開關電源電路的制作方法

專利名稱：開關電源電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及包括電壓諧振變換器的開關電源電路。
背景技術：
作為使用諧振變換器的所謂的軟開關電源的類型，電流諧振型和電壓諧振型是眾所周知的。當前，由兩個晶體管元件形成的半橋連接的電流諧振變換器被廣泛使用，因為它們容易被投入實際應用。
但是，舉例來說，高耐受電壓開關元件的特性正在被改善，因此與將電壓諧振變換器投入實際應用相關聯的耐受電壓問題正在被消除。另外，與一個晶體管的電流諧振正向變換器相比，由一個晶體管開關元件形成的單端(single-ended)電壓諧振變換器在輸入反饋噪聲和直流輸出電壓線的噪聲分量方面已知是有利的。
圖9示出了含有單端電壓諧振變換器的開關電源電路的一個配置示例。
在圖9所示的開關電源電路中，由橋式整流電路Di和平滑電容器Ci形成的整流和平滑電路對商用交流電源AC進行整流和平滑，從而生成了經整流和平滑的電壓Ei，作為平滑電容器Ci兩端的電壓。
商用電源AC的線路中提供有噪聲濾波器，其由一對共模扼流圈CMC和兩個跨線電容器CL形成，并去除共模噪聲。
經整流和平滑的電壓Ei作為直流輸入電壓被輸入到電源諧振變換器。如上所述，電壓諧振變換器采用包括一個晶體管開關元件Q1的單端配置。這種電路中的電壓諧振變換器是他激(separately excited)的。具體而言，由MOS-FET形成的開關元件Q1被振蕩和驅動電路2開關驅動。
MOS-FET的體二極管DD與開關元件Q1并聯連接。此外，初級側并聯諧振電容器Cr與開關元件Q1的源極和漏極之間的溝道并聯連接。
初級側并聯諧振電容器Cr與絕緣變換器變壓器PIT中的初級繞組N1的漏電感L1一起形成了初級側并聯諧振電路(電壓諧振電路)。該初級側并聯諧振電路提供了電壓諧振操作，作為開關元件Q1的開關操作。
為了對開關元件Q1進行開關驅動，振蕩和驅動電路2向開關元件Q1的柵極施加作為驅動信號的柵極電壓。從而，開關元件Q1以依賴于驅動信號的周期的開關頻率執行開關操作。
絕緣變換器變壓器PIT將開關元件Q1的開關輸出傳遞到次級側。
絕緣變換器變壓器PIT例如具有通過將鐵氧體材料的E型磁芯彼此組合而形成的EE型磁芯(core)。纏繞部分被分為初級側纏繞部分和次級側纏繞部分。初級繞組N1和次級繞組N2纏繞在EE型磁芯的中心磁芯柱(central magnetic leg)上。
另外，在絕緣變換器變壓器PIT的EE型磁芯的中心磁芯柱中形成有長約1.0mm的間隙。從而在初級側和次級側之間得到了約0.80到0.85的耦合系數k。當耦合系數k具有這樣的值時，初級側和次級側之間的耦合程度可以認為是弱耦合，因此不容易獲得飽和狀態。耦合系數k的值是在設置漏電感(L1)時的一個因素。
絕緣變換器變壓器PIT的初級繞組N1的一端插入在開關元件Q1與平滑電容器Ci的正電極之間。從而，開關元件Q1的開關輸出的傳送被允許。由初級繞組N1引起的交變電壓產生在絕緣變換器變壓器PIT的次級繞組N2中。
在該電路中，次級側并聯諧振電容器C2與次級繞組N2并聯連接。這樣，次級繞組N2的漏電感L2和次級側并聯諧振電容器C2的電容形成了次級側并聯諧振電路(電壓諧振電路)。
另外，如9圖所示，整流二極管Do1和平滑電容器Co被連接到次級側并聯諧振電路，進而形成半波整流電路。作為平滑電容器Co兩端的電壓，該半波整流電路生成了具有與在次級繞組N2(次級側并聯諧振電流)中獲得的交變電壓V2的電平相同的電平的次級側直流輸出電壓Eo。次級側直流輸出電壓Eo被供應給負載，并且被輸入到控制電路1，作為用于恒壓控制的檢測電壓。
控制電路1檢測所輸入的次級側直流輸出電壓Eo的電平作為檢測電壓，并且隨后向振蕩和驅動電路2輸入所獲得的檢測輸出。
