再生電流經由平滑線圈L和第一開關元件M1從輸入直流電壓VIN流到平滑電阻器C1和負載ZL的并聯連接。相應地，下面等式所給出的線圈電流經由線圈和第一開關元件M1流入其相應的直流輸出端子TOUT。
IOFF＝(VIN-VOUT)·t/L...(8)假定第一時間段的時間長度t為TON，第二時間段的時間長度t為TOFF。這樣，在第一時間段和第二時間段之間的邊界處，等式(7)所給出的電流和等式(8)所給出的電流應彼此相等。從而得到下面等式VIN·TON/L＝(VIN-VOUT)·TOFF/L...(9)擴展等式(9)就得到如下關系式。
VOUT＝(1+(TON/TOFF))·VIN...(10)
從而可以理解，在第二操作模式(升壓輸出模式)中，高于從輸入直流電壓電源端子TIN所供應的輸入直流電壓VIN的輸出直流電壓VOUT可以根據等式(10)從直流輸出端子TOUT輸出。從而，在第二時間段，通過將所釋放的能量或發射能量疊加在輸入直流電壓VIN上而獲得的電壓被提供給并聯連接。相應地，出現取決于第二時間段TOFF和第一時間段TON之間比例的電壓增加，并且因此DC/DC轉換器執行升壓操作。
根據上面參考圖1、2、3和4描述的本發明第一方面的一個實施例，輸入直流電壓VIN與位于半導體芯片外的平滑電容器(C1)和負載ZL的并聯連接之間的連接形式被改變，并且開關驅動器DRV的開關操作被進一步改變。因此，位于半導體芯片內部的開關驅動器DRV、第一開關元件M1和第二開關元件M2對升壓操作和降壓操作都有貢獻。
在本發明第一方面的一個更具體實施例中，采用這樣一項技術，該技術允許初期穩定的輸出直流電壓高速跟隨輸出電壓，即使在由于流經被驅動負載ZL的電流變化而引起的負載變化時。圖1和圖2所示的電路中反饋電路FBC是這種所采用的技術的核心。反饋電路FBC主要包括反饋電容器或電容Cf，其一端被提供以被提供到平滑電容器C1和負載ZL的并聯連接的輸出直流電壓VOUT。隨著流經被驅動負載ZL的電流變化，反饋電容Cf的另一端處的電壓變化。反饋電容Cf這個另一端處電壓的變化被反饋到開關驅動器DRV的輸入，使得控制第一時間段TON和第二時間段TOFF之間的比例，從而輸出直流電壓VOUT被保持近似恒定。在反饋電路FBC反饋后，反饋電容CF和第一反饋電阻器Rf1的串聯連接最初用來根據跨平滑線圈L的電勢差而檢測流經負載ZL的電流。然而，根據由于該初始連接所引起的電勢差，在第一操作模式(降壓輸出模式)和第二操作模式(升壓輸出模式)的情況中，極性被反轉。如上所述，第一操作模式(降壓輸出模式)和第二操作模式(升壓輸出模式)中開關驅動器DRV對第一開關元件M1和第二開關元件M2執行接通/關斷控制的操作被反轉。在第一操作模式(降壓輸出模式)和第二操作模式(升壓輸出模式)中，開關驅動器DRV響應從反饋電路FBC所提供的反饋電壓Vfb的輸入DRV_In的極性也被反轉。
在如圖1所示的第一操作模式(降壓輸出模式)中，鎖存器FF響應于從反饋電路FBC經由比較器CMP所提供的反饋電壓Vfb的輸出Q被提供給開關驅動器DRV的輸入DRV_In，而沒有反轉。DRV_In處的信號經第二反向器IVN2、第一非反相電平移位電路LS1和處于非反相態的第三反向器INV3被提供給第一反饋電阻器Rf1的一端。當第一操作模式(降壓輸出模式)中流經負載ZL的電流增加時，需要同時增加第一時間段TON，并減小第二時間段TOFF。