專利名稱：電源調壓器以及控制電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種應用于交換式電源調壓器的軟啟動電路，特別是涉及一種使用由參考電壓數字至模擬轉換器所產生的參考電壓的組合與可編程突發脈沖寬度，以控制啟動期間交換式電源調壓器的輸出電壓的軟啟動電路。
背景技術：
通常，用來執行直流至直流電壓轉換的交換式電源調壓器(switchingpower regulator)是采用步階式降壓調壓器(step-down regulator)，而步階式降壓調壓器通常是用以將高電壓(例如12伏特)轉換為較低的電壓以供負載裝置(load device)來使用。交換式電源調壓器通常是使用至少兩個晶體管以將一輸入電壓轉換為一輸出電壓。圖1a顯示常見的交換式電源調壓器，通常亦叫做補償調壓器(Buck Regulator)，其亦是以晶體管(MOS)來實現電壓轉換。
調壓器100是操作于脈沖寬度調制(Pulse Width Modulation，PWM)模式或脈沖頻率調制(Pulse Frequency Modulation，PFM)模式，以切換PMOS晶體管107與NMOS晶體管109于PMOS晶體管107與NMOS晶體管109的共同節點LX處產生方波(square-wave)。所產生的方波則通過由電感111與負載電容113組成的LC電路而變的更平滑，以產生一輸出電壓Yout。其中，由錯誤放大器115與控制邏輯101組成的控制回路用以控制上述產生的方波，因而也控制PMOS晶體管107與NMOS晶體管109的切換以及輸出電壓Vout的值。一般來說，PMOS晶體管107與NMOS晶體管109不會同時導通。例如，當PMOS晶體管107導通時(Vg_P為邏輯0)，NMOS晶體管109為不導通(Vg_N為邏輯0)，而當PMOS晶體管107不導通時(Vg_P為邏輯1)，NMOS晶體管109為導通(Vg_N為邏輯1)。IL代表流入電感111的一負載電流。當調壓器100操作于PFM模式時，PMOS晶體管107于一頻率與工作周期(duty cycle)時導通，且其中工作周期為輸入電壓Vin、輸出電壓Vout與電感111的值的函式，此時NMOS晶體管109不導通，用以降低柵極電荷消耗(gate chargedissipation)而將效能最佳化。調壓器100通過不停地切換PMOS晶體管107以維持(regulate)輸出電壓Vout的電壓值。
為了維持耦接至輸出電壓Yout的負載裝置(圖未示)的正常運作以及限制對負載電容113充電的交換式電源調壓器的一輸入電流，交換式電源調壓器的輸出通常以一速率從一初始電壓逐漸增加至一預定輸出電壓。此速率取決于負載電流IL以及所需負載電容113的最大充電電流。初始電壓通常為0伏特或是接近0伏特。當初始電壓為0伏特或接近0伏特時，調壓器100的輸出端通常會于一預定時間內從0伏特逐漸增加至預定輸出電壓。因此，有一些交換式電源調壓器含有軟啟動電路(soft-start circuit)，用以限制啟動期間的輸入電流。例如，德州儀器(Texas Instruction)的調壓器TPS6205x11包含一內部軟啟動電路，當電池或高阻抗電源耦接至其輸入端時，內部軟啟動電路用以限制啟動期間的涌入電流(inrush current)，以避免輸入電壓可能產生的壓降。調壓器TPS6205x中的軟啟動電路是以數字電路實現，用以逐步地增加切換電流(200mA(毫安)→400mA→800mA)。一般來說，切換電流的最大值為1.2安培(A)。一般具有22微法拉(μF)負載電容以及200毫安(mA)負載電流的電路的啟動時間為1毫秒(ms)。然而，由于啟動時間主要取決于負載電容以及負載電流，因此調壓器必需具有額外接腳以耦接外部的組件。
發明內容
根據本發明實施例，用以執行直流至直流電壓轉換的交換式電源調壓器是通過軟啟動電路而實現。軟啟動電路控制傳送至負載的最大輸出電流而維持啟動期間交換式電源調壓器的電壓。如此一來便可確保交換式電源調壓器為正常啟動。根據本發明實施例，軟啟動電路使用由參考電壓數字至模擬轉換器所產生的參考電壓的組合與可編程突發脈沖寬度，以控制啟動期間交換式電源調壓器的輸出電壓。
