專利名稱：開(kāi)關(guān)電源電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及開(kāi)關(guān)電源電路。
背景技術(shù)：
作為采用諧振變換器的所謂的軟開(kāi)關(guān)電源的類型，電流諧振型和電壓諧振型已經(jīng)廣為人知。當(dāng)前，已廣泛地采用由兩個(gè)晶體管開(kāi)關(guān)元件形成的半橋式電流諧振變換器，因?yàn)槠淇梢匀菀椎赝度雽?shí)用。
然而，由于例如高擊穿電壓開(kāi)關(guān)元件的特性當(dāng)前正得到改善，因此與將電壓諧振變換器投入實(shí)用相關(guān)的與擊穿電壓有關(guān)的問(wèn)題也正得到解決。此外，已知在DC輸出電壓線的噪聲分量和輸入反饋噪聲方面，由一個(gè)晶體管開(kāi)關(guān)元件形成的單端電壓諧振變換器要優(yōu)于一個(gè)晶體管的電流諧振正激變換器。
圖16圖示了包括單端電壓諧振變換器的開(kāi)關(guān)電源電路的一種配置示例。這種電壓諧振變換器與稍后要被描述的由次級(jí)繞組的漏電感L2和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2形成的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路相結(jié)合，并且因此被稱作多重(multiple)諧振變換器。
在圖16的開(kāi)關(guān)電源電路中，來(lái)自商用交流電源AC的電壓被由橋式整流電路Di和平滑電容器Ci形成的整流和平滑電路整流和平滑，從而作為平滑電容器Ci兩端的電壓，產(chǎn)生了DC輸入電壓Ei。來(lái)自商用電流AC的線路具有噪聲濾波器，該噪聲濾波器包括一對(duì)共模扼流圈CMC和兩個(gè)跨線電容器CL，該噪聲濾波器去除了共模噪聲。
DC輸入電壓Ei被輸入到電壓諧振變換器作為DC輸入電壓。電壓諧振變換器具有單端配置，包括如上所述的一個(gè)晶體管開(kāi)關(guān)元件Q1。該電路中的電壓諧振變換器是他勵(lì)(separately excited)的。具體而言，由MOSFET形成的開(kāi)關(guān)元件Q1被振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2以開(kāi)關(guān)方式驅(qū)動(dòng)。
MOSFET的體二極管DD1與開(kāi)關(guān)元件Q1并聯(lián)連接。另外，初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr與開(kāi)關(guān)元件Q1的漏極和源極之間的溝道并聯(lián)連接。初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr和隔離變換器變壓器中的初級(jí)繞組N1的漏電感L1形成了初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路(電壓諧振電路)。作為開(kāi)關(guān)元件Q1的開(kāi)關(guān)操作，該初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路提供電壓諧振操作。
為了以開(kāi)關(guān)方式驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)元件Q1，振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2向開(kāi)關(guān)元件Q1的柵極施加作為驅(qū)動(dòng)信號(hào)的柵極電壓。從而，開(kāi)關(guān)元件Q1實(shí)現(xiàn)具有依賴于驅(qū)動(dòng)信號(hào)周期的開(kāi)關(guān)頻率的開(kāi)關(guān)操作。
隔離變換器變壓器PIT將來(lái)自開(kāi)關(guān)元件Q1的開(kāi)關(guān)輸出發(fā)送到次級(jí)側(cè)。如圖17所示，隔離變換器變壓器PIT由EE形芯構(gòu)成，EE形芯通過(guò)組合例如由鐵氧體材料組成的E形芯CR1和CR2來(lái)形成。此外，初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2纏繞在覆蓋EE形芯的中心磁芯柱(leg)的線軸B上，其中纏繞部分被劃分為初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)。另外，在隔離變換器變壓器PIT的EE形芯的中心芯柱中提供有約0.8到1.0mm長(zhǎng)度的間隙G，從而在初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)之間獲得了約0.80到0.85的耦合系數(shù)k。當(dāng)耦合系數(shù)k具有這樣的值時(shí)，初級(jí)和次級(jí)側(cè)之間的耦合度可被當(dāng)作弱耦合，從而難以達(dá)到飽和狀態(tài)。耦合系數(shù)k的值是設(shè)置漏電感(漏電感L1的電感)時(shí)的一個(gè)因子。
隔離變換器變壓器PIT中的初級(jí)繞組N1插入在開(kāi)關(guān)元件Q1和平滑電容器Ci的正電極之間，這樣允許從開(kāi)關(guān)元件Q1傳遞開(kāi)關(guān)輸出。在隔離變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組N2中，生成了由初級(jí)繞組N1感應(yīng)的交流電壓。
在次級(jí)側(cè)，次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2與次級(jí)繞組N2的一端串聯(lián)連接，因此，次級(jí)繞組N2的漏電感L2和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2的電容形成了次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(電流諧振電路)。
此外，整流二極管Do1和Do2以及平滑電容器Co連接到該次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，如圖所示，從而形成了電壓倍增器半波整流電路。作為平滑電容器Co兩端的電壓，該電壓倍增器半波整流電路產(chǎn)生了電平是在次級(jí)繞組N2中所感應(yīng)的次級(jí)繞組電壓V3的兩倍的DC輸出電壓Eo。DC輸出電壓Eo被提供到負(fù)載，并被輸入到控制電路1，作為用于恒壓控制的檢測(cè)電壓。
控制電路1檢測(cè)被輸入作為檢測(cè)電壓的DC輸出電壓Eo的電平，隨后將所獲得的檢測(cè)輸出輸入到振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2。振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)，該驅(qū)動(dòng)信號(hào)的頻率等依賴于由檢測(cè)輸出指示的DC輸出電壓Eo的電平而變化，從而控制開(kāi)關(guān)元件Q1的開(kāi)關(guān)操作，使得DC輸出電壓Eo在預(yù)定電平保持恒定。從而，實(shí)現(xiàn)了DC輸出電壓Eo的穩(wěn)定控制。
圖18A至18C和19示出了對(duì)具有圖16所示配置的電源電路的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。對(duì)于這些實(shí)驗(yàn)，圖16的電源電路中的主要部件被設(shè)計(jì)為具有以下參數(shù)。
隔離變換器變壓器PIT的芯采用EER-35芯，在其中心芯柱中的間隙被設(shè)計(jì)為具有1mm的間隙長(zhǎng)度。初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2的匝數(shù)分別被設(shè)為39T和23T。次級(jí)繞組N2中每匝(T)的感應(yīng)電壓電平被設(shè)為3V/T。隔離變換器變壓器PIT的耦合系數(shù)k被設(shè)為0.81。
初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電容被設(shè)為3900pF(微微法拉)。次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2的電容被設(shè)為0.1μF(微法拉)。因此，初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振頻率fo1被設(shè)為230kHz(千赫)，而次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振頻率fo2被設(shè)為82kHz。因此，初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振頻率fo1和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振頻率fo2之間的相對(duì)關(guān)系可表達(dá)為fo12.8×fo2。
DC輸出電壓Eo的額定電平是135V?？稍试S負(fù)載功率范圍從200W的最大負(fù)載功率Pomax到0W的最小負(fù)載功率Pomin。
圖18A至18C是示出了圖16所示的電源電路中的主要部件的操作的波形圖，其反映了開(kāi)關(guān)元件Q1的相應(yīng)開(kāi)關(guān)周期。圖18A示出了當(dāng)負(fù)載功率為200W的最大負(fù)載功率Pomax時(shí)被施加到開(kāi)關(guān)元件Q1的開(kāi)關(guān)電壓V1、開(kāi)關(guān)電流IQ1、初級(jí)繞組電流I2、次級(jí)繞組電流I3以及整流電流ID1和ID2。圖18B示出了當(dāng)負(fù)載功率為120W的中間負(fù)載功率Po時(shí)的電壓V1、開(kāi)關(guān)電流IQ1、初級(jí)繞組電流I2和次級(jí)繞組電流I3。圖18C示出了當(dāng)負(fù)載功率為0W的最小負(fù)載功率Pomin時(shí)的開(kāi)關(guān)電壓V1和開(kāi)關(guān)電流IQ1。
電壓V1是在開(kāi)關(guān)元件Q1兩端獲得的電壓，并且具有類似于圖18A至18C中的波形。具體而言，電壓電平在開(kāi)關(guān)元件Q1處于導(dǎo)通狀態(tài)(ON狀態(tài))的時(shí)段TON期間處于零電平，而在其處于關(guān)斷狀態(tài)(OFF狀態(tài))的時(shí)段TOFF期間獲得了正弦諧振脈沖。該開(kāi)關(guān)電壓V1的諧振脈沖波形表明初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)變換器的操作是電壓諧振操作。
開(kāi)關(guān)電流IQ1是流經(jīng)開(kāi)關(guān)元件Q1(以及體二極管DD1)的電流。開(kāi)關(guān)電流IQ1在時(shí)段TON期間以圖示波形流動(dòng)，而在時(shí)段TOFF期間處于零水平。
流經(jīng)初級(jí)繞組N1的初級(jí)繞組電流I2是這樣的電流其得自于在時(shí)段TON期間作為開(kāi)關(guān)電流IQ1流動(dòng)的電流和在時(shí)段TOFF期間流向初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電流之間的合成。作為次級(jí)側(cè)整流電路操作的流經(jīng)整流二極管Do1和Do2的整流電流ID1和ID2(只在圖18A中示出)具有與如圖所示的類似的正弦波形。在波形圖中，相比于整流電流ID2的波形，整流電流ID1的波形更主要地表明了次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振操作。
流經(jīng)次級(jí)繞組N2的次級(jí)繞組電流I3具有得自于整流電流ID1和ID2的波形之間的合成的波形。圖19示出了圖16所示電源電路的作為負(fù)載的函數(shù)的開(kāi)關(guān)頻率fs、開(kāi)關(guān)元件Q1的時(shí)段TON和TOFF的長(zhǎng)度以及AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)。
首先參考AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)，清楚可見(jiàn)，在負(fù)載功率Po從50W到200W的寬范圍內(nèi)獲得了90％或更高的高效率。本申請(qǐng)的發(fā)明人之前已經(jīng)基于實(shí)驗(yàn)確認(rèn)，當(dāng)單端電壓諧振變換器與次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路相組合時(shí)，獲得了這種特性。
另外，圖19中的開(kāi)關(guān)頻率fs、時(shí)段TON和時(shí)段TOFF指示圖16中的電源電路的開(kāi)關(guān)操作，作為相對(duì)于負(fù)載變化的恒壓控制的特性。在該電源電路中，開(kāi)關(guān)頻率fs相對(duì)于負(fù)載變化幾乎是恒定的。相反地，時(shí)段TON和TOFF顯示了具有相反趨勢(shì)的線性變化，如圖19所示。這些特性表明相對(duì)于DC輸出電壓Eo的變化，開(kāi)關(guān)操作被控制，從而導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)段之間的時(shí)間比被改變，而使開(kāi)關(guān)頻率(開(kāi)關(guān)周期)保持幾乎恒定。該控制可被認(rèn)為是脈寬調(diào)制(PWM)控制，其中一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)段的長(zhǎng)度被改變。就是說(shuō)，圖16中的電源電路利用PWM控制來(lái)使DC輸出電壓Eo穩(wěn)定。
圖20基于開(kāi)關(guān)頻率fs(kHz)和DC輸出電壓Eo之間的關(guān)系，示意性地示出了圖16中所示的電源電路的恒壓控制特性。
圖16中所示的電源電路包括初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，因此具有復(fù)合方式的兩種諧振阻抗特性對(duì)應(yīng)于初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振頻率fo1的諧振阻抗特性和對(duì)應(yīng)于次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振頻率fo2的諧振阻抗特性。由于圖16中的電源電路具有頻率關(guān)系fo12.8×fo2，因此次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振頻率fo2低于初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振頻率fo1，同樣如圖20所示。
圖20中的特性曲線示出了恒壓控制特性，該特性依賴于開(kāi)關(guān)頻率fs的控制，并且是基于這些諧振頻率并且在某一恒定輸入AC電壓VAC的條件下而假設(shè)的。具體而言，特性曲線A和B分別對(duì)應(yīng)于最大負(fù)載功率Pomax和最小負(fù)載功率Pomin，并且指示與對(duì)應(yīng)于初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振頻率fo1的諧振阻抗相關(guān)的恒壓控制特性。特性曲線C和D分別對(duì)應(yīng)于最大負(fù)載功率Pomax和最小負(fù)載功率Pomin，并且指示與對(duì)應(yīng)于次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振頻率fo2的諧振阻抗相關(guān)的恒壓控制特性。在圖20所示的特性下，當(dāng)恒壓控制想要使得輸出電壓保持在作為DC輸出電壓Eo的額定電平的電壓tg時(shí)，恒壓控制所需的開(kāi)關(guān)頻率fs的變化范圍(必要控制范圍)可由Δfs指示的區(qū)間表示。