借助于反饋電容Cf此時的動作，在從反饋電路FBC所提供的反饋電壓Vfb的變化周期期間，第一時間段TON增加，而第二時間段TOFF減小。因此，由于反饋電路FBC的動作，輸出直流電壓VOUT保持近似穩定，即使取決于負載的電流變化。在第一操作模式(降壓輸出模式)中，第二反饋電阻器Rf2的一端被第四反向器INV4的輸出保持在基電勢，例如地電勢，并且變為幾乎與平滑線圈L的另一端處的電壓無關。這是因為，對控制信號CNTL響應的第二非反相電平移位電路LS2控制第四反向器INV4，如上面所述。順便說明，被提供給如圖1所示的平滑電容器C1和負載ZL的并聯連接的輸出直流電壓VOUT被分壓電阻器R1和R2分壓。被這樣分壓的電壓被提供給誤差放大器EA的反相輸入端，并且參考電壓Vref被提供給誤差放大器EA的非反相輸入端。誤差放大器EA的輸出被提供給比較器CMP的反相輸入端，并且反饋電路FBC所輸出的反饋電壓Vfb被提供給比較器CMP的非反相輸入端。比較器CMP的輸出被提供給鎖存器FF的置位輸入端S，并且具有近似恒定周期T的時序信號TM被提供給鎖存器FF的復位輸入端R。因此，當鎖存器FF被圖3所示時序信號TM復位時，鎖存器FF的輸出信號Q的電平變為低。這樣，開關驅動器DRV的輸入DRV_In變為低電平，從而開關驅動器DRV把第一開關元件M1控制為導通狀態，把第二開關元件M2控制為關閉狀態。因此，執行對應于第一時間段的操作，其中在第一時間段期間，能量被儲存在平滑線圈L內。當從反饋電路FBC所提供的反饋電壓Vfb從誤差放大器EA的輸入Ve稍微升高時，比較器CMP的輸出的電平變高。鎖存器FF被比較器CMP的高電平輸出置位，使得輸出信號Q的電平變高。這樣，開關驅動器DRV的輸入DRV_In變為高電平，從而開關驅動器DRV把第一開關元件M1控制為關閉狀態，把第二開關元件M2控制為導通狀態。因此，執行對應于第二時間段的操作，其中在第二時間段期間，能量被從平滑線圈L釋放。
另一方面，在如圖2所示的第二操作模式(升壓輸出模式)中，鎖存器FF的響應于從反饋電路FBC經比較器CMP所提供的反饋電壓Vfb的輸出Q被第一反向器INV1反轉，其又被提供給開關驅動器DRV的輸入DRV_In。輸入DRV_In處的信號經第二反向器IVN2、第一非反相電平移位電路LS1和處于非反轉狀態的第三反向器INV3被提供給第一反饋電阻器Rf1的一端。當流經負載ZL的電流在第二操作模式(升壓輸出模式)中增加時，需要同時以與第一操作模式(降壓輸出模式)類似的方式增加第一時間段TON，減小第二時間段TOFF。借助于此時反饋電容Cf的動作，在反饋電路FBC所提供的反饋電壓Vfb的變化周期期間，第一時間段TON增加，而第二時間段TOFF減少。因此，由于反饋電路FBC的動作，輸出直流電壓VOUT被保持基本穩定，即使取決于負載上的電流變化。在第二操作模式(升壓輸出模式)中，輸出直流電壓VOUT也隨著瞬變輸入直流電壓VIN的減小而降低，如等式(10)所示。為了減輕該現象，第四反向器INV4的輸出給第二反饋電阻器Rf2的一端提供以相應的輸入直流電壓VIN。這是因為，響應于控制信號CNTL的第二非反相電平移位電路LS2控制第四反向器INV4，如上面所述。當輸入直流電壓VIN降低時，從反饋電路FBC所提供的反饋電壓Vfb的直流分量也隨著第二反饋電阻器Rf2的動作降低。因此，在反饋電壓Vfb的變化周期期間，第一時間段TON增加，而第二時間段TOFF減少。