在脈沖寬度調制模式或脈沖頻率調制模式中，不需耦接外部組件，軟啟動電路便可用以限制啟動期間的涌入電流。根據本發明實施例，軟啟動電路可直接提供突發脈沖至驅動電路，以控制交換式電源調壓器中的輸出裝置(例如圖1a中的PMOS晶體管107與NMOS晶體管109)，因而使調壓器的輸出電壓從0伏特開始逐漸增加。當輸出電壓達到一既定值(例如200毫伏特)一既定時鐘周期(例如8個時鐘周期)后，軟啟動電路將由突發脈沖模式切換為脈沖寬度調制或脈沖頻率調制模式。上述既定值可以為參考電壓數字至模擬轉換器所產生的內部參考電壓。在標準操作模式(脈沖寬度調制模式或脈沖頻率調制模式)中，參考電壓數字至模擬轉換器亦可用以控制使用于標準操作模式中的其它參考電壓。選擇適用于內部參考電壓的既定值，如此一來，每個突發脈沖便可提供足以推動輸出電壓的電流。通過可編程脈沖寬度產生電路可控制突發脈沖的寬度，將突發脈沖的寬度設定為允許足以推動輸出電壓且不會造成輸入電壓產生壓降的電流。
圖1a顯示具有電感與負載電容的傳統直流至直流交換式電源調壓器。
圖1b顯示根據本發明實施例所述的具有軟啟動電路的交換式電源調壓器。
圖2顯示圖1b中的具有軟啟動電路的交換式電源調壓器的部分方塊圖。
圖3顯示用以詳細說明圖2的實施例的運作的時序圖。
圖4顯示根據本發明實施例所述的突發脈沖產生電路。
圖5顯示用以說明圖4的突發脈沖產生電路的運作的時序圖。
圖6顯示根據本發明實施例所述的以可編程脈沖寬度實現的突發脈沖產生電路。
圖7顯示根據本發明實施例所述的以圖6的突發脈沖產生電路所實現的可編程脈沖寬度產生電路。
圖8顯示圖2所示的參考電壓數字至模擬轉換器的部分電路圖。
附圖符號說明100～調壓器101、152～控制邏輯102～交換式電源調壓器 106、111～電感104、108、113、310～電容 115～錯誤放大器110、306～電阻 124～比較器402、404～可開閉電阻電路 706～或非門122～脈沖頻率調制控制電路 126～或門128～與門 130～多任務器
132～邏輯控制方塊134～驅動器Vin～輸入電壓Vout～輸出電壓152～控制邏輯154～振蕩器182～突發脈沖致能信號188～內部參考電壓190～電源切斷信號191、CLK～時鐘信號192～逾時信號194～啟動同步信號197～選擇信號198～突發脈沖199～邏輯控制信號300～突發脈沖產生電路302～史密斯觸發器316～與非門880～3至8位譯碼器PGND、Vss～接地電壓196、820-834～輸出信號 IL～負載電流VTH～輸入臨界電壓 432、436～傳輸門107、172、308、Vg_P～PMOS晶體管109、174、Vg_N～NMOS晶體管112、121、LX、420、422～節點151、153、170、Vref～參考電壓156～參考電壓數字至模擬轉換器158～可編程脈沖寬度產生電路162～脈沖寬度調制控制電路176、178、180、184、186～控制信號322、328、OUT～輸出端304、312、314、430、434、702、704～反相器318、320、326、IN～輸入端802、804、806～控制輸入端120、CVDD、Vdd～供應電壓具體實施方式
為使本發明的上述和其它目的、特征、和優點能更明顯易懂，下文特舉出較佳實施例，并結合附圖詳細說明如下。
實施例在此實施例中，正常操作模式(normal operating mode)與標準操作模式(regular operating mode)代表相同意思，因此在說明書中將這兩種用法交替使用。
圖1b顯示根據本發明實施例所述的具有電感106與負載電容108(加上負載電阻110)的直流至直流交換式電源調壓器102，輸出端于節點112處與回授回路耦接，用以控制供應電壓CVDD。交換式電源調壓器102中的軟啟動電路可通過供應電壓CVDD控制啟動期間節點112處的輸出電壓以及涌入交換式電源調壓器102的電流。輸入電壓Vin通過電容104而耦接至接地點。在一些實施例中，電容104的值約為1微法拉(μF)，使輸入電壓的值介于3伏特至4.2伏特的范圍內。