根據由所輸入的檢測輸出指示的次級側直流輸出電壓Eo的電平，振蕩和驅動電路2控制開關元件Q1的開關操作，以便使得次級側直流輸出電壓Eo恒定在某個電平。即，振蕩和驅動電路2生成并輸出用于實現想要的開關操作的驅動信號。從而，實現了對次級側直流輸出電壓Eo的穩定控制。
圖10A、圖10B和圖11示出了對圖9中的電源電路的實驗結果。在進行實驗時，圖9中的電源電路的主要部件被設計為具有下述特性，作為用于AC輸入電壓VAC為100V的條件，其與AC 100V系統輸入相對應。
作為開關元件Q1，選擇了耐受電壓為900V的產品。作為次級側整流二極管Do1，選擇了耐受電壓為600V的產品。
絕緣變換器變壓器PIT的磁芯采用EER-35磁芯，并且中心磁芯柱中的間隙的間隙長度被設置為1mm。初級繞組N1和次級繞組N2的匝數T都被設置為43T。絕緣變換器變壓器PIT的耦合系數k被設置為0.81。
初級側并聯諧振電容器Cr的電容被設置為6800pF，次級側并聯諧振電容器C2的電容被設置為0.01μF。因此，初級側并聯諧振電路的諧振頻率fo1被設置為175kHz，次級側并聯諧振電路的諧振頻率fo2被設置為164kHz。
次級側直流輸出電壓Eo的額定電平是135V。可允許的負載功率范圍在最大負載功率Pomax＝200W到最小負載功率Pomin＝0W之間。
圖10A和圖10B是示出了圖9中的電源電路中的主要部件的操作的波形圖，同時反映了開關元件Q1的開關周期，。圖10A示出了在最大負載功率Pomax＝200W處的開關電壓V1、開關電流IQ1、初級繞組電流I1、次級繞組電壓V2、次級繞組電流I2以及次級側整流電流ID1。圖10B示出了在最小負載功率Pomin＝0W處的開關電壓V1、開關電流IQ1、初級繞組電流I1、次級繞組電壓V2、次級繞組電流I2以及次級側整流電流ID1。
開關電壓V1是在開關元件Q1兩端獲得的電壓。開關電壓V1具有與圖10A和10B中的波形類似的波形。具體地說，在開關元件Q1處于導通狀態的時段TON中，電壓電平處于0電平，并且在開關元件Q1處于關斷狀態的時段TOFF中，獲得正弦波形的電壓諧振脈沖。開關電壓V1的電壓諧振脈沖波形指示出初級側開關變換器的操作是電壓諧振操作。
當負載功率為最大負載功率Pomax＝200W且輸入電壓VAC為100V(AC 100V-系統)時，開關電壓V1的電壓諧振脈沖的峰值電平為550Vp，并且當負載功率為最大負載功率Pomax＝200W且輸入電壓VAC為264V(AC 200V-系統)時，開關電壓V1的電壓諧振脈沖的峰值電平為800Vp。為了響應于電壓諧振脈沖的這些峰值電平，耐受電壓為900V的產品如上所述被用作開關元件Q1。
開關電流IQ1是流過開關元件Q1(和體二極管DD)的電流。在時段TOFF中，開關電流IQ1處于零水平。在時段TON中，獲得具有如所示波形的某個波形的開關電流IQ1。具體而言，在開關元件Q1導通時，開關電流IQ1在前向方向上流過體二極管DD，從而開關電流IQ1具有負極性。在導通之后，極性被翻轉，并且開關電流IQ1在開關元件Q1的漏極和源極之間流動。電流值隨時間增大，直到開關元件Q1關斷。因此，在關斷時刻獲得了開關電流IQ1的峰值水平。
流過初級繞組N1的初級繞組電流I1是通過將在時段TON中作為開關電流IQ1流動的電流與在時段TOFF中流到初級側并聯諧振電容器Cr的電流相組合而得到的電流。因此，初級繞組電流I1具有如圖10A和10B所示的波形。