結果，輸出直流電壓VOUT保持基本穩定。順便說明，提供給圖2所示的平滑電容器C1和負載ZL的并聯連接的輸出直流電壓VOUT被分壓電阻器R1和R2分壓。被這樣分壓的電壓被提供給誤差放大器EA的反相輸入端，并且參考電壓Vref被提供給誤差放大器EA的非反相輸入端。誤差放大器EA的輸出被提供給比較器CMP的反相輸入端，從反饋電路FBC所輸出的反饋電壓Vfb被提供給比較器CMP的非反相輸入端。比較器CMP的輸出被提供給鎖存器FF的置位輸入端S，具有近似恒定周期的時序信號TM被提供給鎖存器FF的復位輸入端R。因此，當鎖存器FF被如圖4所示的時序信號TM復位時，鎖存器FF的輸出信號Q的電平變低，并且反向器INV1的輸出的電平升高。這樣，開關驅動器DRV的輸入DRV_In變為高電平，從而開關驅動器DRV把第一開關元件M1控制為關閉狀態，把第二開關元件M2控制為導通狀態。因此，執行對應于第一時間段的操作，其中在第一時間段中，能量被儲存在平滑線圈L內。當從反饋電路FBC所提供的反饋電壓Vfb從誤差放大器EA的輸出Ve稍微升高時，比較器CMP的輸出的電平升高。鎖存器FF被比較器CMP的高電平輸出置位，從而輸出信號Q的電平變高，反向器INV1的輸出的電平變低。這樣，開關驅動器DRV的輸入DRV_In處于低電平，從而開關驅動器DRV把第一開關元件M1控制為導通狀態，把第二開關元件M2控制為關閉狀態。因此，執行對應于第二時間段的操作，其中在第二時間段中，能量從平滑線圈L中被釋放。
《改善對于負載電流變化的響應和特征的DC/DC轉換器》圖5為電路圖，其示出按照本發明第二方面的一個實施例的DC/DC轉換器。順便說明，圖6是波形圖，其描述按照圖5所示的本發明第二方面的一個實施例的DC/DC轉換器的操作。
DC/DC轉換器內部包括半導體芯片、開關驅動器DRV和由開關驅動器DRV驅動的第一開關元件M1和第二開關元件M2。第一開關元件M1的輸出電流路徑和第二開關元件M2的輸出電流路徑串聯。第一開關元件M1和第二開關元件M2的公共連接點被調整以連接到平滑線圈L的一端。作為其調整的一個例子，公共連接點被電連接到半導體芯片的外部輸出端子。第一開關元件M1的輸出電流路徑被提供以輸入直流電壓VIN。第二開關元件M2的輸出電流路徑被調整以電連接至基電勢。作為其調整的一個例子，第二開關元件M2的源極或發射極被電連接到半導體芯片的外部接地端子。平滑電容器C1和負載ZL被并聯連接到半導體芯片外的平滑線圈L的另一端。DC/DC轉換器進一步包括誤差放大器EA、反饋電路FBC、比較器CMP和鎖存器FF。誤差放大器EA檢測提供給平滑電容器C1和負載ZL的并聯連接的輸出直流電壓VOUT的誤差。反饋電路FBC包括反饋電容器或者電容Cf，其一端與平滑線圈L的另一端相連；也包括反饋電阻器或電阻Rf，其一端與反饋電容Cf的另一端相連，而另一端與平滑線圈L的一端相連。比較器CMP比較響應于誤差放大器EA的輸出的信號和從反饋電路FBC所輸出的信號。鎖存器FF被具有基本恒定周期或時間段T的時序信號TM置位，并被比較器CMP的輸出復位，并且鎖存器的輸出信號Q被提供給開關驅動器DRV。