圖20中所示的控制范圍Δfs是從特性曲線C(對(duì)應(yīng)于次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振頻率fo2和最大負(fù)載功率Pomax)上的提供電壓電平tg的頻率，到特性曲線B(對(duì)應(yīng)于初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振頻率fo1和最小負(fù)載功率Pomin)上的提供電壓電平tg的頻率。范圍Δfs與特性曲線D相交，并與特性曲線A相交，特性曲線D對(duì)應(yīng)于次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振頻率fo2和最小負(fù)載功率Pomin，特性曲線A對(duì)應(yīng)于初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振頻率fo1和最大負(fù)載功率Pomax。
因此，作為恒壓控制操作，圖16中的電源電路基于PWM控制實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)控制，在PWM控制中，一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中的時(shí)間比(時(shí)段TON與TOFF之間的比)改變，而開(kāi)關(guān)頻率fs被保持幾乎恒定。PWM控制的實(shí)現(xiàn)也由圖18A至18C指示，其中時(shí)段TOFF和TON的寬度依賴于負(fù)載功率而改變，而在Pomax＝200W且Po＝120W時(shí)一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的長(zhǎng)度(TOFF+TON)無(wú)論負(fù)載功率如何變化，幾乎都是恒定的。
該操作是由于電源電路相對(duì)于負(fù)載變化的這種諧振阻抗特性而引起的，在這種特性中，在較窄的開(kāi)關(guān)頻率范圍(Δfs)內(nèi)，實(shí)現(xiàn)了兩種狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)變，其中在一種狀態(tài)下對(duì)應(yīng)于初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振頻率fo1的諧振阻抗(容性阻抗)占主導(dǎo)地位，在另一種狀態(tài)下對(duì)應(yīng)于次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振頻率fo2的諧振阻抗(感性阻抗)占主導(dǎo)地位。
本發(fā)明的相關(guān)技術(shù)在例如日本專利申請(qǐng)?jiān)缙诠糔o.2000-134925中被公開(kāi)。
發(fā)明內(nèi)容
圖16中的電源電路涉及下列問(wèn)題。
回到圖18A到18C的上述波形圖，圖18A所示的當(dāng)負(fù)載功率是最大負(fù)載功率Pomax時(shí)的開(kāi)關(guān)電流IQ1表現(xiàn)如下。具體而言，開(kāi)關(guān)電流IQ1處于零電平直到時(shí)段TOFF的結(jié)束，即開(kāi)關(guān)元件Q1的接通時(shí)刻。當(dāng)時(shí)段TON開(kāi)始時(shí)，起初負(fù)極性的電流流經(jīng)體二極管DD1，然后極性被反轉(zhuǎn)使得開(kāi)關(guān)電流IQ1在開(kāi)關(guān)元件Q1的漏極和源極之間流動(dòng)。在該操作指示的狀態(tài)下零電壓開(kāi)關(guān)(ZVS)被適當(dāng)?shù)貓?zhí)行。
相反，圖18B所示的當(dāng)負(fù)載功率為120W的中間負(fù)載功率Po時(shí)的開(kāi)關(guān)電流IQ1示出了這樣的波形，其中噪聲電流在緊接時(shí)段TOFF的結(jié)束之前的時(shí)刻處流動(dòng)，該時(shí)刻是開(kāi)關(guān)元件Q1的接通時(shí)刻。該波形指示出ZVS未被適當(dāng)實(shí)現(xiàn)的異常操作。
就是說(shuō)，已知如圖16所示的包括次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的電壓諧振變換器涉及異常操作，其中當(dāng)負(fù)載為中間負(fù)載時(shí)ZVS未被適當(dāng)?shù)貙?shí)現(xiàn)。已得到確認(rèn)，在圖16的實(shí)際電源電路中，這種異常操作例如在由圖19中的部分A指示出的負(fù)載變化范圍中產(chǎn)生。
包括次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的電壓諧振變換器原本傾向于具有如上所述的相對(duì)于負(fù)載變化有利地保持高效率的特性。然而，如圖18B的開(kāi)關(guān)電流IQ1所示，相應(yīng)地峰值電流在開(kāi)關(guān)元件Q1的接通時(shí)刻流動(dòng)。該噪聲電流引起開(kāi)關(guān)損耗的增大，這是降低功率變換效率的因素。
另外，這種異常操作的發(fā)生引起了例如恒壓控制電路的相位增益特性的偏移，這導(dǎo)致了異常振蕩狀態(tài)下的開(kāi)關(guān)操作。因此，當(dāng)前的強(qiáng)烈共識(shí)是難于將電壓諧振變換器投入實(shí)用。
考慮到上述問(wèn)題，本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例提供了具有下面配置的開(kāi)關(guān)電源電路。具體而言，開(kāi)關(guān)電源電路包括開(kāi)關(guān)元件、變換器變壓器和次級(jí)側(cè)整流和平滑電路。開(kāi)關(guān)元件實(shí)現(xiàn)了對(duì)DC電壓的開(kāi)關(guān)，從而將DC電壓變換為AC電壓。變換器變壓器將AC電壓輸入初級(jí)繞組，使得在次級(jí)繞組中生成一AC電壓。次級(jí)側(cè)整流和平滑電路包括用于對(duì)次級(jí)繞組中生成的AC電壓進(jìn)行整流和平滑以產(chǎn)生輸出DC電壓的次級(jí)側(cè)整流元件和次級(jí)側(cè)平滑電容器，還包括基于輸出DC電壓控制開(kāi)關(guān)元件的開(kāi)關(guān)元件控制單元。開(kāi)關(guān)電源電路還包括扼流線圈，該扼流線圈通過(guò)一端被提供DC電壓，并且經(jīng)由另一端連接到變換器變壓器中的初級(jí)繞組的一個(gè)繞組端和開(kāi)關(guān)元件的一個(gè)端子。開(kāi)關(guān)電源電路還包括初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，該初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路通過(guò)將初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器連接在變換器變壓器中的初級(jí)繞組的另一個(gè)繞組端與開(kāi)關(guān)元件的另一個(gè)端子之間而形成，并且具有受變換器變壓器中的初級(jí)繞組中產(chǎn)生的漏電感和所述初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器支配的諧振頻率。開(kāi)關(guān)電源電路還包括初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路，該初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路通過(guò)將初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器與開(kāi)關(guān)元件并聯(lián)連接而形成，并且具有受初級(jí)繞組中產(chǎn)生的漏電感和初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器支配的諧振頻率。開(kāi)關(guān)電源電路還包括串聯(lián)電路，該串聯(lián)電路由鉗位電容器和輔助開(kāi)關(guān)元件形成，并且被并聯(lián)連接到扼流線圈。該輔助開(kāi)關(guān)元件在所述開(kāi)關(guān)元件處于非導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)導(dǎo)通。
基于上述配置的開(kāi)關(guān)電源電路包括開(kāi)關(guān)元件、變換器變壓器、次級(jí)側(cè)整流和平滑電路和開(kāi)關(guān)元件控制單元。開(kāi)關(guān)元件實(shí)現(xiàn)了對(duì)DC電壓的開(kāi)關(guān)，從而將DC電壓變換成AC電壓。變換器變壓器將AC電壓輸入初級(jí)繞組使得在次級(jí)繞組中生成一AC電壓。次級(jí)側(cè)整流和平滑電路包括用于對(duì)次級(jí)繞組中生成的AC電壓進(jìn)行整流和平滑以產(chǎn)生輸出DC電壓的次級(jí)側(cè)整流元件和次級(jí)側(cè)平滑電容器。開(kāi)關(guān)元件控制單元基于輸出DC電壓控制開(kāi)關(guān)元件。從而，在該開(kāi)關(guān)電源電路中，交流電被變換為直流電，然后直流電通過(guò)由開(kāi)關(guān)元件控制單元控制的開(kāi)關(guān)元件變換為交流電，使得可以通過(guò)變換器變壓器在次級(jí)側(cè)得到預(yù)定電壓。
另外，電源經(jīng)由扼流線圈而被提供給變換器變壓器中的初級(jí)繞組的一個(gè)繞組端和開(kāi)關(guān)元件的一個(gè)端子。因此，從扼流線圈提供的電流是接近于DC電流的紋波電流。另外，通過(guò)將串聯(lián)諧振電容器連接在變換器變壓器中的初級(jí)繞組的另一個(gè)繞組端與開(kāi)關(guān)元件的另一個(gè)端子之間，形成了串聯(lián)諧振電路，其諧振頻率受變換器變壓器中的初級(jí)繞組中產(chǎn)生的漏電感和串聯(lián)諧振電容器支配。另外，形成了并聯(lián)諧振電路，其諧振頻率受并聯(lián)連接到開(kāi)關(guān)元件的初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器和初級(jí)繞組中產(chǎn)生的漏電感支配。這些諧振電路的形成可以使開(kāi)關(guān)元件的開(kāi)關(guān)頻率的可變化范圍變窄。
另外，開(kāi)關(guān)電源電路包括并聯(lián)連接到扼流線圈的輔助開(kāi)關(guān)元件和鉗位電容器的串聯(lián)電路。輔助開(kāi)關(guān)元件在開(kāi)關(guān)元件處于非導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)導(dǎo)通，因此被施加到開(kāi)關(guān)元件的電壓可以被鉗位。
根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例，從在其初級(jí)側(cè)包括并聯(lián)諧振電路的開(kāi)關(guān)電源電路消除了在中間負(fù)載條件范圍內(nèi)未實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)(ZVS)操作的異常操作。
另外，得到了接近于DC電流的紋波電流作為從整流和平滑電路中的平滑電容器流入開(kāi)關(guān)變換器的電流，所述整流和平滑電路從AC電源產(chǎn)生經(jīng)整流和平滑的電壓(DC輸入電壓)。因此，較小的值可以被分配給作為平滑電容器的組成元件的電容，并且使得可以選擇通用產(chǎn)品作為平滑電容器，這提供了例如降低平滑電容器的成本和大小的優(yōu)勢(shì)。
另外，如上所述，由電源電路中流動(dòng)的電流量的減少而實(shí)現(xiàn)了功率損耗的降低，從而極大地提高了總功率變換效率特性。另外，低擊穿電壓的開(kāi)關(guān)元件可以被使用。
圖1是圖示了E類開(kāi)關(guān)變換器的基本配置示例的電路圖；圖2是示出了E類開(kāi)關(guān)變換器的操作的波形圖；圖3是圖示了應(yīng)用了E類開(kāi)關(guān)變換器的開(kāi)關(guān)電源電路的配置示例的電路圖；圖4是圖示了作為本發(fā)明第一實(shí)施例的電源電路的配置示例的電路圖；圖5是圖示了第一實(shí)施例的隔離變換器變壓器的結(jié)構(gòu)示例的示圖；圖6A和6B是示出了作為第一實(shí)施例的電源電路中的主要部件的操作同時(shí)反映了相應(yīng)開(kāi)關(guān)周期的波形圖；圖7是示出了第一實(shí)施例的電源電路的AC到DC功率變換效率和開(kāi)關(guān)頻率的變化特性作為負(fù)載的函數(shù)的示圖；圖8是示出了第一實(shí)施例的電源電路的AC到DC功率變換效率和開(kāi)關(guān)頻率的變化特性作為AC輸入電壓的函數(shù)的示圖；圖9是圖示了第一實(shí)施例的次級(jí)側(cè)電路的變體的示圖；圖10是圖示了第一實(shí)施例的次級(jí)側(cè)電路的另一個(gè)變體的示圖；圖11是圖示了第一實(shí)施例的初級(jí)側(cè)電路的變體的示圖；圖12是圖示了作為本發(fā)明的第二實(shí)施例的電源電路的配置示例的電路圖；圖13是示出了第二實(shí)施例的電源電路的AC到DC功率變換效率和開(kāi)關(guān)頻率的變化特性作為負(fù)載的函數(shù)的示圖；圖14是圖示了第二實(shí)施例的次級(jí)側(cè)電路的變體的示圖；圖15是示出了第二實(shí)施例的次級(jí)側(cè)電路的另一個(gè)變體的示圖；圖16是圖示了作為背景技術(shù)的電源電路的配置示例的電路圖；圖17是圖示了背景技術(shù)的隔離變換器變壓器的結(jié)構(gòu)示例的示圖；圖18A到18C是示出了作為背景技術(shù)示出的電源電路中的主要部件的操作的波形圖；
圖19是示出了與作為背景技術(shù)示出的電源電路有關(guān)的AC到DC功率變換效率、開(kāi)關(guān)頻率和開(kāi)關(guān)元件的導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)段的長(zhǎng)度的變化特性作為負(fù)載的函數(shù)的示圖；圖20是原理性地示出了作為背景技術(shù)示出的電源電路的恒壓控制特性的示圖。
具體實(shí)施例方式
在說(shuō)明用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的最佳模式(在下文中稱為實(shí)施例)之前，將參照?qǐng)D1和2在下面描述作為實(shí)施例的背景技術(shù)的實(shí)現(xiàn)E類(class-E)諧振開(kāi)關(guān)操作的開(kāi)關(guān)變換器(在下文中也被稱作E類開(kāi)關(guān)變換器)的基本配置。
圖1圖示了E類開(kāi)關(guān)變換器的基本配置。該圖中的E類開(kāi)關(guān)變換器具有象以E類諧振模式操作的DC-AC逆變器一樣的配置。
這種E類開(kāi)關(guān)變換器包括一個(gè)晶體管開(kāi)關(guān)元件Q1。在該變換器中，該開(kāi)關(guān)元件Q1是MOSFET。體二極管DD1被并聯(lián)連接到MOSFET開(kāi)關(guān)元件Q1的漏極與源極之間的溝道。體二極管DD1的正向是從開(kāi)關(guān)元件Q1的源極到其漏極。
此外，初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr被并聯(lián)連接到開(kāi)關(guān)元件Q1的漏極和源極之間的溝道。開(kāi)關(guān)元件Q1的漏極被串聯(lián)連接到扼流線圈L10，并且經(jīng)由扼流線圈L10被耦合到DC電源Ein的正極。開(kāi)關(guān)元件Q1的源極被連接到DC電源Ein的負(fù)極。開(kāi)關(guān)元件Q1的漏極被連接到扼流線圈L11的一端。扼流線圈L11的另一端被串聯(lián)連接到初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11。作為負(fù)載的阻抗Z插入在初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11與DC電源Ein的負(fù)極之間。阻抗Z的具體示例包括壓電變壓器和高頻兼容熒光燈。