圖2顯示根據本發明實施例所述的具有軟啟動電路的交換式電源調壓器102的部分方塊圖，其中交換式電源調壓器102包括脈沖寬度調制(pulsewidth modulation，PWM)控制電路162、脈沖頻率調制(pulse frequencymodulation，PFM)控制電路122、用以驅動開閉晶體管172與174的金屬氧化物半導體場效應晶體管(metal-oxide semiconductor field effecttransistor，MOSFET)驅動器134，以及包括控制邏輯(control logic)152、參考電壓數字至模擬轉換器(digital to analog converter，DAC)、比較器124、可編程脈沖寬度產生電路158以及多任務器130的軟啟動電路。如上所述，不同實施例的交換式電源調壓器102可根據本發明的原則而包括補充邏輯和/或電路。
控制邏輯152可用以控制/指揮軟啟動序列而產生用以控制參考電壓DAC 156、可編程脈沖寬度產生電路158的多個控制信號，以及多任務器130的選擇信號197。參考電壓DAC 156可根據參考電壓170(Vref)而產生內部參考電壓188，內部參考電壓188為比較器124的第一輸入。比較器124比較內部參考電壓188與CVDD 120的值(對應于交換式電源調壓器102于節點112處的輸出)。比較器124的輸出指出CVDD 120的值何時會到達內部參考電壓188的值。多任務器130用以選取連接至驅動器134的控制信號，以控制PMOS晶體管172與NMOS晶體管174。多任務器130的第一輸入端可以為由可編程脈沖寬度產生電路158所產生的突發脈沖(burst-pulse)198。多任務器130的第二輸入端可以為于標準模式(PWM模式或PFM模式)操作期間由邏輯控制方塊132所產生的邏輯控制信號199。多任務器130的選擇信號197主要取決于比較器124的輸出信號196。于啟動期間，當CVDD 120的值小于內部參考電壓188的值且啟動尚未逾時(time out)(逾時信號192于解除控制邏輯152時產生)時，或(OR)門126的輸出會被解除，使得與(AND)門128的輸出也被解除。因此，多任務器130會選擇突發脈沖198作為驅動器134的控制信號。
當啟動逾時和/或CVDD 120的值達到內部參考電壓188的值時，或門126的輸出會被設定。當CVDD 120的值達到內部參考電壓188經過既定時鐘周期后，控制邏輯152可設定啟動同步信號194，使得與門128的輸出被設定。因此，多任務器130會選擇邏輯控制信號199作為于正常PWM或PFM操作模式中驅動器134的控制信號。參考電壓DAC 156亦可產生于標準操作期間由PWM控制電路162以及PFM控制電路122所使用的額外參考電壓信號151與153。根據本發明一實施例，額外參考電壓信號151與153皆為可編程參考電壓。根據本發明另一實施例，內部參考電壓188亦可為可編程參考電壓。當交換式電源調壓器102操作于正常操作模式(PWM或PFM模式)時，控制邏輯152可產生額外參考電壓信號151與153。在本發明一些實施例中，控制邏輯152可接收由PWM控制電路162的振蕩器154所產生的時鐘信號191。在本發明另一些實施例中，控制邏輯152可根據其它相關的時鐘信號而執行操作。
圖3顯示時序圖，用以詳細說明圖2的實施例的部分操作。當解除比較器124的輸出信號196(在此實施例中為低電位，表示CVDD 120的值小于內部參考電壓188的值)且突發脈沖致能信號182為高電平時，可編程脈沖寬度產生電路158可產生突發脈沖198。根據本發明實施例，可編程脈沖寬度產生電路158每1毫秒(ms)可產生寬度為100奈秒(ns)的脈沖(相當于工作周期的10％)。多任務器130可選擇由可編程脈沖寬度產生電路158所產生的突發脈沖198，以控制驅動器134并且使CVDD 120(LX 121的電壓)從0伏特開始逐漸增加。當設定比較器124的輸出信號196經過既定時鐘周期后(表示CVDD 120的值達到內部參考電壓188)，多任務器130選取由邏輯控制方塊132所輸出的邏輯控制信號199來控制驅動器134，使得CVDD 120(LX 121)根據由PWM控制電路162或PFM控制電路122所輸出的脈沖所控制，而不是由突發脈沖198所控制。