在按照圖5所示的本發明第二方面的一個實施例的DC/DC轉換器中，鎖存器FF被具有基本恒定周期T的時序信號TM置位。因此，在第一時間段，開關驅動器DRV把第一開關元件M1控制為導通狀態，把第二開關元件M2控制為關閉狀態。相應地，在第一時間段，電流經由第一開關元件M1和平滑線圈L被從輸入直流電壓VIN提供到平滑電容器C1和負載ZL的并聯連接，并且因此在第一時間段期間，能量被儲存在平滑線圈L內。當誤差放大器EA的輸出Ve與反饋電路FBC的輸出信號Vfb交叉時，比較器CMP的輸出復位鎖存器FF。這樣，在第一時間段之后的第二時間段，開關驅動器DRV把第一開關元件M1控制為關閉狀態，把第二開關元件M2控制為導通狀態。因此，在第二時間段，被用作能量釋放電流的再生電流經第二開關元件M1和平滑線圈L從基電勢流出。因此，產生取決于第二時間段和第一時間段之間比例的電壓損失，并且DC/DC轉換器執行降壓操作。當流經負載ZL的電流隨著負載變化而稍微變化時，第二時間段期間反饋電路FBC的輸出信號Vfb的變化量也稍微增加。然而，從反饋電路FBC的輸出信號Vfb到開關驅動器DRV的負反饋使提供給平滑電容器C1和負載ZL的并聯連接的輸出直流電壓VOUT保持基本穩定。因此，因為對應于第一時間段和第二時間段之和的開關時間段由具有基本恒定周期T的時序信號TM決定，所以噪音電平可以被降低。
順便說明，提供給平滑電容器C1和負載ZL的并聯連接的輸出直流電壓VOUT被分壓電阻器R1和R2分壓，如圖5所示。被這樣分壓的電壓被提供到誤差放大器EA的反相輸入端，參考電壓Vref被提供到誤差放大器EA的非反相輸入端。誤差放大器EA的輸出被提供到比較器CMP的反相輸入端，從反饋電路FBC所輸出的反饋電壓Vfb被提供到比較器CMP的非反相端子。比較器CMP的輸出被提供給鎖存器FF的復位輸入端R，具有基本恒定周期或時間段T的時序信號TM被提供到鎖存器FF的置位輸入端S。因此，當鎖存器FF被時序信號TM復位時，如圖6所示，鎖存器FF的輸出信號Q的電平變高。這樣，開關驅動器DRV的輸入DRV_In變為高電平，從而開關驅動器DRV把由P溝道MOS晶體管構成的第一開關元件M1控制為導通狀態，把由N溝道MOS晶體管構成的第二開關元件M2控制為關閉狀態。因此，執行對應于第一時間段的操作，其中在第一時間段，能量被儲存在平滑線圈L內。當從反饋電路FBC所提供的反饋電壓Vfb從誤差放大器EA的輸出Ve稍微升高時，比較器CMP的輸出的電平變高。鎖存器FF被比較器CMP的高電平輸出復位，從而輸出信號Q的電平變低。這樣，開關驅動器DRV的輸入DRV_In處于低電平，從而開關驅動器DRV把第一開關元件M1控制為關閉狀態，把第二開關元件M2控制為導通狀態。因此，執行對應于第二時間段的操作，其中在第二時間段，能量被從平滑線圈L中釋放。
另一方面，本發明人根據圖5所示的本發明第二方面的一個實施例詳細討論了DC/DC轉換器。結果，證明了以下幾點。
當流經圖5所示DC/DC轉換器的負載ZL的電流變為異常大的電流時，發生以下情況。如圖7所示，由于負載電流的異常增加，從反饋電路FBC所提供的反饋電壓Vfb相對于誤差放大器EA的輸出Ve的增加被延遲。在產生該延遲的第一時間段，第一開關元件M1被控制為導通狀態，以補償被提供給負載ZL的輸出直流電壓的減少。在這樣的第一時間段結尾處，從反饋電路FBC所輸出的反饋電壓Vfb變得高于誤差放大器EA的輸出Ve，使得鎖存器FF被比較器CMP的高電平輸出復位。這樣，到達第二時間段，并且因此開關驅動器DRV把第一開關元件M1控制為關閉狀態，把第二開關元件M2控制為導通狀態。從而，執行第二時間段的操作，其中在第二時間段，能量被從平滑線圈L中釋放。