作為次級側整流電路的操作，當負載功率為最大負載功率Pomax 200W時，流過整流二極管Do1的整流電流ID1具有如圖10A所示的某個波形。具體地說，在導通整流二極管Do1的時刻整流電流ID1具有峰值水平，此后如圖10A所示的波形，降低到零水平。在整流二極管Do1的關斷時段期間，整流電流ID1處于零水平。與之不同，在負載功率為最小負載功率Pomin 0W時，即使在整流二極管Do1的導通時段期間，電流水平也總是處于零水平。
在次級繞組N2與次級側并聯諧振電容器C2的并聯電路中獲得次級繞組電壓V2。在次級側整流二極管Do1傳導的時段期間，次級繞組電壓V2被箝位在次級側直流輸出電壓Eo的電平。在次級側整流二極管Do1的關斷時段期間，次級繞組電壓V2顯示負極性的正弦波形。流過次級繞組N2的次級繞組電流I2是通過將整流電流ID1與流過次級側并聯諧振電路(N2(L2)//C2)的電流組合得到的電流。次級繞組電流I2例如具有圖示的波形。
圖11示出了圖9所示的電源電路中的作為負載的函數的開關頻率fs、導通時段TON、關斷時段TOFF以及AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)。
在負載功率Po在100W到200W的范圍內，AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)為90％或更高。已經知道特定單端電壓諧振變換器提供了良好的電源變換效率，其中在該單端電壓諧振變換器中，開關元件Q1由一個晶體管形成。
此外，圖11中的開關頻率fs、導通時段TON和關斷時段TOFF將圖9的電源電路的開關操作表示為相對于負載變化的恒壓控制特性。在該電路中，開關頻率fs被控制為隨著負載變小而升高。對于導通時段TON和關斷時段TOFF，關斷時段TOFF基本恒定，而不管負載如何變化。與之不同，導通時段TON隨著負載變小而縮短。即，圖9中的電源電路以這樣的方式變化并控制開關頻率使得隨著負載變小減小導通時段TON，同時保持關斷時段TOFF恒定。
開關頻率的該可變控制，允許改變由于初級側并聯諧振電路和次級側并聯諧振電路的存在而引起的感應阻抗。感應阻抗的改變，改變了從初級側傳遞到次級側的功率量以及從次級側并聯諧振電路傳遞到負載的功率量。結果，次級側直流輸出電壓Eo的電平被改變。從而，穩定了次級側直流輸出電壓Eo。
圖12基于開關頻率fs(kHz)與次級側直流輸出電壓Eo之間的關系，示意性地示出了圖9所示的電源電路的恒壓控制特性。
初級側并聯諧振電路的諧振頻率被定義為fo1且次級側并聯諧振電路的諧振頻率被定義為fo2時，在圖9的電路中，次級側并聯諧振頻率fo2低于初級側并聯諧振頻率fo1，如上所述。
圖12中的特性曲線基于這些諧振頻率，并且基于恒定交變輸入電壓VAC條件下獲得的與開關頻率fs有關的恒壓控制特性的假定。具體而言，特性曲線A和B分別代表在與初級側并聯諧振電路的諧振頻率fo1相對應的諧振阻抗下，在負載功率是最大負載功率Pomax和最小負載功率Pomin時的恒壓控制特性，特性曲線C和D分別代表在與次級側并聯諧振電路的諧振頻率fo2相對應的諧振阻抗下，在負載功率是最大負載功率Pomax和最小負載功率Pomin時的恒壓控制特性。
當電路如圖9中的電路那樣包括初級側并聯諧振電路和次級側并聯諧振電路時，在諧振頻率fo1與fo2之間存在中間諧振頻率fo。特性曲線E代表在負載功率是最大負載功率Pomax時，基于中間諧振頻率fo與開關頻率fs之間關系的諧振阻抗特性。特性曲線F代表在負載功率是最小負載功率Pomin時，基于中間諧振頻率fo與開關頻率fs之間關系的諧振阻抗特性。
在包括次級側并聯諧振電路的電壓諧振變換器，根據作為開關頻率fs函數的中間諧振頻率fo的諧振阻抗特性，確定次級側直流輸出電壓Eo的電平。此外，圖9所示的電壓諧振變換器采用下側控制(lower sidecontrol)方法，其中開關頻率fs在低于中間諧振頻率fo的頻率范圍內被改變并被控制。