具有這種配置的E類開(kāi)關(guān)變換器可以被認(rèn)為是復(fù)合諧振變換器的一種形式，該復(fù)合諧振變換器包括由扼流線圈L10的電感和初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電容形成的并聯(lián)諧振電路，以及由扼流線圈L11的電感和初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11的電容形成的串聯(lián)諧振電路。此外，因?yàn)镋類開(kāi)關(guān)變換器包括一個(gè)開(kāi)關(guān)元件，所以它可以被看作相當(dāng)于單端電壓諧振變換器。
圖2示出了圖1所示的E類開(kāi)關(guān)變換器中的主要部件的操作。
開(kāi)關(guān)電壓V1是從開(kāi)關(guān)元件Q1兩端得到的電壓，并且具有象圖2中波形的波形。具體而言，電壓電平在開(kāi)關(guān)元件Q1處于導(dǎo)通狀態(tài)的時(shí)段TON期間處于零電平，而在其處于關(guān)斷狀態(tài)的時(shí)段TOFF期間獲得了正弦脈沖。該開(kāi)關(guān)脈沖是由上述并聯(lián)諧振電路的諧振操作(電壓諧振操作)引起的。
開(kāi)關(guān)電流IQ1是流經(jīng)開(kāi)關(guān)元件Q1(和體二極管DD1)的電流。在時(shí)段TOFF期間，開(kāi)關(guān)電流IQ1處于零電平。在時(shí)段TON期間，開(kāi)關(guān)電流IQ1具有象圖示波形的波形。具體而言，在從時(shí)段TON之初開(kāi)始的某一時(shí)段期間，開(kāi)關(guān)電流IQ1最初流經(jīng)體二極管DD1，并且從而具有負(fù)極性。接著，電流的極性被反轉(zhuǎn)為正極性，使得開(kāi)關(guān)電流IQ1從開(kāi)關(guān)元件Q1的漏極流向其源極。作為E類開(kāi)關(guān)變換器的輸出的流經(jīng)串聯(lián)諧振電路的電流I2得自于流經(jīng)開(kāi)關(guān)元件Q1(和體二極管DD1)的開(kāi)關(guān)電流IQ1與流向初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電流之間的合成，并且具有包括正弦波成分的波形。開(kāi)關(guān)電流IQ1和開(kāi)關(guān)電壓V1的波形指示出在開(kāi)關(guān)元件Q1的關(guān)斷時(shí)刻實(shí)現(xiàn)了ZVS操作，并且在開(kāi)關(guān)元件Q1的導(dǎo)通時(shí)刻實(shí)現(xiàn)了ZVS和ZCS操作。
從DC電源Ein的正極通過(guò)扼流線圈L10流向E類開(kāi)關(guān)變換器的輸入電流I1具有象圖示那樣具有一定平均電流電平的紋波波形，因?yàn)槎罅骶€圈L10的電感被設(shè)為大于扼流線圈L11的電感。該紋波電流可以被近似認(rèn)為是DC電流。
本申請(qǐng)的發(fā)明人已經(jīng)基于上述基本配置構(gòu)造了應(yīng)用有E類開(kāi)關(guān)變換器的電源電路，并且已經(jīng)對(duì)該電源電路進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)。圖3是示出了這種電源電路的配置示例的電路圖。
在圖3中的開(kāi)關(guān)電源電路中，來(lái)自商用交流電源AC的線路設(shè)有一對(duì)共模扼流線圈CMC和兩個(gè)跨線電容器CL。共模扼流線圈CMC和跨線電容器CL形成了噪聲濾波器，該噪聲濾波器去除在來(lái)自商用電源AC的線路上附加的共模噪聲。
來(lái)自商用電源AC的交流電被橋式整流電路Di整流，并且經(jīng)整流的輸出在平滑電容器Ci中充電。就是說(shuō)，交流電被由橋式整流電路Di和平滑電容器Ci形成的整流和平滑電路整流和平滑，以被變換為直流電。從而，得到了作為平滑電容器Ci兩端電壓的DC輸入電壓Ei。DC輸入電壓Ei充當(dāng)用于開(kāi)關(guān)變換器的后繼級(jí)(subsequent stage)處的DC輸入電壓。
在圖3的電源電路中，被饋送有作為DC輸入電壓的DC輸入電壓Ei并實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)操作的開(kāi)關(guān)變換器被基于圖1的基本配置形成作為E類開(kāi)關(guān)變換器。在該電路中，高擊穿電壓MOSFET被選作開(kāi)關(guān)元件Q1。此外，該電路中的E類開(kāi)關(guān)變換器是他勵(lì)的。具體而言，振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2以開(kāi)關(guān)方式驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)元件。
開(kāi)關(guān)元件Q1的漏極被串聯(lián)連接到扼流線圈L10，并且經(jīng)由扼流線圈L10被耦合到平滑電容器Ci的正極。因此，在該電路中，DC輸入電壓Ei經(jīng)由串聯(lián)連接的扼流線圈L10而被提供給開(kāi)關(guān)元件Q1的漏極和隔離變換器變壓器PIT中的初級(jí)繞組N1的一個(gè)繞組端。開(kāi)關(guān)元件Q1的源極被耦合到初級(jí)側(cè)的地。由扼流線圈繞組N10形成的電感L10充當(dāng)?shù)韧趫D1所示的E類開(kāi)關(guān)變換器中扼流線圈L10的功能組件。
從振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2輸出的開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)(電壓)被施加到開(kāi)關(guān)元件Q1的柵極。因?yàn)镸OSFET被選作開(kāi)關(guān)元件Q1，所以開(kāi)關(guān)元件Q1包括體二極管DD1使得該體二極管DD1被如圖所示地并聯(lián)連接到開(kāi)關(guān)元件Q1的源極與漏極之間的溝道。體二極管DD1的陽(yáng)極被連接到開(kāi)關(guān)元件Q1的源極，并且其陰極被連接到開(kāi)關(guān)元件Q1的漏極。體二極管DD1形成了允許開(kāi)關(guān)電流反向通過(guò)的通道，該開(kāi)關(guān)電流是由開(kāi)關(guān)元件Q1的導(dǎo)通/關(guān)斷操作(交替重復(fù)分別指示導(dǎo)通狀態(tài)和非導(dǎo)通狀態(tài)的ON和OFF的開(kāi)關(guān)操作)產(chǎn)生的。
此外，初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr被并聯(lián)連接到開(kāi)關(guān)元件Q1的漏極與源極之間的溝道。初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電容和由隔離變換器變壓器PIT中的初級(jí)繞組N1形成的漏電感L1的漏電感形成了用于流經(jīng)開(kāi)關(guān)元件Q1的開(kāi)關(guān)電流的并聯(lián)諧振電路(電壓諧振電路)。在該電源電路中，基于扼流線圈L10的電感高于漏電感L1的電感的假設(shè)，對(duì)于該初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路不考慮扼流線圈L10的影響。然而，如果由扼流線圈L10、平滑電容器Ci和初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr形成的諧振電路的諧振頻率由于下列情況中的任何一種而接近于由初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電阻器Cr和漏電感L1形成的諧振電路的諧振頻率的話，則扼流線圈L10對(duì)初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的貢獻(xiàn)也需要被考慮扼流線圈L10的電感接近于漏電感L1的電感；稍后要描述的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11的電容接近于初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電容；平滑電容器Ci的電容接近于初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電容；等等。該初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的諧振操作將電壓諧振操作作為開(kāi)關(guān)元件Q1的一個(gè)開(kāi)關(guān)操作來(lái)提供。由于該操作，在開(kāi)關(guān)元件Q1的關(guān)斷時(shí)段期間，作為開(kāi)關(guān)元件Q1的漏極與源極之間電壓的開(kāi)關(guān)電壓V1具有正弦諧振脈沖波形。
此外，由稍后將要描述的隔離變換器變壓器PIT中的初級(jí)繞組N1和初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11形成的串聯(lián)電路被并聯(lián)連接到開(kāi)關(guān)元件Q1的漏極與源極之間的溝道。
具體而言，初級(jí)繞組N1的一個(gè)繞組端(例如繞組結(jié)束端)被連接到開(kāi)關(guān)元件Q1的漏極，而其另一繞組端(例如繞組開(kāi)始端)被連接到初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11的一個(gè)電極。初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11的未被耦合到初級(jí)繞組N1的另一個(gè)電極被連接到處于初級(jí)側(cè)地電勢(shì)的開(kāi)關(guān)元件Q1的源極。
為了通過(guò)例如他勵(lì)來(lái)驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)元件Q1，振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2基于振蕩電路和由振蕩電路得到的振蕩信號(hào)產(chǎn)生作為用于以開(kāi)關(guān)方式驅(qū)動(dòng)MOSFET的柵極電壓的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，并且將該驅(qū)動(dòng)信號(hào)施加到開(kāi)關(guān)元件Q1的柵極。從而，開(kāi)關(guān)元件Q1根據(jù)驅(qū)動(dòng)信號(hào)的波形連續(xù)地執(zhí)行導(dǎo)通/關(guān)斷操作。就是說(shuō)，開(kāi)關(guān)元件Q1執(zhí)行開(kāi)關(guān)操作。
隔離變換器變壓器PIT將來(lái)自初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)變換器的開(kāi)關(guān)輸出發(fā)送到次級(jí)側(cè)，同時(shí)把初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)在其間的DC傳輸方面隔離。為了該傳輸，初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2被繞著隔離變換器變壓器PIT而纏繞。
本電路中的隔離變換器變壓器PIT包括EE形芯，EE形芯通過(guò)組合例如由鐵氧體材料組成的E形芯來(lái)形成。此外，作為繞組，初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2被繞著EE形芯的中心磁心柱而纏繞，其中纏繞部分被分為初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)。
另外，在隔離變換器變壓器PIT的EE形芯的中心芯柱中提供有約1.6mm長(zhǎng)度的間隙，從而在初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)之間獲得了約0.75的耦合系數(shù)k。該耦合系數(shù)k的值通常是如下的值其使得初級(jí)和次級(jí)側(cè)之間的耦合度被當(dāng)作弱耦合，從而隔離變換器變壓器PIT難以進(jìn)入飽和狀態(tài)。
隔離變換器變壓器PIT中的初級(jí)繞組N1是用于形成在初級(jí)側(cè)上形成的E類開(kāi)關(guān)變換器中的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的元件，如稍后所描述的。在初級(jí)繞組N1中得到取決于開(kāi)關(guān)元件Q1的開(kāi)關(guān)輸出的交流輸出。
在隔離變換器變壓器PIT的次級(jí)側(cè)上，在次級(jí)繞組N2中生成由初級(jí)繞組N1感應(yīng)的交流電壓。次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2被串聯(lián)連接到次級(jí)繞組N2。從而，次級(jí)繞組N2的漏電感L2和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2的電容形成了次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路。該次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路實(shí)現(xiàn)了與稍后要描述的次級(jí)側(cè)整流電路的整流操作相聯(lián)系的諧振操作。從而，流經(jīng)次級(jí)繞組N2的次級(jí)繞組電流具有正弦波形。就是說(shuō)，在次級(jí)側(cè)實(shí)現(xiàn)了電流諧振操作。
通過(guò)將兩個(gè)整流二極管Do1和Do2與一個(gè)平滑電容器Co耦合到次級(jí)繞組N2，該電源電路中的次級(jí)側(cè)整流電路被形成為電壓倍增器半波整流電路，如上所述次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2被串聯(lián)連接到次級(jí)繞組N2。電壓倍增器半波整流電路的連接結(jié)構(gòu)如下。次級(jí)繞組N2的繞組結(jié)束端經(jīng)由次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2而被耦合到整流二極管Do1的陽(yáng)極和整流二極管Do2的陰極。整流二極管Do1的陰極被連接到平滑電容器Co的正極。次級(jí)繞組N2的繞組開(kāi)始端和整流二極管Do2的陽(yáng)極被連接到處于次級(jí)側(cè)地電勢(shì)的平滑電容器Co的負(fù)極。
這樣形成的電壓倍增器半波整流電路的整流操作如下。在與次級(jí)繞組N2兩端由次級(jí)繞組N2感應(yīng)出的交流電壓(次級(jí)繞組電壓)的一個(gè)極性相對(duì)應(yīng)的半個(gè)周期的時(shí)段里，正向電壓被施加到整流二極管Do2，從而整流二極管Do2導(dǎo)通。因此，經(jīng)整流的電流在次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2中充電。從而，所具有的電平與次級(jí)繞組N2中感應(yīng)出的交流電壓的電平相同的電壓被生成在次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2的兩端。在與次級(jí)繞組電壓V3的另一個(gè)極性相對(duì)應(yīng)的半個(gè)周期的時(shí)段里，整流二極管Do1被提供正向電壓并因此導(dǎo)通。這時(shí)，平滑電容器Co被由次級(jí)繞組電壓V3與次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2兩端電壓的疊加而產(chǎn)生的電勢(shì)充電。
從而，DC輸出電壓Eo被生成在平滑電容器Co的兩端，Eo所具有的電平等于在次級(jí)繞組N2中激勵(lì)的交流電壓的電平的兩倍。在該整流操作中，僅在次級(jí)繞組N2中激勵(lì)的交流電壓的一個(gè)極性的半個(gè)周期的時(shí)段里實(shí)現(xiàn)平滑電容器Co的充電。就是說(shuō)，實(shí)現(xiàn)了作為電壓倍增半波整流的整流操作。另外，該整流操作可以被認(rèn)為是用于由次級(jí)繞組N2和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2的串聯(lián)連接形成的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振輸出的操作。這樣產(chǎn)生的DC輸出電壓Eo被提供給負(fù)載。此外，電壓Eo被分流并被輸出到控制電路1作為檢測(cè)電壓。