然而，如圖7所示，由于第一時間段的延長，第二時間段縮短，并且因此，在從反饋電路FBC所輸出的反饋電壓Vfb的減小不足的電平下，具有恒定周期T的時序信號TM將鎖存器FF置位。這樣，啟動第一時間段的操作，并且反饋電壓Vfb從其不足減小的電平增加。因此，此時，第一時間段被縮短，并且在縮短的第一時間段的末端，從反饋電路FBC所輸出的反饋電壓Vfb變得高于誤差放大器EA的輸出Ve。因此，鎖存器FF被比較器CMP的高電平輸出復位。這樣，圖7所示的鎖存器FF的輸出Q(FFQ)的電平高的時間段和它的低電平時間段的長度變得不穩定。在縮短的第一時間段和尤其是縮短的第二時間段期間，鎖存器FF的輸出Q包含高頻分量。令人擔心的是，高頻分量導致DC/DC轉換器的異常振蕩操作。
圖8為電路圖，其示出按照本發明第二方面的一個改進實施例的DC/DC轉換器。順便說明，圖9是波形圖，其描述按照圖8所示本發明第二方面的改進實施例的DC/DC轉換器的操作。
圖8所示的電路與圖5所示的電路加上誤差電壓校正電路EVCC是等效的。圖8所示的誤差電壓校正電路EVCC主要包括由鎖存器FF的輸出Q控制的控制開關M3和被配置為使誤差放大器EA的輸出和比較器CMP的輸入為高阻抗的電路的傳輸門(transmission gate)TG。誤差電壓校正電路EVCC的電阻器R3和電容器C4是用于調整從誤差電壓校正電路EVCC所產生的輸出電壓Vs的變化率(放電時間常數discharge time constant)的元件。提供誤差電壓校正電路EVCC的反向器INV，以便當鎖存器FF的輸出Q處于高電平時，使由CMOS模擬開關構成的傳輸門TG為高阻抗。
圖8為電路圖，其示出根據本發明第二方面的改進實施例的DC/DC轉換器。假定負載電流出現異常增加。這樣，鎖存器FF被時序信號TM置位，并且因此使鎖存器FF的輸出Q處于高電平，從而啟動第一時間段的操作。隨著鎖存器FF的輸出Q從低電平變為高電平，對應于誤差電壓校正電路EVCC中的高阻抗，控制開關M3被控制為導通狀態，傳輸門TG被控制為關閉狀態。這樣，從誤差電壓校正電路EVCC所產生的輸出電壓VS變得低于圖9所示誤差放大器EA的誤差輸出Ve。比較器CMP被改變到比較從反饋電路FBC所輸出的反饋電壓Vfb和從誤差電壓校正電路EVCC所產生的輸出電壓Ve的操作。因此，即使從反饋電路FBC所產生的反饋電壓Vfb的增加由于負載電流的異常增加而被延遲，但是用于由比較器CMP比較的誤差電壓校正電路EVCC的輸出電壓VS依然被減少。輸出電壓VS的變化取決于電阻器R3和電容器C4。因此，在按照圖8所示的本發明第二方面的改進實施例的DC/DC轉換器中，避免了圖7所示的第一時間段的顯著延長，并且從反饋電路FBC所輸出的反饋電壓Vfb被減少到足夠的電平。
盡管已經基于優選實施例具體地描述了以上由本發明人所實施的發明，但是本發明并不限于上述實施例。顯然，在本發明的范圍內、在不背離本發明主旨的前提下，可以對其作出各種變更。
例如，在圖1所示的實施例中，P溝道MOS晶體管M1可以由PNP型雙極晶體管替代。N溝道MOS晶體管M2可以由NPN型雙極晶體管替代。類似地，構成圖8所示傳輸門TG的CMOS模擬開關中的P溝道MOS晶體管和N溝道MOS晶體管可以分別由PNP型雙極晶體管和NPN型雙極晶體管替代。
除了在芯片外所提供的電感元件外，DC/DC轉換器的平滑線圈L可以是通過半導體工藝在半導體上形成的螺旋線圈。可替換地，平滑線圈L可以是位于封裝內的線圈，其利用密封半導體芯片的封裝內所提供的引線框(lead frame)的一部分。