當在圖12的特性曲線E和F所指示的與中間諧振頻率fo相對應的特性下，通過使用基于下側控制的開關頻率控制來進行恒壓控制，其中輸出電壓的目標值是次級側直流輸出電壓Eo的額定電平(在圖9的電路中，是135V)時，恒壓控制所需要的開關頻率fs的可變范圍(必要控制范圍)是由Δfs指示的范圍。換句話說，在由Δfs指示的頻率范圍中，根據負載變化將開關頻率改變為需要的值。從而次級側直流輸出電壓Eo被控制在額定電平tg處。
日本專利申請早期公開No.2000-152617中公開來傳統電源電路的示例。
隨著各種電子裝置的多樣化，需要所謂的兼容寬范圍(wide range)的電源電路，該電源電路能夠響應于AC 100V系統和AC 200V系統兩者的商用交流電壓輸入而工作。
圖9中的電源電路如上所述工作，以便通過開關頻率控制來穩定次級側直流輸出電壓Eo。電壓穩定所需的開關頻率fs的可變范圍(必要控制范圍)由圖12所描述的Δfs指示。
圖9的電源電路被設計為響應于從200W到0W的相對寬變化范圍內的負載變化。在圖9的電源電路中，用于該負載變化條件的開關頻率fs的實際必要控制范圍從117.6kHz到208.3kHz。即，范圍Δfs是96.7kHz，這是一個相對寬的范圍。
很明顯，當交變輸入電壓VAC電平改時變，次級側直流輸出電壓Eo的電平也改變。即，取決于交變輸入電壓VAC的電平，次級側直流輸出電壓Eo的電平變化。
因此，與AC輸入電壓只是例如在AC 100V系統或只是在AC 200V系統的單范圍內變化時的電平變化相比，當AC輸入電壓在包括AC 100V系統和AC 200V系統兩者的寬范圍內變化時，次級側直流輸出電壓Eo的電平改變更大。為了確保恒壓控制操作與次級側直流輸出電壓Eo的寬電平變化相適應，需要將開關頻率的必要控制范圍從上述的范圍117.6kHz到208.3kHz擴大，從而也覆蓋更高的頻率。
但是，在目前用于驅動開關元件的IC(振蕩和驅動電路2)中，可能的驅動頻率的上限是約200kHz。即使開發了能夠以上述的高頻率驅動開關元件的IC，開關元件的高頻驅動也顯著降低了電源變換效率。從而，實際上不可能將該IC實際應用于電源電路。
如上所述，例如通過使用圖9所示的配置，很難實現兼容寬范圍的電源電路。
圖9中示出的電源電路包括其初級側上的單端電壓諧振變換器。具有這種配置的電源電路意在提供如上所述用于實現高電源變換效率的優點。然而，例如考慮到近來的能量情況和環境情況，需要電子裝置具有更高的電源變換效率特性。因此，包含在電子裝置中的電源電路自身需要具有進一步改進的電源變換效率。

發明內容
考慮到上述問題，本發明的一個實施例提供了一種具有下述配置的開關電源電路。
具體地說，該開關電源電路包括開關單元，所述開關單元包括主開關元件，所述主開關元件被供應直流(DC)輸入電壓并實現開關；以及開關驅動單元，所述開關驅動單元對所述主開關元件進行開關驅動。
電路還包括絕緣變換器變壓器，所述絕緣變換器變壓器至少包括圍繞絕緣變換器變壓器纏繞的初級繞組和次級繞組。初級繞組被供應來自所述開關單元的開關操作的開關輸出。被供應到所述初級繞組的所述開關輸出在次級繞組中感應出交變電壓。
此外，電路還包括至少由所述絕緣變換器變壓器的所述初級繞組的漏電感分量和初級側并聯諧振電容器的電容形成的初級側并聯諧振電路。所述初級側并聯諧振電路提供電壓諧振操作作為所述開關單元的操作。
電路還包括通過并聯連接次級側并聯諧振電容器和所述絕緣變換器變壓器的次級繞組而形成的次級側并聯諧振電路，所述次級側并聯諧振電路由次級繞組的漏電感分量和次級側并聯諧振電容器的電容形成。