控制電路1向振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2提供取決于輸入的DC輸出電壓Eo的電平變化的檢測(cè)輸出。振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2根據(jù)從控制電路1輸入的檢測(cè)輸出，利用變化開(kāi)關(guān)頻率并隨之變化一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的時(shí)段TON與TOFF之間的時(shí)間比(導(dǎo)通角)，來(lái)驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)元件Q1。該操作充當(dāng)了對(duì)次級(jí)側(cè)DC輸出電壓的恒壓控制操作。
對(duì)開(kāi)關(guān)頻率和開(kāi)關(guān)元件Q1的導(dǎo)通角的變化控制引起電源電路中的初級(jí)和次級(jí)側(cè)的諧振阻抗和功率傳輸有效時(shí)段的改變。這些改變引起了隔離變換器變壓器PIT中從初級(jí)繞組N1傳輸?shù)酱渭?jí)繞組N2的功率量的改變，并引起了應(yīng)該從次級(jí)側(cè)整流電路提供給負(fù)載的功率量的改變。從而，DC輸出電壓Eo的電平被控制，使得其電平變化被抵消。就是說(shuō)，可以使DC輸出電壓Eo穩(wěn)定。
當(dāng)把圖3的在這樣形成的電源電路的初級(jí)側(cè)上形成的開(kāi)關(guān)變換器(Q1、Cr、L10、N1和C11)與圖1所示的上述E類變換器相比較時(shí)，圖3的開(kāi)關(guān)變換器可以被認(rèn)為是通過(guò)從圖1的電路去除作為負(fù)載的阻抗Z并且用隔離變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1(漏電感L1)代替圖1電路中扼流線圈L11的繞組來(lái)得到的。在圖3的初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)變換器中，初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路是由扼流線圈L10的電感和初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電容形成的，并且初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路是由隔離變換器變壓器PIT中的初級(jí)繞組N1的漏電感L1和初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11的電容形成的。
從而，可以說(shuō)圖3的初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)變換器被形成作實(shí)現(xiàn)E類開(kāi)關(guān)操作的E類開(kāi)關(guān)變換器。從初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)變換器的開(kāi)關(guān)操作中產(chǎn)生的開(kāi)關(guān)輸出(交流輸出)經(jīng)由隔離變換器變壓器PIT中的磁耦合從與扼流線圈L11等同的初級(jí)繞組N1傳送到次級(jí)繞組N2。所傳送的輸出在次級(jí)側(cè)被整流，從而得到DC輸出電壓Eo。就是說(shuō)，圖3所示的電源電路被構(gòu)造成在其初級(jí)側(cè)包括E類開(kāi)關(guān)變換器的DC-DC變換器。
另外，這樣形成的初級(jí)側(cè)E類開(kāi)關(guān)變換器也可以被認(rèn)為是軟開(kāi)關(guān)電源配置的復(fù)合諧振變換器，其中形成初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的初級(jí)繞組N1和初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11的串聯(lián)電路被并聯(lián)連接到開(kāi)關(guān)元件Q1(和體二極管DD1)，，開(kāi)關(guān)元件Q1與扼流線圈L10和/或漏電感L1(扼流線圈L10和漏電感L1的貢獻(xiàn)程度取決于諧振電路中包括的各組件的參數(shù)而不同)和初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr一起形成了電壓諧振變換器。
通常認(rèn)為在其初級(jí)側(cè)包括電壓諧振變換器的電源電路事實(shí)上可能不能投入實(shí)用，因?yàn)槠渖婕柏?fù)載功率的狹小控制范圍并且在輕負(fù)載時(shí)可能無(wú)法保持ZVS操作。因此，本申請(qǐng)的發(fā)明人已經(jīng)對(duì)電源電路進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)，例如相關(guān)技術(shù)中象圖16所示的電路，包括與初級(jí)側(cè)電壓諧振變換器相結(jié)合的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路和作為次級(jí)側(cè)整流電路的電壓倍增器半波整流電路。這些實(shí)驗(yàn)揭示了該電源電路所顯示的特性使該電路較之相關(guān)技術(shù)中具有電壓諧振變換器的電源電路更易于實(shí)現(xiàn)。
然而，圖16的電源電路在負(fù)載為中間負(fù)載時(shí)涉及異常操作。具體而言，如圖18B所述，在開(kāi)關(guān)元件Q1的關(guān)斷時(shí)段(TOFF)的結(jié)束之前電流以正向流經(jīng)開(kāi)關(guān)元件Q1，從而ZVS操作無(wú)法實(shí)現(xiàn)。因此，仍然難于將該電路投入實(shí)用，即使具有圖16中的配置。
在圖3的電源電路是基于如上所述的在初級(jí)側(cè)包括電壓諧振變換器電路配置的復(fù)合諧振開(kāi)關(guān)變換器這方面，可以說(shuō)圖3所述的電源電路所使用的配置與相關(guān)技術(shù)中圖16所示的電源電路的配置類似。
然而，對(duì)圖3的電源電路的實(shí)驗(yàn)已經(jīng)揭示，在該電源電路中，不存在當(dāng)負(fù)載為中間負(fù)載時(shí)無(wú)法實(shí)現(xiàn)ZVS的異常操作，并且在整個(gè)的預(yù)定允許負(fù)載功率范圍上實(shí)現(xiàn)了正常的開(kāi)關(guān)操作。
已經(jīng)確認(rèn)，在圖16的電源電路中觀察到的與中間負(fù)載相聯(lián)系的異常操作在電路具有這樣的復(fù)合諧振變換器時(shí)容易發(fā)生，在所述的復(fù)合諧振變換器中電壓諧振變換器與次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路相結(jié)合。這種異常操作主要是形成電壓諧振變換器的初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路與次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(整流電路)之間由其同時(shí)操作引起的交互作用的結(jié)果。就是說(shuō)，可以推斷與中間負(fù)載相聯(lián)系的上述異常操作是在初級(jí)側(cè)電壓諧振變換器與次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路之間具有結(jié)合的電路配置本身的結(jié)果。基于該結(jié)論，作為重要改進(jìn)，圖3所示的電源電路被設(shè)計(jì)為具有如下配置其中應(yīng)用了E類開(kāi)關(guān)變換器而非電壓諧振變換器作為初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)變換器。
由于這種配置，在圖3的電源電路中，不管在次級(jí)側(cè)存在還是不存在串聯(lián)諧振電路，都消除了當(dāng)負(fù)載為中間負(fù)載時(shí)無(wú)法實(shí)現(xiàn)ZVS的異常操作。
在這種方式下，從圖3的電源電路消除了與中間負(fù)載相聯(lián)系的異常操作，該異常操作在相關(guān)技術(shù)中例如圖16的電源電路中是個(gè)問(wèn)題。
然而，在包括與多重諧振變換器相結(jié)合的E類變換器的電路中，開(kāi)關(guān)電壓V1的峰值電平較高，開(kāi)關(guān)電壓V1是在開(kāi)關(guān)元件Q1的關(guān)斷時(shí)段中生成的諧振脈沖電壓。具體而言，當(dāng)輸入AV電壓VAC是264V時(shí)，峰值電平達(dá)到1600V，因此考慮到余量開(kāi)關(guān)元件Q1的擊穿電壓需要是約1800V。
因此，作為本發(fā)明的實(shí)施例，提出了由來(lái)自圖3所示的電源電路的進(jìn)一步改進(jìn)得到的電源電路配置。具體而言，每個(gè)配置設(shè)有用于消除與中間負(fù)載相聯(lián)系的異常操作的E類開(kāi)關(guān)變換器。此外，每個(gè)配置被設(shè)計(jì)為允許使用低擊穿電壓的開(kāi)關(guān)元件Q1。
(第一實(shí)施例)作為實(shí)施例的電源電路之一，根據(jù)本發(fā)明的第一實(shí)施例的電源電路的配置示例在圖4中被示出。圖4中與圖3相同的部件被給予相同的標(biāo)號(hào)并且其描述將被省略。
在圖4所示的電源電路中，具有扼流線圈繞組N10的扼流線圈PCC(電感L10)被添加到電壓諧振變換器的初級(jí)側(cè)，從而實(shí)現(xiàn)E類開(kāi)關(guān)操作。隔離變換器變壓器PIT中的初級(jí)繞組N1與次級(jí)繞組N2之間的耦合系數(shù)被設(shè)為0.8或更少，這對(duì)應(yīng)于弱耦合。在次級(jí)側(cè)，次級(jí)側(cè)部分(partial)電壓諧振電容器C4被并聯(lián)連接到次級(jí)繞組N2，從而構(gòu)造了從全波電橋(full-wave bridge)得到DC輸出電壓的多重諧振變換器。另外，鉗位電容器C3和輔助開(kāi)關(guān)元件Q2的串聯(lián)電路被并聯(lián)連接到多重諧振變換器中的扼流線圈PCC(電感L10)。
為了控制輔助開(kāi)關(guān)元件Q2的柵極，提供了作為隔離變換器變壓器PIT中的初級(jí)繞組的一部分的隔離變換器變壓器輔助繞組Ng，以及電阻器Rg1和Rg2。
多重諧振變換器部件中的開(kāi)關(guān)元件Q1和輔助開(kāi)關(guān)元件Q2中的每一個(gè)可以是MOSFET、IGBT和BJT中的任一個(gè)。在下面，其中MOSFET被用作這些元件的電路將被描述。
圖4中的電源電路中的主要部件被如下相互連接。扼流線圈繞組N10的一個(gè)繞組端被連接到平滑電容器Ci的正極。扼流線圈繞組N10的另一繞組端被連接到隔離變換器變壓器PIT中的初級(jí)繞組N1的一個(gè)繞組端，并被連接到作為開(kāi)關(guān)元件Q1的一個(gè)端子的MOSFET的漏極。就是說(shuō)，電感L10被連接在平滑電容器Ci的正極與初級(jí)繞組N1的一個(gè)繞組端和作為開(kāi)關(guān)元件Q1的一個(gè)端子的MOSFET的漏極之間。另外，初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11被連接在隔離變換器變壓器PIT中的初級(jí)繞組N1的另一個(gè)繞組端與作為開(kāi)關(guān)元件Q1的另一個(gè)端子的MOSFET的源極之間。此外，初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的一個(gè)電極被連接到作為開(kāi)關(guān)元件Q1的一個(gè)端子的MOSFET的漏極，而初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的另一個(gè)電極被連接到作為開(kāi)關(guān)元件Q1的另一個(gè)端子的MOSFET的源極。就是說(shuō)，開(kāi)關(guān)元件Q1和初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr互相并聯(lián)連接。
另外，隔離變換器變壓器輔助繞組Ng被提供，使得來(lái)自隔離變換器變壓器輔助繞組Ng的電壓被電阻器Rg1和Rg2分壓，隨后被施加到充當(dāng)輔助開(kāi)關(guān)元件Q2的MOSFET的柵極。輔助開(kāi)關(guān)元件Q2的漏極被連接到鉗位電容器C3。就是說(shuō)，鉗位電容器C3和輔助開(kāi)關(guān)元件Q2形成了串聯(lián)電路。鉗位電容器C3和輔助開(kāi)關(guān)元件Q2的串聯(lián)電路被并聯(lián)連接到扼流線圈PCC(電感L10)。隔離變換器變壓器輔助繞組Ng是由初級(jí)繞組N1的額外繞組得到的，因此繞組Ng和N1被整體地互相連接。該結(jié)構(gòu)僅是因?yàn)槌洚?dāng)輔助開(kāi)關(guān)元件Q2的MOSFET的源極連接到初級(jí)繞組N1的一端。將繞組Ng作為與繞組N1分開(kāi)的另一個(gè)繞組提供不會(huì)產(chǎn)生任何問(wèn)題。
在上述的電路配置中，初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11被連接在隔離變換器變壓器PIT中的初級(jí)繞組N1的另一個(gè)繞組端與開(kāi)關(guān)元件Q1的源極之間。從而形成了初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，其諧振頻率被隔離變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1中產(chǎn)生的漏電感L1和初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11支配。另外，初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr被并聯(lián)連接到開(kāi)關(guān)元件Q1，從而形成了初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路，該初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的諧振頻率被初級(jí)繞組N1中產(chǎn)生的漏電感L1和初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr支配。此外，初級(jí)側(cè)包括鉗位電容器C3和輔助開(kāi)關(guān)元件Q2的串聯(lián)電路，該串聯(lián)電路與扼流線圈PCC(電感L10)并聯(lián)連接，并且輔助開(kāi)關(guān)元件Q2被設(shè)計(jì)為在開(kāi)關(guān)元件Q1處于非導(dǎo)通狀態(tài)下時(shí)導(dǎo)通。輔助開(kāi)關(guān)元件Q2包括體二極管DD2，從而允許對(duì)一個(gè)方向的電流的導(dǎo)通/關(guān)斷切換的控制，以及對(duì)另一方向的電流處于導(dǎo)通狀態(tài)，使得允許雙向的電流通道。
響應(yīng)于開(kāi)關(guān)元件Q1的開(kāi)關(guān)操作，由于初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的電壓諧振操作，在開(kāi)關(guān)元件Q1處于關(guān)斷狀態(tài)的時(shí)段期間，充電/放電電流流向和流自初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr。另外，在開(kāi)關(guān)元件Q1處于導(dǎo)通狀態(tài)的時(shí)段期間，初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路實(shí)現(xiàn)諧振操作使得諧振電流流經(jīng)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11、初級(jí)繞組N1和開(kāi)關(guān)元件Q1的通道。