權利要求
1.一種DC/DC轉換器，包括半導體芯片，包括開關驅動器、和由所述開關驅動器驅動的第一開關元件和第二開關元件，其中所述第一開關元件的輸出電流路徑和所述第二開關元件的輸出電流路徑串聯，其中所述第一開關元件和第二開關元件的公共連接點被調整以連接至所述半導體芯片外的平滑線圈的一端，其中在所述DC/DC轉換器執行降壓操作的模式中，平滑電容器和負載被并聯連接到所述半導體芯片外的平滑線圈的另一端，并且在降壓操作模式中，所述第一開關元件的輸出電流路徑在所述半導體芯片外被供以輸入直流電壓，其中在所述DC/DC轉換器執行升壓操作的模式中，所述平滑線圈的另一端在所述半導體芯片外被供以所述輸入直流電壓，并且在所述升壓操作模式中，所述平滑電容器和負載被并聯連接到所述半導體芯片外的第一開關元件的輸出電流路徑，其中在所述DC/DC轉換器執行降壓操作的模式中，在第一時間段，所述開關驅動器將所述第一開關元件控制為導通狀態，并且將所述第二開關元件控制為關閉狀態，并且在所述第一時間段后的第二時間段，所述開關驅動器將所述第一開關元件控制為關閉狀態，并且將所述第二開關元件控制為導通狀態，從而所述DC/DC轉換器執行降壓操作，和其中在所述DC/DC轉換器執行升壓操作的模式中，在所述第一時間段，所述開關驅動器將所述第一開關元件控制為關閉狀態，并且將所述第二開關元件控制為導通狀態，并且在所述第一時間段之后的第二時間段，所述開關驅動器將所述第一開關元件控制為導通狀態，并且將所述第二開關元件控制為關閉狀態，從而所述DC/DC轉換器執行升壓操作。
2.如權利要求1所述的DC/DC轉換器，其中在所述DC/DC轉換器執行降壓操作的模式中，在第一時間段，所述開關驅動器將所述第一開關元件控制為導通狀態，并將所述第二開關元件控制為關閉狀態，從而在所述第一時間段，電流經所述第一開關元件和所述平滑線圈從所述輸入直流電壓提供到所述平滑電容器和所述負載的并聯連接，并且因此在所述第一時間段，能量被儲存在所述平滑線圈內，并且在所述第一時間段后的第二時間段，所述開關驅動器將所述第一開關元件控制為關閉狀態，并將所述第二開關元件控制為導通狀態，從而在所述第二時間段，被用作能量釋放電流的再生電流經所述第二開關元件和所述平滑線圈從基電勢流出，使得產生取決于所述第二時間段和第一時間段之比的電壓降，并且因此所述DC/DC轉換器執行降壓操作，和其中在所述DC/DC轉換器執行升壓操作的模式中，在第一時間段，所述開關驅動器將所述第一開關元件控制為關閉狀態，并將所述第二開關元件控制為導通狀態，從而在所述第一時間段，電流經所述第二開關元件和所述平滑線圈從所述輸入直流電壓流向基電勢，并且因此在所述第一時間段，能量被儲存在所述平滑線圈內，并且在所述第一時間段后的第二時間段，所述開關驅動器將所述第一開關元件控制為導通狀態，并將所述第二開關元件控制為關閉狀態，從而在所述第二時間段，被用作能量釋放電流的再生電流經所述平滑線圈和所述第一開關元件從所述輸入直流電壓流到所述平滑電容器和所述負載的并聯連接，使得在所述第二時間段，通過將所釋放的能量疊加在所述輸入直流電壓而獲得的電壓被提供給所述并聯連接，并且產生取決于所述第二時間段和所述第一時間段之間比例的電壓增加，并因此所述DC/DC轉換器執行升壓操作。