此外，該電路還包括通過串聯連接次級側串聯諧振電容器和絕緣變換器變壓器的次級繞組而形成的次級側串聯諧振電路，所述次級側串聯諧振電路由次級繞組的漏電感分量和次級側串聯諧振電容器的電容形成。
電路還包括次級側整流和平滑單元，其被供應在絕緣變換器變壓器的次級繞組中感應的交變電壓，并且實現整流操作，從而產生次級側DC輸出電壓；以及恒壓控制單元，其通過根據次級側DC輸出電壓的電平控制所述開關驅動單元從而改變開關單元的開關頻率，實現次級側DC輸出電壓的恒壓控制。
此外，電流還包括具有輔助開關元件的有源鉗位電路，用于在主開關元件處于關斷狀態的時段內設置導通時段。輔助開關元件在該導通時段處于導通狀態。在該導通時段，有源鉗位電路使充電與放電電流流過輔助開關元件。在沒有有源鉗位電路的時候，充電與放電電流最初流到初級側并聯諧振電容器。
在電路中，絕緣變換器變壓器被設計為在初級側和次級側之間提供某個耦合系數以在其間提供弱耦合，從而至少由初級側并聯諧振電路和次級側并聯諧振電路形成的電磁耦合諧振電路相對于具有開關頻率的頻率信號的輸入具有單模特性作為輸出特性。此外，至少初級側并聯諧振電路的諧振頻率、次級側并聯諧振電路的諧振頻率和次級側串聯諧振電路的諧振頻率被設計，使得在某個負載條件下獲得高于某個水平的電源變換效率。
根據實施例的電源電路具有基礎配置，其中電壓諧振變換器被提供在初級側上，并且次級側并聯諧振電路和次級側串聯諧振電路被提供在次級側上。該配置可以被視為在初級側和次級側的每個上包括并聯諧振電路的配置。從這點來看，該配置具有由絕緣變換器變壓器的電磁耦合而產生的耦合諧振電路。此外，絕緣變換器變壓器被設計為提供基于某個耦合系數的弱耦合。因此，可以獲得尖銳的單模特性作為相對于具有開關頻率的頻率信號(開關輸出)的輸出特性。結果，穩定次級側DC輸出電壓所需的開關頻率可變范圍(必要控制范圍)可以變窄。
此外，根據實施例的電源電路還可以被視為電壓諧振變換器，其在次級側上具有串聯諧振電路。通常，在次級側上具有串聯諧振電路的電壓諧振變換器具有優良的電源變換效率特性，但是在負載是中間負載時趨向于引起異常操作(其中不能實現零電壓開關(ZVS)操作)。為了解決這個問題，實施例設計絕緣變換器變壓器以提供高于某個程度的弱耦合狀態，從而允許抑制并消除異常操作。因此，ZVS操作可以在整個允許的負載功率范圍內保持。
此外，提供了有源鉗位電路，從而使最初應當流到初級側并聯諧振電容器的充電與放電電流流過輔助開關元件。有源鉗位電路的這個操作抑制了作為初級側并聯諧振電容器兩端電壓的諧振電壓脈沖的峰值電平。
如上所述，本發明縮窄了恒壓控制所需的電壓諧振變換器開關頻率的可變控制范圍(必要控制范圍)。從而，對于電壓諧振開關變換器，通過簡單地實現開關頻率控制，可以容易地實現兼容寬范圍的配置。
為了實現這種兼容寬范圍的配置，形成下述基礎配置就足夠了，其中具有次級側諧振電路的電壓諧振變換器的絕緣變換器變壓器被設計成提供必要的耦合系數。因此，可以在不增加成本、電路尺寸、電路重量等(這是由于部件數目的增加而增加的)的情況下實現兼容寬范圍的配置。
此外，由于電源電路由電壓諧振變換器和次級側串聯諧振電路之間的組合形成，所以在整個允許的負載功率范圍內都保持了ZVS操作，這提供了適于電源電路實際應用的良好電源變換效率特性。
此外，由于諧振電壓脈沖的峰值電平被有源鉗位電路所抑制，所以可以選擇低耐受電壓的產品作為由主開關元件代表的部件。從而，部件的性能可以被改進，這增強了電源電路的可靠性、降低了成本、并且減少了電路的尺寸和重量。