在設定比較器124的輸出信號196后或是經過一既定逾時期間后可接著設定逾時信號192。根據本發明實施例，為了確定交換式電源調壓器102進入正常操作模式，交換式電源調壓器102啟動50毫秒后，如果比較器124的輸出信號196仍然為解除狀態時，便可設定逾時信號192。雖然本發明實施例中是將逾時設定為50毫秒，然而，在其它實施例中，可根據需要的功能以及軟啟動電路的操作模式而將逾時設定為不同的長度，而并非限定為50毫秒。當比較器124的輸出信號196在既定逾時時間(在此為50毫秒)內被設定時，逾時信號192便會被設定為比較器124產生輸出信號196后的一既定時鐘周期。如此一來，當不需要使用比較器124時，便可通過設定比較器124的電源切斷(power down)信號190而關閉比較器124。當交換式電源調壓器102為正常操作模式時，突發脈沖致能信號182亦可被解除，且參考電壓DAC 156的控制信號176、178與180可使PWM控制電路162以及PFM控制電路122所使用的參考電壓151與153逐漸增加。
圖4顯示包含于可編程脈沖寬度產生電路158中的突發脈沖產生電路300。圖5顯示時序圖，用以說明突發脈沖產生電路300的運作。根據本發明實施例，輸入端318耦接至史密斯觸發器302，史密斯觸發器302的輸出端系耦接至反相器304的輸入端。將反相器304的輸出端設定為RC電路的輸入端320。RC電路包括電阻306與電容310，RC電路的輸出端322用以驅動反相器312的輸入端。如圖5所示，當輸入端318的信號被解除時(在此實施例中為低電位)，PMOS晶體管308被導通且RC電路的輸入端320的信號會被設置(在此實施例中為高電位)，使得RC電路的輸出端322的信號被拉高至供應電壓Vdd的電平。RC電路的輸出端322可驅動反相器312，反相器312的輸出端可驅動反相器314，以回復(restore)信號的極性并且設置輸入端326的信號至與非門316，以依次設置與非門316的輸出端328的信號(圖5所示的時序圖為反相的輸出端328的信號)。當輸入端318的信號被設置時(在此實施例中為高電位)，與非門316的兩個輸入端的信號在一段很短的時間內會同時為高電位，以使輸出端328的信號為低電位。由于設置輸入端318的信號亦會使PMOS晶體管308不導通，因此RC電路的輸出端322的信號會以一既定速率被拉低至接地點，其中既定速率取決于由電阻306與電容310所決定的RC時間常數。當RC電路的輸出端322的信號達到反相器312的輸入臨界電壓時，反相器312的輸出端的信號會被設置(在此實施例中為高電位)，使得與非門316的輸入端326的信號也被解除，以依次設置輸出端328的信號。
因此，由上述方法(根據圖4與圖5的實施例)所產生的每個脈沖的寬度系取決于反相器312的輸入臨界電壓以及由電阻306與電容310所決定的RC時間常數。再次參照圖5，RC電路的輸出端322的電壓可以表示為(1)V(t)＝A+B*e-t/τ，其中τ為由電阻306與電容310所決定的時間常數。當t＝0以及t＝∞時方程式1有解，考慮當t＝0且電壓為Vdd以及t＝∞且電壓為0時的兩種情況(2)V(0)＝A+B＝Vdd(3)V(∞)＝A＝0因此，方程式1可以表示為(4)V(t)＝Vdd*e-t/τ，以及(5)---V(t1)=Vdd*e-t1/τ.]]>因此，突發脈沖的寬度(T)可以表示為(6)---T=t1=τ*lnVddVTH(312)=RC*lnVddVTH(312),]]>其中RC為電阻306的值乘上電容310的值，且VTH(312)為反相器312的輸入臨界電壓。例如，當電阻306的阻值為100千奧姆(kΩ)且電容310的值為1.5微微法拉(pF)時，反相器312的輸入臨界電壓為1.95伏特，對于3至4.2伏特范圍內的供應電壓所對應的突發脈沖寬度的范圍可以從65至115奈秒。