第一實(shí)施例中諧振頻率被“支配”的表達(dá)指示出初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率值非常依賴于初級(jí)繞組N1中產(chǎn)生的漏電感L1的電感值和初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11的電容值。初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的諧振頻率值非常依賴于漏電感L1的電感值和初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電容值。該表達(dá)還指示出其他組件對(duì)相應(yīng)諧振頻率的影響比較小。嚴(yán)格地說(shuō)，這些諧振頻率與下列比有關(guān)系初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr和初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11的電容值之間的比、平滑電容器Ci和初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11的電容值之間的比，以及電感L10和漏電感L1的電感值之間的比。然而，這些比不是主要的，因此諧振頻率不被這些比支配。
將在下面對(duì)作為示例的初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振頻率進(jìn)行具體描述。具體而言，作為一個(gè)示例，不僅初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr和漏電感L1，而且使初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr和漏電感L1互連的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11也對(duì)初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振頻率有影響。然而，如果初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11的電容值遠(yuǎn)大于初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電容值，那么初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11對(duì)初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振的貢獻(xiàn)較小，并且可以確定初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振頻率不被初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11支配。作為另一個(gè)示例，電感L10和平滑電容器Ci的串聯(lián)電路與漏電感L1的并聯(lián)連接對(duì)初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振頻率有影響。通常，平滑電容器Ci的電容值遠(yuǎn)大于初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電容值，因此平滑電容器Ci在AC傳輸方面可以被認(rèn)為是被短路。然而，如果電感L10的電感值顯著大于漏電感L1的電感值，那么由電感L10到漏電感L1的并聯(lián)連接得到的電感值基本上由漏電感L1限定。因此，可以確定初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振頻率不被電感L10和平滑電容器Ci的串聯(lián)電路支配。應(yīng)該注意到，在部件和互連中產(chǎn)生的雜散電容成分和電感成分被包括在初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr、初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11、漏電感L1和電感L10中。
在上述的電路配置中，隔離變換器變壓器輔助繞組Ng被連接到初級(jí)繞組N1，使得在繞組Ng中生成的電壓具有這樣的極性，即輔助開(kāi)關(guān)元件Q2在開(kāi)關(guān)元件Q1處于OFF-(非導(dǎo)通-)狀態(tài)時(shí)處于ON-(導(dǎo)通-)狀態(tài)。改變電阻器Rg1和Rg2的電阻值之間的比使得可以調(diào)整輔助開(kāi)關(guān)元件Q2處于ON-(導(dǎo)通-)狀態(tài)的時(shí)間段的長(zhǎng)度。
在次級(jí)側(cè)，隔離變換器變壓器PIT包括次級(jí)繞組N2。次級(jí)側(cè)整流元件包括對(duì)從次級(jí)繞組N2輸出的AC電壓進(jìn)行整流的多個(gè)整流二極管Do1到Do4。通過(guò)整流二極管Do1到Do4產(chǎn)生的整流電壓在平滑電容器Co中充電。
另外，提供了次級(jí)側(cè)部分電壓諧振電容器C4。因此，部分電壓諧振產(chǎn)生，從而可以防止在整流二極管Do1到Do4的導(dǎo)通狀態(tài)和關(guān)斷狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)換點(diǎn)處發(fā)生開(kāi)關(guān)損耗，這可以進(jìn)一步提高開(kāi)關(guān)電源電路的效率。
下面將描述圖4所示的開(kāi)關(guān)電源電路的更詳細(xì)的特征。圖5圖示了在具有上述配置的圖4的電源電路中包括的隔離變換器變壓器PIT的結(jié)構(gòu)示例。隔離變換器變壓器PIT包括EE形芯，EE形芯通過(guò)組合由鐵氧體材料組成的E形芯CR1和CR2來(lái)得到。另外，由樹(shù)脂等形成的線軸B被提供，并且其具有這樣分開(kāi)的形狀，使得初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)上的繞組部分相互獨(dú)立。初級(jí)繞組N1和隔離變換器變壓器輔助繞組Ng被繞著線軸B的一個(gè)纏繞部分而纏繞。次級(jí)繞組N2被繞著另一個(gè)纏繞部分而纏繞。
已經(jīng)這樣纏繞有初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)繞組的線軸B被配合到EE型芯(CR1、CR2)，這導(dǎo)致了初級(jí)繞組N1、隔離變換器變壓器輔助繞組Ng和不同繞組區(qū)域上的次級(jí)繞組N2被繞著EE形芯的中心芯柱而纏繞。在這種方式下，隔離變換器變壓器PIT的整個(gè)結(jié)構(gòu)被完成。
在EE形芯的中心芯柱中，如圖所示形成了間隙G。從而得到提供了弱耦合狀態(tài)的耦合系數(shù)k。就是說(shuō)，圖4中的隔離變換器變壓器PIT中的弱耦合的程度比作為相關(guān)技術(shù)的圖16中所示的電源電路中的弱耦合的程度更高?？梢酝ㄟ^(guò)將E芯CR1和CR2的中心芯柱設(shè)為短于其相應(yīng)的兩個(gè)外部芯柱來(lái)形成間隙G。在本實(shí)施例中，EER-35被用作芯構(gòu)件，并且間隙G的長(zhǎng)度被設(shè)為1.6mm。初級(jí)繞組N1、次級(jí)繞組N2和隔離變換器變壓器輔助繞組Ng的匝數(shù)被分別設(shè)為60T、30T和1T。隔離變換器變壓器PIT本身的初級(jí)和次級(jí)側(cè)之間的耦合系數(shù)被設(shè)為0.75。
也可以通過(guò)在具有預(yù)定形狀和大小的EE形芯周圍提供繞組來(lái)構(gòu)造扼流線圈PCC。在本實(shí)施例中，ER-28被用作芯構(gòu)件，間隙G的長(zhǎng)度被設(shè)為0.8mm，并且扼流線圈繞組N10的匝數(shù)被設(shè)為50T。從而，獲得了1mH(毫亨)作為電感L10的電感值。
圖4的電源電路中的主要部件的參數(shù)被選擇如下，使得得到稍后要描述的對(duì)該電源電路的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。
初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr、初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11、鉗位電容器C3和次級(jí)側(cè)部分電壓諧振電容器C4的電容被選擇如下。
Cr＝1500pF
C11＝0.01μFC3＝0.1μFC4＝3300pF電阻器Rg1和Rg2的電阻值被選擇如下Rg1＝150Ω(ohm)Rg2＝100Ω可允許的負(fù)載功率范圍是從最大負(fù)載功率Pomax 300W到最小負(fù)載功率Pomin 0W(無(wú)負(fù)載)。DC輸出電壓Eo的額定電平是175V。
在圖6A和6B的波形圖中示出了對(duì)圖4的電源電路的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。圖6A示出了在300W的最大負(fù)載功率Pomax和100V的輸入AV電壓VAC的情況下的電流和電壓的波形。更具體的說(shuō)，圖6A示出了作為開(kāi)關(guān)元件Q1兩端電壓的開(kāi)關(guān)電壓V1、作為流經(jīng)開(kāi)關(guān)元件Q1的電流的開(kāi)關(guān)電流IQ1，以及作為流經(jīng)扼流線圈PCC的電流的輸入電流I1。圖6A還示出了作為初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11兩端電壓的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電壓V2、作為流經(jīng)初級(jí)繞組N1的電流的初級(jí)繞組電流I2，以及作為流向初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電流ICr。此外，圖6A還示出了作為流經(jīng)輔助開(kāi)關(guān)元件Q2的輔助開(kāi)關(guān)電流IQ2、作為在次級(jí)繞組N2中生成的電壓的次級(jí)繞組電壓V3，以及作為流經(jīng)次級(jí)繞組N2的電流的次級(jí)繞組電流I3。
圖6B示出了在300W的最大負(fù)載功率Pomax和230V的輸入AC電壓VAC的情況下的開(kāi)關(guān)電壓V1、開(kāi)關(guān)電流IQ1、輸入電流I1、初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電壓V2、初級(jí)繞組電流I2、初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電流ICr、輔助開(kāi)關(guān)電流IQ2、次級(jí)繞組電壓V3，以及次級(jí)繞組電流I3。
下面將參照?qǐng)D6A的波形圖來(lái)描述圖4中的電源電路的基本操作。
開(kāi)關(guān)元件Q1被提供了作為DC輸入電壓Ei的平滑電容器Ci兩端的電壓，并且實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)操作。
開(kāi)關(guān)電壓V1(開(kāi)關(guān)元件Q1的漏極與源極之間的電壓)所具有的波形取決于由來(lái)自振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2的信號(hào)引起的與開(kāi)關(guān)元件Q1的驅(qū)動(dòng)相關(guān)聯(lián)的開(kāi)關(guān)元件Q1的漏極與源極之間的溝道的接通/關(guān)斷。因?yàn)檩o助開(kāi)關(guān)電流IQ2流向鉗位電容器C3，所以開(kāi)關(guān)電壓V1的上升的程度被抑制。具體而言，電壓V1的峰值電平在輸入AC電壓VAC為100V時(shí)是460V，并且在電壓VAC為230V時(shí)是660V。如果輔助開(kāi)關(guān)元件Q2和鉗位電容器C3不存在，那么在關(guān)斷時(shí)段期間得到作為開(kāi)關(guān)電壓V1的波形的正弦諧振脈沖波形。相反，在圖4的電源電路中，正弦諧振脈沖波形的峰值部分被鉗位(clamped)。然而，在鉗位正弦波的上升沿附近的波形與未被鉗位的正弦波的波形基本上相似。因此，還是在開(kāi)關(guān)電壓V1被鉗位時(shí)，充分地獲得了在開(kāi)關(guān)元件Q1的關(guān)斷時(shí)刻處確保ZVS操作的優(yōu)勢(shì)。
開(kāi)關(guān)電流IQ1(流經(jīng)開(kāi)關(guān)元件Q1的電流)是從開(kāi)關(guān)元件Q1的漏極側(cè)流經(jīng)開(kāi)關(guān)元件Q1(和體二極管DD1)的電流。每個(gè)開(kāi)關(guān)周期被分成開(kāi)關(guān)元件Q1應(yīng)該處于導(dǎo)通狀態(tài)的時(shí)段TON和開(kāi)關(guān)元件應(yīng)該處于關(guān)斷狀態(tài)的時(shí)段TOFF。開(kāi)關(guān)電壓V1具有這樣的波形，其中電壓在時(shí)段TON期間處于零電平并且在時(shí)段TOFF期間是諧振脈沖。由于初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的諧振操作，開(kāi)關(guān)電壓V1的該電壓諧振脈沖被得到作為具有正弦諧振波形的脈沖。
開(kāi)關(guān)電流IQ1在時(shí)段TOFF期間處于零電平。當(dāng)時(shí)段TOFF結(jié)束并且時(shí)段TON開(kāi)始時(shí)，也就是在開(kāi)關(guān)元件Q1的導(dǎo)通時(shí)刻，起初開(kāi)關(guān)電流IQ1流經(jīng)體二極管DD1并且因此具有負(fù)極性波形。接著，流動(dòng)方向被反轉(zhuǎn)使得開(kāi)關(guān)電流IQ1從開(kāi)關(guān)元件Q1的漏極流向其源極并且因此具有正極性波形。
輸入電流I1(從平滑電容器Ci流向初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)變換器的電流)流經(jīng)由扼流線圈繞組N10形成的電感L10的電感與初級(jí)繞組N1的漏電感L1的電感之間的合成電感。從而，從平滑電容器Ci流向開(kāi)關(guān)變換器的電流是紋波電流。
初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電壓V2(初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11兩端的電壓)具有取決于開(kāi)關(guān)周期并且接近于正弦波形的交流波形。
初級(jí)繞組電流I2(流經(jīng)初級(jí)繞組N1的電流)是取決于開(kāi)關(guān)元件Q1的開(kāi)關(guān)操作而流經(jīng)的初級(jí)繞組N1的電流。在圖4的電路中，初級(jí)繞組I2所具有的波形與從開(kāi)關(guān)電流IQ1和初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電流ICr之間的合成得到的波形基本相同。由于開(kāi)關(guān)元件Q1的導(dǎo)通/關(guān)斷操作，作為時(shí)段TOFF中的開(kāi)關(guān)電壓V1的諧振脈沖電壓被施加到初級(jí)繞組N1和初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11的串聯(lián)電路，初級(jí)繞組N1和初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11形成了初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路。從而，初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路實(shí)現(xiàn)了諧振操作，并且初級(jí)繞組電流I2具有包括正弦波成分并且取決于開(kāi)關(guān)周期的交流波形。