3.如權利要求1或2所述的DC/DC轉換器，進一步包括檢測流經所述平滑線圈的電流變化的檢測電路，其中所述檢測電路包括一端被供以被提供給所述負載的直流輸出電壓的反饋電容器、一端與所述反饋電容器的另一端相連的第一反饋電阻器、以及一端與所述反饋電容器的另一端相連的第二反饋電阻器，其中從所述反饋電容器、所述第一反饋電阻器和所述第二反饋電阻器的公共連接點獲得所述檢測電路所檢測的輸出電壓，并且所檢測的輸出電壓被反饋給所述開關驅動器的輸入端，其中在所述DC/DC轉換器執行降壓操作的模式中，與所述開關驅動器的輸入相關的信號被提供給所述第一反饋電阻器的另一端，并且基電勢被提供到所述第二反饋電阻器的另一端，和其中在所述DC/DC轉換器執行升壓操作的模式中，與所述開關驅動器的輸入相關的信號被提供到所述第一反饋電阻器的另一端，并且與所述輸入直流電壓相關的信號被提供到所述第二反饋電阻器的另一端。
4.一種DC/DC轉換器，包括開關驅動器，和由所述開關驅動器驅動的第一開關元件和第二開關元件，其中所述第一開關元件的輸出電流路徑和所述第二開關元件的輸出電流路徑串聯連接，其中所述第一開關元件和所述第二開關元件的公共連接點被調整以連接至平滑線圈的一端，其中輸入直流電壓被提供到所述第一開關元件的輸出電流路徑，和其中所述第二開關元件的輸出電流路徑被調整以連接到基電勢，和平滑電容器和負載被并聯連接到所述平滑線圈的另一端，所述DC/DC轉換器進一步包括誤差放大器、反饋電路、比較器和鎖存器，其中所述誤差放大器檢測被提供到所述平滑電容器和所述負載的并聯連接的輸出直流電壓的誤差，其中所述反饋電路包括一端與所述平滑線圈的另一端相連的反饋電容器、和一端與所述反饋電容器的另一端相連而另一端與所述平滑線圈的一端相連的反饋電阻器，其中所述比較器比較響應所述誤差放大器的輸出的信號與所述反饋電路的輸出信號，和其中所述鎖存器被具有基本恒定周期的時序信號設置為一種狀態，并且被所述比較器的輸出設置為另一狀態，并且所述鎖存器的輸出信號被提供到所述開關驅動器。
5.如權利要求4中所述的DC/DC轉換器，進一步包括誤差電壓校正電路，其中所述誤差電壓校正電路包括由所述鎖存器的輸出控制的控制開關、和在所述誤差放大器的輸出與所述比較器的輸入之間設置高阻抗的控制電路，其中從所述控制開關和一個門的公共連接點生成所述誤差電壓校正電路的校正后輸出電壓，和其中當負載電流發生異常增加時，所述鎖存器的輸出將所述控制開關和所述控制電路分別控制為導通狀態和高阻抗狀態，并且所述比較器比較被設置低于所述誤差放大器的誤差輸出的校正后輸出電壓與所述反饋電路的輸出信號。
全文摘要
本發明的目的是憑借或者通過一個被用作配置在半導體芯片中的DC/DC轉換器的半導體產品來共享半導體芯片內置電路用于降壓操作和升壓操作。半導體芯片包括開關驅動器、第一開關元件和第二開關元件。第一開關元件的輸出電流路徑和第二開關元件的輸出電流路徑串聯。第一開關元件和第二開關元件的公共連接點連接到半導體芯片外的平滑線圈的一端，并且第二開關元件的輸出電流路徑與基電勢相連。從第一開關元件提供輸入直流電壓，并且到負載的降壓電壓VOUT從線圈的另一端輸出。當提供輸入直流電壓的方法和執行連接負載的方法改變時，輸出升壓電壓。
文檔編號H02M3/155GK1972095SQ20061016284
公開日2007年5月30日 申請日期2006年11月24日 優先權日2005年11月25日
發明者秦武廣, 吉田信一 申請人:株式會社瑞薩科技