決定突發脈沖的可能寬度必須將某些因素列入考慮。當內部參考電壓(例如由參考電壓DAC 156所產生的內部參考電壓188)太高(例如600毫伏特)或是當突發脈沖的寬度太短(例如小于100奈秒)時，突發脈沖可能無法提供足以推動CVDD 120(以及LX 121)的電流，而當突發脈沖的寬度太長(例如大于350奈秒)時，涌入電流可能會太大。因此，根據方程式6，突發脈沖的寬度為可調整，且其寬度(T)取決于電阻306的值與電容310的值、反相器312的輸入臨界電壓以及供應電壓Vdd的值而有所變化。
圖6顯示根據本發明實施例所述的以可編程脈沖寬度實現的突發脈沖產生電路300。可開閉(switchable)電阻電路402與404可設置于電阻306之前，以改變RC時間常數并因而拉長或縮小突發脈沖寬度。介于電阻電路402的節點420與節點422之間的電阻可被經過傳輸門432的控制信號184控制，而介于電阻電路404的節點422與節點320之間的電阻可被經過傳輸門436的控制信號186控制。在突發脈沖產生電路300的操作期間，當電阻電路402與404皆被切斷(阻值為零)且僅有電阻306可算在時間常數內時，便會造成較短的突發脈沖寬度。通過設置控制信號184以及/或控制信號186可使電阻電路402以及/或404致能，如此一來便可有效的增加RC時間常數，并因此可拉長突發脈沖寬度。根據本發明實施例，在經過一既定時鐘周期(例如64個時鐘周期)后，如果比較器124的輸出信號196(參照圖2)仍未被設置，表示突發脈沖太短以致于無法推動(boost)CVDD 120。通過設置控制信號184可開啟電阻電路402并且可增加RC時間常數中電阻組件的總阻值(例如阻值增加75％)。當經過一既定額外時鐘周期(例如對總時鐘周期(100個時鐘周期)再增加26個時鐘周期)后，比較器124的輸出信號196仍未被設置時，表示突發脈沖仍舊太短以致于無法推動CVDD 120。通過設至控制信號186便可開啟電阻電路404，并且增加RC時間常數中電阻組件的總阻值(例如阻值增加100％)。當突發脈沖的寬度在經過一既定時間后仍舊不夠大而無法推動CVDD120時，可通過設置逾時信號192(參照圖3)而使交換式電源調壓器102操作于正常(PWM或PFM)模式。
圖7顯示根據本發明實施例所述的以突發脈沖產生電路300實現的可編程脈沖寬度產生電路158。可編程脈沖寬度產生電路158的突發脈沖致能信號182可驅動反相器704，以控制通過或門706所提供的突發脈沖產生電路300的輸出端328。通過反相器702可將時鐘信號191反相，并提供突發脈沖產生電路300的輸入端318。如上所述，具有控制信號184與186的突發脈沖產生電路300可用以控制突發脈沖的寬度。
圖8顯示圖2所示的參考電壓DAC 156的部分電路圖。根據本發明實施例，參考電壓DAC 156可為3位參考電壓DAC，其具有3至8位譯碼器880，具有控制輸入端802、804與806，分別耦接至控制邏輯152的輸出端176、178與180。來自譯碼器880的輸出信號820-834可作為柵極控制信號，用以通過晶體管(在此實施例中為NMOS晶體管)，晶體管的信道可將電壓分壓器(voltage divider)的電壓耦接至一共同節點。參考電壓170亦可作為取得其它電壓電平的電壓。再次參照圖3，圖3顯示參考電壓153與151逐漸增加所需的時間。值得注意的是，顯示實際經過的時鐘周期的數量用以說明較佳實施例的操作，且參考電壓DAC 156的操作并沒有限定經過的時鐘周期的數量。根據本發明另一實施例，參考電壓153與151可通過使用不同數量的時鐘周期而以不同的速率逐漸增加。另外，可通過不同控制信號176、178與180的組合，以便于每一次經過既定時鐘周期后選取一較高的電壓。即使未顯示于圖8，參考電壓DAC 156亦可用以提供內部參考電壓188(在一些實施例中可以為200毫伏特)。在本發明其它實施例中，內部參考電壓188可以設計為不同的值。根據本發明實施例，參考電壓DAC 156可用以產生并提供0.15伏特、0.65伏特、0.75伏特、0.85伏特、0.95伏特、1.05伏特、1.15伏特以及1.2伏特的參考電壓之一。