當(dāng)時(shí)段TON結(jié)束并且時(shí)段TOFF開(kāi)始時(shí)，也就是開(kāi)關(guān)元件Q1的關(guān)斷時(shí)刻處，初級(jí)繞組電流I2以正極性流向初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr作為初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電流ICr，從而開(kāi)始了給初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr充電的操作。響應(yīng)于該充電，開(kāi)關(guān)電壓V1開(kāi)始從具有正弦波形的零電平上升，就是說(shuō)電壓諧振脈沖升高。當(dāng)初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電流ICr的極性變成負(fù)極性時(shí)，初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的狀態(tài)從充電狀態(tài)變?yōu)榉烹姞顟B(tài)，這使電壓諧振脈沖從其峰值電平下降。該操作指示出，在開(kāi)關(guān)元件Q1的導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)刻，實(shí)現(xiàn)了由初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路引起的ZVS操作和由初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路引起的ZCS操作。如上所述，初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電流ICr(流向初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電流)在開(kāi)關(guān)電壓V1的上升和下降時(shí)流動(dòng)，從而減小了開(kāi)關(guān)元件Q1的開(kāi)關(guān)損耗。
每當(dāng)開(kāi)關(guān)元件Q1被關(guān)斷時(shí)輔助開(kāi)關(guān)電流IQ2(流經(jīng)輔助開(kāi)關(guān)元件Q2的電流)就流動(dòng)以對(duì)開(kāi)關(guān)電壓V1進(jìn)行鉗位，以防止在開(kāi)關(guān)元件Q1的漏極與源極之間施加過(guò)電壓。具體而言，初級(jí)繞組電流I2和初級(jí)繞組N1中生成的電壓的相位被從隔離變換器變壓器輔助繞組Ng中生成的電壓的相位偏移90度。從而，在開(kāi)關(guān)元件Q1被關(guān)斷的時(shí)刻，在隔離變換器變壓器輔助繞組Ng的兩端生成了接通輔助開(kāi)關(guān)元件Q2的電壓，因此輔助開(kāi)關(guān)元件Q2被接通。因此，電流流向鉗位電容器C3，這防止了開(kāi)關(guān)元件Q1的漏極和源極之間的電壓的升高。
次級(jí)繞組電壓V3(次級(jí)繞組N2兩端的電壓，也就是在次級(jí)繞組N2和次級(jí)側(cè)部分電壓諧振電容器C4的連接電路兩端的電壓)被鉗位在下述電平，所述電平具有的絕對(duì)值等于整流二極管Do1到Do4的導(dǎo)通時(shí)段中的DC輸出電壓Eo。
次級(jí)繞組電流I3(流經(jīng)次級(jí)繞組N2的電流)是部分包括正弦波形的電流。
將參照?qǐng)D7和圖8來(lái)描述圖4所示的第一實(shí)施例的電源電路的特性。圖7示出了第一實(shí)施例的改良E類開(kāi)關(guān)操作多重諧振變換器在輸入AC電壓VAC為100V時(shí)和電壓VAC為230V時(shí)在0W到300W的負(fù)載功率范圍下的AC到DC功率變換效率(ηAC→DC)和開(kāi)關(guān)頻率fs的改變。圖7中的實(shí)線指示出當(dāng)輸入AC電壓VAC為100V時(shí)的特性，而虛線指示出當(dāng)電壓VAC為230V時(shí)的特性。
圖8示出了第一實(shí)施例的改良E類開(kāi)關(guān)操作多重諧振變換器在負(fù)載功率為300W時(shí)在85V到230V的輸入AV電壓VAC范圍下的AC到DC功率變換效率(ηAC→DC)和開(kāi)關(guān)頻率fs的改變。
參照?qǐng)D7，當(dāng)輸入AC電壓VAC為100V時(shí)結(jié)果如下AC到DC功率變換效率達(dá)到91.0％；并且開(kāi)關(guān)頻率fs的范圍是從89.3kHz到110.0kHz，因此開(kāi)關(guān)頻率fs的可變化范圍Δfs的寬度是20.7kHz。此外，當(dāng)輸入AC電壓VAC為230V時(shí)結(jié)果如下AC到DC功率變換效率達(dá)到94.0％；并且開(kāi)關(guān)頻率fs的范圍是從132.2kHz到147kHz，因此開(kāi)關(guān)頻率fs的可變化范圍Δfs的寬度是14.8kHz。在輸入AC電壓VAC為100V時(shí)和其為230V時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率fs的可變化范圍Δfs的寬度都小于作為背景技術(shù)的圖16所示電路中的開(kāi)關(guān)頻率fs的可變化范圍Δfs。這是因?yàn)樵诟綦x變換器變壓器PIT中提供隔離變換器變壓器輔助繞組Ng允許了開(kāi)關(guān)元件Q1和輔助開(kāi)關(guān)元件Q2的導(dǎo)通時(shí)段之間的時(shí)間比(時(shí)段TON與時(shí)段TOFF的比)響應(yīng)于負(fù)載功率和輸入AC電壓VAC的變化而改變，這可以使可變化范圍Δfs變窄。
參照?qǐng)D8，當(dāng)300W的負(fù)載功率被提供時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率fs隨著輸入AC電壓VAC增大而增大。在輸入AC電壓VAC從170V到220V的范圍下，AC到DC功率變換系數(shù)(ηAC→DC)是94.5％的高值。與作為背景技術(shù)的圖16所示的電路相比，AC到DC功率變換系數(shù)(ηAC→DC)的值在更寬的AC輸入電壓范圍下更高。
在作為相關(guān)技術(shù)示例的圖16所示的電源電路中，從平滑電容器Ci流入開(kāi)關(guān)變換器的電流通過(guò)隔離變換器變壓器PIT中的初級(jí)繞組N1，然后到達(dá)開(kāi)關(guān)元件Q1和初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr。從平滑電容器Ci流向開(kāi)關(guān)變換器的該電流是初級(jí)繞組電流I2，并且具有取決于開(kāi)關(guān)周期的比較高的頻率。就是說(shuō)，流向平滑電容器Ci的充電電流和流自平緩電容器Ci的放電電流所具有的頻率高于商用AC電源電壓的頻率。
經(jīng)常為象平滑電容器Ci一樣的組成元件使用鋁電解電容器，因?yàn)殡娙萜鰿i需要具有高擊穿電壓等。與其他種類的電容器相比，鋁電解電容器在高頻操作時(shí)更傾向于遭受電解電容的降低并且具有損耗角的正切的增大。因此，有必要選擇一種等效串聯(lián)電阻(ESR)較低并且可允許的紋波電流較大的特殊產(chǎn)品，作為用于平滑電容器Ci的鋁電解電容器。此外，還有必要相應(yīng)地增大作為平滑電容器Ci的組件的電容。例如，在圖16中的電源電路的配置中，電容需要約為1000μF以處理與第一實(shí)施例中的最大負(fù)載功率相同的300W的最大負(fù)載功率Pomax。與這些組件兼容的鋁電解電容器比通用的鋁電解電容器更貴，并且電容的增大導(dǎo)致組件價(jià)格的升高。因此，使用這種特殊電容器在成本方面不利。
相反，在圖4中的第一實(shí)施例的電源電路中，從平滑電容器Ci流入開(kāi)關(guān)變換器的電流通過(guò)扼流線圈繞組N10和初級(jí)繞組N1的串聯(lián)連接，然后到達(dá)開(kāi)關(guān)元件Q1。因此，從平滑電容器Ci流向開(kāi)關(guān)變換器的電流變成如圖6A的輸入電流I1所示的DC電流。因此從平滑電容器Ci流向開(kāi)關(guān)變換器的電流是DC電流，所以本實(shí)施例不涉及電解電容降低和損耗角的正切增大的上述問(wèn)題。此外，與這一道，DC輸入電壓Ei中具有商用AC電源電壓的周期的紋波也被減少。由于這些原因，在本發(fā)明中，通用鋁電解電容器可以被選擇作為平滑電容器Ci。此外，因?yàn)榧y波電壓較小，所以作為平滑電容器Ci的組件的電容與圖16的電路中相比可以被減小。本實(shí)施例可以實(shí)現(xiàn)平滑電容器Ci的成本降低。另外，輸入電流I1的波形是正弦波形。這對(duì)高頻噪聲降低效果的實(shí)現(xiàn)有貢獻(xiàn)。
另外，在E類開(kāi)關(guān)變換器被應(yīng)用于初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)變換器的圖4的電路中，不管次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路存在還是不存在都沒(méi)有與中間負(fù)載相關(guān)聯(lián)的異常操作，并且實(shí)現(xiàn)了適當(dāng)?shù)腪VS操作。在這種異常操作現(xiàn)象中，如圖18B所示，開(kāi)關(guān)元件Q1被接通，從而在開(kāi)關(guān)元件Q1的原始接通時(shí)刻(時(shí)段TON的開(kāi)始時(shí)刻)之前正開(kāi)關(guān)電流IQ1在開(kāi)關(guān)元件Q1的源極和漏極之間流動(dòng)。開(kāi)關(guān)電流IQ1的這種行為增大了開(kāi)關(guān)損耗。本實(shí)施例防止了與異常操作相對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān)電流IQ1的這種行為的發(fā)生，從而消除了開(kāi)關(guān)損耗的增大。該特征也是提高功率變換效率的一個(gè)因素。
正如從圖6A和18A的開(kāi)關(guān)電流IQ1之間的比較顯而易見(jiàn)的，對(duì)應(yīng)于本實(shí)施例的圖6A的開(kāi)關(guān)電流IQ1具有這樣的波形，其中電流峰值出現(xiàn)的時(shí)刻在時(shí)段TON的結(jié)束時(shí)刻之前。圖6A所示的開(kāi)關(guān)電流IQ1的波形指示出開(kāi)關(guān)電流IQ1的電平在開(kāi)關(guān)元件Q1的關(guān)斷時(shí)刻被抑制。如果開(kāi)關(guān)電流IQ1的電平在關(guān)斷時(shí)刻被抑制，那么關(guān)斷時(shí)刻的開(kāi)關(guān)損耗相應(yīng)地被降低，這提高了功率變換效率。
開(kāi)關(guān)電流IQ1的這種波形是由初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)變換器的E類開(kāi)關(guān)操作引起的。另外，在本實(shí)施例中，輸入電流I1的波形是紋波波形。這對(duì)實(shí)現(xiàn)高頻噪聲降低效果有貢獻(xiàn)。
此外，提供了輔助開(kāi)關(guān)元件Q2和鉗位電容器C3，使得輔助開(kāi)關(guān)電流IQ2同步于開(kāi)關(guān)元件Q1的關(guān)斷時(shí)段流動(dòng)。從而，即使當(dāng)輸入AC電壓VAC為230V時(shí)，被施加到開(kāi)關(guān)元件Q1的電壓的最大值也低至約為660V。因此，開(kāi)關(guān)元件Q1所需的擊穿電壓可以被顯著地降低，這方便了開(kāi)關(guān)元件Q1的選擇并且可以降低開(kāi)關(guān)電源電路的成本。如果沒(méi)有提供輔助開(kāi)關(guān)元件Q2和鉗位電容器C3，那么開(kāi)關(guān)元件Q1的擊穿電壓需要約為1800V。在這種情況下，如果MOSFET被用作開(kāi)關(guān)元件Q1，那么其導(dǎo)通電阻值約為7Ω。相反，如果提供了輔助開(kāi)關(guān)元件Q2和鉗位電容器C3，那么開(kāi)關(guān)元件Q1的擊穿電壓低至900V就足夠了。此時(shí)，該開(kāi)關(guān)元件Q1的導(dǎo)通電阻值約為1.2Ω。因此，降低了由導(dǎo)通電阻引起的損耗并且提高了AC到DC功率變換效率。另外，方便了開(kāi)關(guān)元件Q1的選擇并且允許了成本降低。輔助開(kāi)關(guān)元件Q2的功率消耗較小，并且僅通過(guò)添加電阻器Rg1和Rg2與隔離變換器變壓器輔助繞組Ng就可以形成其柵極驅(qū)動(dòng)電路。因此，當(dāng)考慮到由開(kāi)關(guān)元件Q1的擊穿電壓的降低引起的成本降低時(shí)，沒(méi)有由提供輔助開(kāi)關(guān)元件Q2伴隨的總成本的升高，實(shí)際上，整個(gè)設(shè)備的成本被降低。
(變體)圖9和圖10圖示了第一實(shí)施例的電源電路的次級(jí)側(cè)電路的變體。圖11圖示了其初級(jí)側(cè)電路的變體。圖9所示的電路是電壓倍增器半波整流電路。該電路提供了與上述實(shí)施例相似的優(yōu)勢(shì)，尤其可以提供實(shí)現(xiàn)倍增整流電壓的優(yōu)勢(shì)。圖10所示的電路是全波整流電路，其包括次級(jí)繞組N2和作為設(shè)有中心抽頭(center tap)的繞組的次級(jí)繞組N2’。該電路也提供了與上述實(shí)施例相似的優(yōu)勢(shì)，尤其可以提供利用兩個(gè)整流二極管實(shí)現(xiàn)全波整流的優(yōu)勢(shì)。
在圖11所示的電路中，代替用于為輔助開(kāi)關(guān)元件Q2生成驅(qū)動(dòng)電壓的隔離變換器變壓器PIT中的隔離變換器變壓器輔助繞組Ng，提供了被添加到扼流線圈PCC的扼流線圈輔助繞組Ng’，并且將由電阻器Rg3和Rg4分壓得到的電壓施加作為輔助開(kāi)關(guān)元件Q2的柵極電壓。該電路提供了與上述實(shí)施例相似的優(yōu)勢(shì)，尤其可以提供下述優(yōu)勢(shì)，即扼流線圈PCC和與輔助開(kāi)關(guān)元件Q2有關(guān)的電路可以被布置得互相靠近。電阻器Rg3和Rg4的電阻值分別例如是68Ω和100Ω。
(第二實(shí)施例)圖12圖示了根據(jù)本發(fā)明第二實(shí)施例的電源電路的配置示例。圖12中與圖4相同的部件被給予相同的標(biāo)號(hào)并且其描述將被省略。
在圖12所示的電源電路中，具有扼流線圈繞組N10的扼流線圈PCC(電感L10)被添加到電壓諧振變換器的初級(jí)側(cè)，以實(shí)現(xiàn)E類開(kāi)關(guān)操作。隔離變換器變壓器PIT中的初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2之間的耦合系數(shù)被設(shè)為0.8或更少，這對(duì)應(yīng)于弱耦合。在次級(jí)側(cè)，次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C4被串聯(lián)連接到次級(jí)繞組N2，以構(gòu)造從全波電橋獲得DC輸出電壓的多重諧振變換器。另外，鉗位電容器C3和輔助開(kāi)關(guān)元件Q2的串聯(lián)電路被并聯(lián)連接到多重諧振變換器中的扼流線圈PCC(電感L10)。
為了控制輔助開(kāi)關(guān)元件Q2的柵極，提供了作為隔離變換器變壓器PIT中的初級(jí)繞組的一部分的隔離變換器變壓器輔助繞組Ng，并提供了電阻器Rg1和Rg2。
多重諧振變換器部件中的開(kāi)關(guān)元件Q1和輔助開(kāi)關(guān)元件Q2中的每一個(gè)可能是MOSFET、IGBT和BJT中的任一個(gè)。下面將描述其中MOSFET被用作這些元件的電路。
圖12中的電源電路中的主要部件互相連接如下。扼流線圈繞組N10的一個(gè)繞組端被連接到平緩電容器Ci的正極。扼流線圈繞組N10的另一個(gè)繞組端被連接到隔離變換器變壓器PIT中的初級(jí)繞組N1的一個(gè)繞組端，并被連接到作為開(kāi)關(guān)元件Q1的一個(gè)端子的MOSFET的漏極。就是說(shuō)，電感L10被連接在平滑電容器Ci的正極與初級(jí)繞組N1的一個(gè)繞組端和作為開(kāi)關(guān)元件Q1的一個(gè)端子的MOSFET的漏極之間。另外，初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11被連接在隔離變換器變壓器PIT中的初級(jí)繞組N1的另一個(gè)繞組端與作為開(kāi)關(guān)元件Q1的另一個(gè)端子的MOSFET的源極之間。此外，初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的一個(gè)電極被連接到作為開(kāi)關(guān)元件Q1的一個(gè)端子的MOSFET的漏極，而初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的另一個(gè)電極被連接到作為開(kāi)關(guān)元件Q1的另一個(gè)端子的MOSFET的源極。就是說(shuō)，開(kāi)關(guān)元件Q1和初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr互相并聯(lián)連接。