本發明雖以較佳實施例披露如上，然其并非用以限定本發明的范圍，本領域的技術人員在不脫離本發明的精神和范圍的前提下可做若干的更動與潤飾，因此本發明的保護范圍以本發明的權利要求為準。
權利要求
1.一種電源調壓器，包括一第一節點，其中于上述第一節點所形成的一第一電壓用以產生上述電源調壓器的一輸出電壓；一第一晶體管，具有一控制端，其中上述第一晶體管耦接于一第一供應電壓與上述第一節點之間，其中當上述第一晶體管導通時提供電流至上述第一節點；一第二晶體管，具有一控制端，其中上述第二晶體管耦接于上述第一節點與一第二供應電壓之間；以及一第一控制電路，耦接至上述第一晶體管的控制端以及上述第二晶體管的控制端，其中上述第一控制電路用以產生多個突發脈沖，并且于上述電源調壓器啟動期間通過上述突發脈沖控制上述第一晶體管與第二晶體管，以使上述電源調壓器的輸出電壓逐漸增加，因而限制啟動期間提供至上述第一節點的電流；其中，上述第一控制電路中的上述突發脈沖的寬度為可編程的。
2.如權利要求1所述的電源調壓器，還包括一第一驅動電路，耦接于上述第一控制電路與上述第一晶體管的控制端之間，且用以接收上述突發脈沖并用以致能上述第一晶體管為導通或不導通；以及一第二驅動電路，耦接于上述第一控制電路與上述第二晶體管的控制端之間，且用以接收上述突發脈沖并用以致能上述第二晶體管為導通或不導通。
3.如權利要求1所述的電源調壓器，其中當上述電源調壓器的輸出電壓達到一既定值時，上述第一控制電路系停止使用上述突發脈沖控制上述第一晶體管與上述第二晶體管。
4.如權利要求1所述的電源調壓器，還包括一第二控制電路，耦接至上述第一控制電路，以產生多個第一控制信號，并且將上述第一控制信號提供至上述第一控制電路；其中當上述第一控制電路不使用上述突發脈沖來控制上述第一晶體管與上述第二晶體管時，上述第一控制電路用以選擇性的將上述第一控制信號耦接至上述第一晶體管的控制端以及上述第二晶體管的控制端。
5.如權利要求4所述的電源調壓器，其中當上述電源調壓器的輸出電壓達到一既定值的一既定時間后，上述第一控制電路停止產生上述突發脈沖。
6.如權利要求4所述的電源調壓器，其中當上述電源調壓器的輸出電壓于啟動一既定時間后未達到一既定值時，上述第一控制電路停止產生上述突發脈沖。
7.一種控制電路，適用于控制一第一晶體管以及一第二晶體管，并產生一電源調壓器的一輸出電壓，包括一第一電路，用以產生多個突發脈沖；一第二電路，用以產生多個第一控制信號；以及一第三電路，用以選取上述突發脈沖與上述第一控制信號之一；其中當啟動上述電源調壓器時，上述第三電路選取上述突發脈沖，以控制上述第一晶體管與上述第二晶體管，其中上述突發脈沖使上述電源調壓器的輸出電壓逐漸增加，因而限制由上述電源調壓器所傳送的電流；以及其中當上述電源調壓器啟動一既定時間后，上述第三電路選取上述第一控制信號，以控制上述第一晶體管與上述第二晶體管。
8.如權利要求7所述的控制電路，其中上述既定時間定義為當上述電源調壓器的輸出電壓達到一既定值時。
9.如權利要求8所述的控制電路，還包括一第四電路，用以產生一第一參考電壓，其中上述參考電壓值為上述既定值。
10.如權利要求9所述的控制電路，其中上述第四電路產生至少一額外參考電壓，并提供至少一參考電壓至上述第二電路，以產生上述第一控制信號。
全文摘要
一種具有軟啟動電路的交換式電源調壓器，用以執行直流至直流電壓轉換。軟啟動電路控制傳送至負載的最大輸出電流而維持啟動期間交換式電源調壓器的電壓。在不需要耦接外部組件的情況下，軟啟動電路使用由參考電壓數字至模擬轉換器所產生的參考電壓的組合與可編程突發脈沖寬度，以控制啟動期間交換式電源調壓器的輸出電壓。軟啟動電路直接提供突發脈沖至交換式電源調壓器中的一驅動電路，以控制交換式電源調壓器的輸出電壓，因此使得交換式電源調壓器的輸出電壓從零伏特開始逐漸增加。當持續一即定時鐘周期且輸出電壓達到一即定值時，軟啟動電路將由突發脈沖模式切換至脈沖寬度調制或脈沖頻率調制模式來調節交換式電源調壓器的輸出電壓。
文檔編號H02M3/156GK1933312SQ20061009269
公開日2007年3月21日 申請日期2006年6月16日 優先權日2005年6月16日
發明者曾于恩 申請人:威盛電子股份有限公司