另外，提供了隔離變換器變壓器輔助繞組Ng，使得來(lái)自隔離變換器變壓器輔助繞組Ng的電壓被電阻器Rg1和Rg2分壓，隨后被施加到充當(dāng)輔助開(kāi)關(guān)元件Q2的MOSFET的柵極。輔助開(kāi)關(guān)元件Q2的漏極被連接到鉗位電容器C3。就是說(shuō)，鉗位電容器C3和輔助開(kāi)關(guān)元件Q2形成了串聯(lián)電路。鉗位電容器C3和輔助開(kāi)關(guān)元件Q2的串聯(lián)電路被并聯(lián)連接到扼流線圈PCC(電感L10)。隔離變換器變壓器輔助繞組Ng從初級(jí)繞組N1的額外繞組得到，因此繞組Ng和N1整體地互相連接。該結(jié)構(gòu)只是因?yàn)槌洚?dāng)輔助開(kāi)關(guān)元件Q2的MOSFET的源極連接到到初級(jí)繞組N1的一端。將繞組Ng作為與繞組N1分開(kāi)的另一個(gè)繞組來(lái)提供不會(huì)導(dǎo)致任何問(wèn)題。
在上述的電路配置中，初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11被連接在隔離變換器變壓器PIT中的初級(jí)繞組N1的另一個(gè)繞組端與開(kāi)關(guān)元件Q1的源極之間。從而形成了初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，其諧振頻率受隔離變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1中產(chǎn)生的漏電感L1和初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11支配。另外，初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr被并聯(lián)連接到開(kāi)關(guān)元件Q1，從而形成了初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路，其諧振頻率受初級(jí)繞組N1中產(chǎn)生的漏電感L1和初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr支配。另外，初級(jí)側(cè)包括輔助開(kāi)關(guān)元件Q2和鉗位電容器C3的串聯(lián)電路，該串聯(lián)電路被并聯(lián)連接到扼流線圈PCC(電感L10)，并且輔助開(kāi)關(guān)元件Q2被設(shè)計(jì)為在開(kāi)關(guān)元件Q1處于非導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)導(dǎo)通。輔助開(kāi)關(guān)元件Q2包括體二極管DD2，從而允許對(duì)一個(gè)方向的電流的導(dǎo)通/關(guān)斷切換的控制，以及對(duì)另一方向的電流處于導(dǎo)通狀態(tài)，使得允許雙向的電流通道。
響應(yīng)于開(kāi)關(guān)元件Q1的開(kāi)關(guān)操作，由于初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的電壓諧振操作，充電/放電電流在開(kāi)關(guān)元件Q1處于關(guān)斷狀態(tài)的時(shí)段期間流向和流自初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr。另外，在開(kāi)關(guān)元件Q1處于導(dǎo)通狀態(tài)的時(shí)段期間，初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路實(shí)現(xiàn)諧振操作使得諧振電流流經(jīng)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11、初級(jí)繞組N1和開(kāi)關(guān)元件Q1的通道。
第二實(shí)施例中諧振頻率被“支配”的表達(dá)指示出初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率值非常依賴于初級(jí)繞組N1中產(chǎn)生的漏電感L1的電感值和初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11的電容值，并且初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的諧振頻率值非常依賴于漏電感L1的電感值和初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電容值。該表達(dá)還指示出其他組件對(duì)相應(yīng)諧振頻率的影響比較小。嚴(yán)格地說(shuō)，這些諧振頻率與下列比有關(guān)系初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr和初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11的電容值之間的比、平滑電容器Ci和初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11的電容值之間的比，以及電感L10和漏電感L1的電感值之間的比。然而，這些比不是主要的，因此諧振頻率不被這些比支配。
將在下面對(duì)作為示例的初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振頻率進(jìn)行具體描述。具體而言，作為一個(gè)示例，不僅初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr和漏電感L1，而且使初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr和漏電感L1互連的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11也對(duì)初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振頻率有影響。然而，如果初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11的電容值遠(yuǎn)大于初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電容值，那么初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11對(duì)初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振的貢獻(xiàn)較小，并且可以確定初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振頻率不被初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11支配。作為另一個(gè)示例，電感L10和平滑電容器Ci的串聯(lián)電路與漏電感L1的并聯(lián)連接對(duì)初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振頻率有影響。通常，平滑電容器Ci的電容值遠(yuǎn)大于初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電容值，因此平滑電容器Ci在AC傳輸方面可以被認(rèn)為是被短路。然而，如果電感L10的電感值顯著大于漏電感L1的電感值，那么由電感L10到漏電感L1的并聯(lián)連接得到的電感值基本上由漏電感L1限定。因此，可以確定初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振頻率不被電感L10和平滑電容器Ci的串聯(lián)電路支配。應(yīng)該注意到，在部件和互連中產(chǎn)生的雜散電容成分和電感成分被包括在初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr、初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11、漏電感L1和電感L10中。
在上述的電路配置中，隔離變換器變壓器輔助繞組Ng被連接到初級(jí)繞組N1，使得在繞組Ng中生成的電壓具有這樣的極性，即輔助開(kāi)關(guān)元件Q2在開(kāi)關(guān)元件Q1處于OFF-(非導(dǎo)通-)狀態(tài)時(shí)處于ON-(導(dǎo)通-)狀態(tài)。改變電阻器Rg1和Rg2的電阻值之間的比使得可以調(diào)整輔助開(kāi)關(guān)元件Q2處于ON-(導(dǎo)通-)狀態(tài)的時(shí)間段的長(zhǎng)度。
在次級(jí)側(cè)，隔離變換器變壓器PIT包括次級(jí)繞組N2。因?yàn)楦綦x變換器變壓器中的耦合度被設(shè)為弱耦合，所以次級(jí)繞組N2具有與初級(jí)繞組N1相似的漏電感L2。另外，次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率受隔離變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組中產(chǎn)生的漏電感L2和次級(jí)串聯(lián)諧振電容器C4支配。
次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的形成可以使對(duì)開(kāi)關(guān)電源電路的上述恒壓控制的開(kāi)關(guān)頻率fs的變化范圍Δfs變窄。
次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路被串聯(lián)連接到次級(jí)側(cè)整流和平滑電路。次級(jí)側(cè)整流和平滑電路包括次級(jí)側(cè)整流元件和次級(jí)側(cè)平滑電容器。次級(jí)側(cè)整流元件是由橋接電路形成的，該橋接電路包括橋接的整流二極管Do1到Do4并且具有輸入側(cè)和輸出側(cè)。整流二極管Do1與Do2之間的連接節(jié)點(diǎn)和整流二極管Do3與Do4之間的連接節(jié)點(diǎn)被定義為輸入側(cè)。整流二極管Do1與Do3之間的連接節(jié)點(diǎn)和整流二極管Do2與Do4之間的連接節(jié)點(diǎn)被定義為輸出側(cè)。平滑電容器Co被連接到橋接電路的輸出側(cè)。該次級(jí)側(cè)整流和平滑電路是全波整流電路，其對(duì)次級(jí)繞組N2中生成的正和負(fù)電壓進(jìn)行整流并且使用經(jīng)整流的電壓作為負(fù)載電源。
以下將描述圖12所示的開(kāi)關(guān)電源電路的更詳細(xì)的特征。具有上述配置的圖12的電源電路中包括的隔離變換器變壓器PIT的結(jié)構(gòu)示例與圖5所示的相同，因此其描述將被省略。
也可以通過(guò)在具有預(yù)定形狀和大小的EE形芯周圍提供繞組來(lái)構(gòu)造扼流線圈PCC。在本實(shí)施例中，ER-28被用作芯構(gòu)件，間隙G的長(zhǎng)度被設(shè)為0.8mm，并且扼流線圈繞組N10的匝數(shù)被設(shè)為50T。從而，獲得了1mH(毫亨)作為電感L10的電感值。
圖12的電源電路中的主要部件的參數(shù)被選擇如下，使得得到稍后要描述的對(duì)該電源電路的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。
初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr、初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C11、鉗位電容器C3和次級(jí)側(cè)部分電壓諧振電容器C4的電容被選擇如下。
Cr＝1000pFC11＝0.018μFC3＝0.1μFC4＝0.056μF電阻器Rg1和Rg2的電阻值被選擇如下Rg1＝120Ω(ohm)Rg2＝100Ω可允許的負(fù)載功率范圍是從300W的最大負(fù)載功率Pomax到0W(無(wú)負(fù)載)的最小負(fù)載功率Pomin。DC輸出電壓Eo的額定電平是175V。
與相應(yīng)電流和電壓的波形有關(guān)的對(duì)圖12的電源電路的實(shí)驗(yàn)結(jié)果基本上與圖6A和6B的波形圖所指示的相同，因此其描述將被省略。
將參照?qǐng)D13來(lái)描述圖12所示的第二實(shí)施例的電源電路的特性。圖13示出了第一實(shí)施例的改良E類開(kāi)關(guān)操作多重諧振變換器在輸入AC電壓VAC為100V時(shí)和電壓VAC為230V時(shí)在0W到300W的負(fù)載功率范圍下的AC到DC功率變換效率(ηAC→DC)和開(kāi)關(guān)頻率fs。圖13中的實(shí)線指示出當(dāng)輸入AC電壓VAC為100V時(shí)的特性，而虛線指示出當(dāng)電壓VAC為230V時(shí)的特性。
第二實(shí)施例的改良E類開(kāi)關(guān)操作多重諧振變換器在負(fù)載功率為300W時(shí)在85V到230V的輸入AV電壓VAC范圍下的AC到DC功率變換效率(ηAC→DC)和開(kāi)關(guān)頻率fs的特性與圖8所示的相似，所以其描述將被省略。
參照?qǐng)D13，當(dāng)輸入AC電壓VAC為100V時(shí)，明顯有利的結(jié)果被得到如下AC到DC功率變換效率達(dá)到91.4％；并且開(kāi)關(guān)頻率fs的范圍是從86.2kHz到86.5kHz，因此開(kāi)關(guān)頻率fs的可變化范圍Δfs的寬度是0.3kHz。此外，當(dāng)輸入AC電壓VAC為230V時(shí)結(jié)果如下AC到DC功率變換效率達(dá)到93.8％；并且開(kāi)關(guān)頻率fs是不變的128.2kHz，因此開(kāi)關(guān)頻率fs的可變化范圍Δfs的寬度是0kHz。在輸入AC電壓VAC為100V時(shí)和其為230V時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率fs的可變化范圍Δfs的寬度都遠(yuǎn)小于作為背景技術(shù)的圖16所示電路中的開(kāi)關(guān)頻率fs的可變化范圍Δfs。這是因?yàn)樘峁┝顺跫?jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路、初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，并且在隔離變換器變壓器PIT中提供了隔離變換器變壓器輔助繞組Ng。更具體的說(shuō)，這些電路和繞組Ng的提供允許了開(kāi)關(guān)元件Q1和輔助開(kāi)關(guān)元件Q2的導(dǎo)通時(shí)段之間的時(shí)間比(時(shí)段TON與時(shí)段TOFF的比)響應(yīng)于負(fù)載功率和輸入AC電壓VAC的變化而改變，這可以使可變化范圍Δfs變窄。
(次級(jí)側(cè)電路的變體)圖14和15圖示了可被應(yīng)用于第一和第二實(shí)施例的次級(jí)側(cè)電路的變體。雖然在第一和第二實(shí)施例中的隔離變換器變壓器PIT中提供了隔離變換器變壓器輔助繞組Ng，但是在圖14和15中省略了隔離變換器變壓器輔助繞組Ng的圖示。圖14所示的電路是電壓倍增器半波整流電路，并且提供了實(shí)現(xiàn)倍增整流電壓的優(yōu)勢(shì)。在該電路中，次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路是由次級(jí)繞組N2的漏電感L2和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C4形成的。次級(jí)側(cè)整流和平滑電路被串聯(lián)連接到次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路。
次級(jí)側(cè)整流元件是由兩個(gè)整流二極管Do1和Do2的串聯(lián)電路形成的，這兩個(gè)二極管的相反極性的端子互相連接。次級(jí)側(cè)平滑電容器Co被連接到整流二極管Do1和Do2的串聯(lián)電路的兩端。在該電壓倍增器半波整流電路中，在一個(gè)極性的電壓在次級(jí)繞組N2中產(chǎn)生的半個(gè)周期的時(shí)段里，電流流經(jīng)整流二極管Do2，從而通過(guò)次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C4保持了DC電壓。在另一極性的半個(gè)周期的時(shí)段里，電流流經(jīng)整流二極管Do1，從而在次級(jí)側(cè)平滑電容器Co兩端生成了電壓。此時(shí)，由次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C4保持的DC電壓被添加到次級(jí)側(cè)平滑電容器Co兩端的電壓，使得所得到的電壓被輸出作為DC輸出電壓Eo。
圖15所示的電路是電壓倍增器全波整流電路。具體而言，圖15的電路包括圖14的電路中所沒(méi)有的DC電壓保持電容器Co’。如果不包括該DC電壓保持電容器Co’，那么圖15所示的電路與通過(guò)將兩個(gè)圖16中的電壓倍增器半波整流電路互相結(jié)合而得到的電路相同。首先，將對(duì)從圖15的電路去除DC電壓保持電容器Co’而得到的電路進(jìn)行描述。之后，將對(duì)包括DC電壓保持電容器Co’的圖15的電路進(jìn)行描述。在圖15的電路中，DC電壓保持電容器Co’的電容值顯著地大于第一次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C4和第二次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C4’的電容值。
作為次級(jí)繞組，第一次級(jí)部分繞組N2’和第二次級(jí)部分繞組N2”被使用中心抽頭形成，第二次級(jí)部分繞組N2”的纏繞方向與第一次級(jí)部分繞組N2’的纏繞方向相同。具體而言，當(dāng)中心抽頭被定義為基準(zhǔn)時(shí)，在第一次級(jí)部分繞組N2’的與中心抽頭側(cè)相反的繞組端處產(chǎn)生的電壓和在第二次級(jí)部分繞組N2”的與中心抽頭側(cè)相反的繞組端處產(chǎn)生的電壓處于相反的相位。
另外，次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路是由第一次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路和第二次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路形成的。第一次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率受第一次級(jí)部分繞組N2’中產(chǎn)生的漏電感L2’和第一次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C4支配。第二次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率受第二次級(jí)部分繞組N2”中產(chǎn)生的漏電感L2”和第二次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C4’支配。漏電感L2’、第一次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C4、漏電感L2”和第二次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C4’各自的電感值和電阻值被設(shè)置，使得第一和第二次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路具有基本上相同的諧振頻率。
次級(jí)側(cè)整流和平滑電路是由第一次級(jí)側(cè)整流和平滑電路和第二次級(jí)側(cè)整流和平滑電路形成的。第一次級(jí)側(cè)整流和平滑電路包括作為第一次級(jí)側(cè)整流元件的整流二極管Do1和Do2，以及次級(jí)側(cè)平滑電容器Co，所述第一次級(jí)側(cè)整流元件被串聯(lián)連接到第一次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路。第二次級(jí)側(cè)整流和平滑電路包括作為第二次級(jí)側(cè)整流元件的整流二極管Do3和Do4，以及次級(jí)側(cè)平滑電容器Co，所述第二次級(jí)側(cè)整流元件被串聯(lián)連接到第二次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路。次級(jí)側(cè)平滑電容器Co被連接到整流二極管Do1和Do2的串聯(lián)電路的兩端，并被連接到整流二極管Do3和Do4的串聯(lián)電路的兩端。在這種方式下，構(gòu)造了電壓倍增器全波整流電路。
在一個(gè)極性的電壓在次級(jí)部分繞組N2’和N2”中產(chǎn)生的半個(gè)周期的時(shí)段里，電流流經(jīng)整流二極管Do2，從而通過(guò)第一次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C4保持了DC電壓。在另一個(gè)極性的半個(gè)周期的時(shí)段里，電流流經(jīng)整流二極管Do1，從而電壓在次級(jí)側(cè)平滑電容器Co的兩端生成。此時(shí)，由第一次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C4保持的DC電壓被添加到次級(jí)側(cè)平滑電容器Co兩端的電壓，使得所得到的電壓被輸出作為DC輸出電壓Eo。相似地，在所述另一個(gè)極性的半個(gè)周期的時(shí)段里，電流流經(jīng)整流二極管Do4，從而通過(guò)第二次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C4’保持了DC電壓。在所述一個(gè)極性的半個(gè)周期的時(shí)段里，電流流經(jīng)整流二極管Do3，從而電壓在次級(jí)側(cè)平滑電容器Co的兩端生成。此時(shí)，由第二次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C4’保持的DC電壓被添加到次級(jí)側(cè)平滑電容器Co兩端的電壓，使得所得到的電壓被輸出作為DC輸出電壓Eo。在這種方式下，實(shí)現(xiàn)了倍增電壓，并且圖15的電路操作作為電壓倍增器全波整流電路，其中各電壓倍增器整流電路在兩個(gè)極性的整個(gè)半周期里操作。
上述操作對(duì)應(yīng)于不包括DC電壓保持電容器Co’的情況。相反，如果包括DC保持電容器Co’，那么由第一次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C4保持的電壓和由第二次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C4’保持的電壓也都被DC電壓保持電容器Co’保持，這消除了第一和第二次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C4和C4’保持DC電壓的必要。結(jié)果，不需要電容器C4和C4’具有有利的DC特性，這方便了組件的選擇。第一和第二次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C4和C4’不需要保持DC電壓的理由如下取決于相應(yīng)的電容值，DC電壓被DC電壓保持電容器Co’和第一次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C4分壓，或者被DC電壓保持電容器Co’和第二次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C4’分壓，并且DC電壓保持電容器Co’的電容值顯著地大于第一和第二次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C4和C4’的電容值。
應(yīng)該注意到本發(fā)明不限于上述實(shí)施例所示的配置。例如，作為開(kāi)關(guān)元件(和輔助開(kāi)關(guān)元件)，例如絕緣柵雙極型體管(IGBT)或雙極型晶體管可代替MOSFET而被使用。另外，雖然上述實(shí)施例使用了他勵(lì)開(kāi)關(guān)變換器，本發(fā)明也可被應(yīng)用于使用自勵(lì)開(kāi)關(guān)變換器的配置。
本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)明白，只要當(dāng)處于所附權(quán)利要求書或其等同物的范圍之內(nèi)時(shí)，各種修改、組合、子組合和變化可取決于設(shè)計(jì)要求和其他因素而發(fā)生。
相關(guān)申請(qǐng)的交叉引用本發(fā)明包含與2005年9月30日向日本專利局遞交的日本專利申請(qǐng)JP2005-287759以及2005年10月4日向日本專利局遞交的日本專利申請(qǐng)JP2005-291082有關(guān)的主題，它們的全部?jī)?nèi)容通過(guò)引用結(jié)合于此。
權(quán)利要求
1.一種開(kāi)關(guān)電源電路，包括開(kāi)關(guān)元件，實(shí)現(xiàn)對(duì)直流電壓的開(kāi)關(guān)以將直流電壓變換為交流電壓；變換器變壓器，包括初級(jí)繞組和次級(jí)繞組，通過(guò)所述開(kāi)關(guān)元件的變換得到的所述交流電壓被輸入所述初級(jí)繞組，使得在所述次級(jí)繞組中生成一交流電壓；次級(jí)側(cè)整流和平滑電路，包括用于對(duì)所述次級(jí)繞組中生成的交流電壓進(jìn)行整流和平滑以產(chǎn)生輸出直流電壓的次級(jí)側(cè)整流元件和次級(jí)側(cè)平滑電容器；開(kāi)關(guān)元件控制單元，基于所述輸出直流電壓控制所述開(kāi)關(guān)元件；扼流線圈，通過(guò)一端被提供所述直流電壓，并且經(jīng)由另一端連接到所述變換器變壓器中的初級(jí)繞組的一個(gè)繞組端和所述開(kāi)關(guān)元件的一個(gè)端子；初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，通過(guò)將初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器連接在所述變換器變壓器中的初級(jí)繞組的另一個(gè)繞組端與所述開(kāi)關(guān)元件的另一個(gè)端子之間而形成，并且具有受所述變換器變壓器中的初級(jí)繞組中產(chǎn)生的漏電感和所述初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器支配的諧振頻率；初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路，通過(guò)將初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器與所述開(kāi)關(guān)元件并聯(lián)連接而形成，并且具有受所述初級(jí)繞組中產(chǎn)生的漏電感和所述初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器支配的諧振頻率；以及串聯(lián)電路，由鉗位電容器和輔助開(kāi)關(guān)元件形成，并且被并聯(lián)連接到所述扼流線圈，其中，所述輔助開(kāi)關(guān)元件被控制以在所述開(kāi)關(guān)元件的非導(dǎo)通時(shí)段里導(dǎo)通。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)電源電路，其中所述輔助開(kāi)關(guān)元件的接通和關(guān)斷是由繞著所述變換器變壓器纏繞的變換器變壓器輔助繞組控制的。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)電源電路，其中所述輔助開(kāi)關(guān)元件的接通和關(guān)斷是由繞著所述扼流線圈纏繞的扼流線圈輔助繞組控制的。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)電源電路，還包括部分諧振電容器，被并聯(lián)連接到所述變換器變壓器中的次級(jí)繞組中產(chǎn)生的漏電感和所述次級(jí)繞組。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)電源電路，還包括次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，其所具有的諧振頻率受所述變換器變壓器中的次級(jí)繞組中產(chǎn)生的漏電感和被串聯(lián)連接到所述次級(jí)繞組的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器支配。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)電源電路，其中所述次級(jí)側(cè)整流元件是由具有輸入側(cè)和輸出側(cè)的整流二極管的橋接電路形成的，并且充當(dāng)全波整流電路，并且所述次級(jí)側(cè)平滑電容器被連接到所述整流二極管的橋接電路的輸出側(cè)。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)電源電路，其中所述次級(jí)側(cè)整流元件是由兩個(gè)整流二極管的串聯(lián)電路形成的，所述兩個(gè)整流二極管的相反極性的端子互相連接，并且所述次級(jí)側(cè)平滑電容器被連接到所述兩個(gè)整流二極管的串聯(lián)電路的兩端使得電壓倍增器半波整流電路被形成。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)電源電路，其中所述次級(jí)側(cè)整流和平滑電路是全波整流電路，其包括為所述變換器變壓器中的次級(jí)繞組提供的中心抽頭。
9.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)電源電路，還包括初級(jí)側(cè)整流和平滑電路，包括用于產(chǎn)生通過(guò)對(duì)交流電進(jìn)行整流和平滑得到的整流平滑電壓的初級(jí)側(cè)整流元件和初級(jí)側(cè)平滑電容器，所述直流電壓是從所述初級(jí)側(cè)整流和平滑電路提供的。
全文摘要
本發(fā)明公開(kāi)了一種包括開(kāi)關(guān)元件、變換器變壓器、次級(jí)側(cè)整流和平滑電路、開(kāi)關(guān)元件控制單元、扼流線圈、初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路、初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路和串聯(lián)電路的開(kāi)關(guān)電源電路。開(kāi)關(guān)元件實(shí)現(xiàn)直流(DC)電壓的開(kāi)關(guān)以將該電壓變換為交流(AC)電壓。扼流線圈被提供以電壓并且被連接到初級(jí)繞組的一個(gè)繞組端和開(kāi)關(guān)元件的一個(gè)端子。初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路連接了初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器，并具有受漏電感支配的諧振頻率。初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路將初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器并聯(lián)連接到開(kāi)關(guān)元件，并具有一諧振頻率。串聯(lián)電路是由鉗位電容器和在開(kāi)關(guān)元件的非導(dǎo)通時(shí)段中導(dǎo)通的輔助開(kāi)關(guān)元件形成的。
文檔編號(hào)H02M7/537GK1941593SQ20061015237
公開(kāi)日2007年4月4日 申請(qǐng)日期2006年9月28日 優(yōu)先權(quán)日2005年9月30日
發(fā)明者安村昌之 申請(qǐng)人:索尼株式會(huì)社