圖1是示出了根據本發明第一實施例的電源電路的配置示例的電路圖；圖2是示出了本發明一個實施例的電源電路中包括的絕緣變換器變壓器的配置示例的示圖；圖3A和圖3B是基于開關周期，示出了第一實施例的電源電路的主要部件的操作的波形圖；圖4是示出了關于第一實施例的電源電路的作為負載函數的AC到DC電源變換效率、開關頻率以及電壓諧振脈沖的峰值電平的變化特性的示圖；圖5是示出了本發明一個實施例的電源電路的恒壓控制特性的示圖；圖6是示出了作為本發明一個實施例的電源電路的恒壓控制操作，用于應對交變輸入電壓變化和負載變化的開關頻率控制范圍(必要控制范圍)的示圖；圖7是示出了根據本發明第二實施例的電源電路的配置示例的電路圖；圖8是示出了根據本發明第三實施例的電源電路的配置示例的電路圖；圖9是示出了作為傳統電路的電源電路的配置示例的電路圖；圖10A和10B是示出了圖9所示的電源電路的主要部件的操作的波形圖；圖11是示出了關于圖9中的電源電路的作為負載函數的AC到DC電源變換效率、開關頻率以及開關元件的導通周期和關斷周期的變化特性的示圖；以及圖12是概念性地示出了傳統電源電路的恒壓控制特性的示圖。
具體實施例方式
圖1的電路圖示出了根據作為實施本發明的最佳方式(實施例)的本發明第一實施例的電源電路的配置示例。圖1中的電源電路采用單端電壓諧振開關變換器作為其基礎配置。
在圖1的開關電源電路中，商用交流電源AC的線路具有一組共模扼流圈CMC和兩個跨電容器CL。共模扼流圈CMC和跨電容器CL形成了噪聲濾波器，用于消除在商用交流電源AC的線路中包括的共模噪聲。
商用交流電源AC的電壓(AC輸入電壓VAC)被橋式整流電路Di整流。平滑電容器Ci被該整流輸出充電。從而，作為平滑電容器Ci兩端的電壓，獲得了經整流和平滑的電壓Ei。經整流和平滑的電壓Ei是對于后級中的開關變換器的直流輸入電壓。
在圖1中，接收作為直流輸入電壓的經整流和平滑的電壓Ei并實現開關操作的開關變換器例如被形成為具有一個晶體管開關元件Q1的單端電壓諧振變換器。在該電路中，選擇高耐受電壓的MOS-FET作為開關元件Q1。該電路中的電壓諧振變換器是他激的，具體地說，開關元件被振蕩和驅動電路2開關驅動。
從振蕩和驅動電路2輸出的開關驅動信號(電壓)被施加到開關元件Q1的柵極。
開關元件Q1的漏極耦合到后面將描述的絕緣變換器變壓器PIT的初級繞組N1的纏繞起始端。初級繞組N1的纏繞終止端耦合到平滑電容器Ci的正電極。從而，DC輸入電壓(Ei)經由串聯連接的初級繞組N1，被提供給開關元件Q1。開關元件Q1的源極耦合到初級側地。
由于MOS-FET被用作開關元件Q1，因此開關元件Q1包含體二極管DD，從而體二極管DD與開關元件Q1的漏極和源極之間的溝道并聯連接。體二極管DD的陽極連接到開關元件Q1的源極，其陰極連接到開關元件Q1的漏極。體二極管DD形成了相反方向上的開關電流的路徑，該電流是由于開關元件Q1的導通/關斷操作(開關操作)而生成的。
此外，初級側并聯諧振電容器Cr與開關元件Q1的漏極和源極之間的溝道并聯連接。
初級側并聯諧振電容器Cr的電容與絕緣變換器變壓器PIT的初級繞組N1的漏電感L1形成了用于流過開關元件Q1的開關電流的初級側并聯諧振電路(電壓諧振電路)。該初級側并聯諧振電路的諧振操作提供了電壓諧振型操作，作為開關元件Q1的開關操作。響應于該操作，在開關元件Q1的關斷時段期間，獲得了正弦電壓諧振脈沖作為開關元件Q1兩端的開關電壓(漏極和源極之間的電壓)V1。
為了例如通過他激來驅動開關元件Q1，振蕩和驅動電路2包括產生振蕩信號的振蕩電路。振蕩和驅動電路2基于振蕩信號生成驅動信號(該驅動信號是用于對MOS-FET進行開關驅動的柵極電壓)，并將驅動信號施加到開關元件Q1的柵極。從而，開關元件Q1利用根據驅動信號的周期的開關頻率，實現連續的導通/關斷操作。即，開關元件Q1實現開關操作。
絕緣變換器變壓器PIT將初級側開關變換器的開關輸出傳遞到次級側，同時對于其間的直流電壓傳輸初級側和次級側彼此絕緣。
圖2是示出了圖1的電源電路中包括的絕緣變換器變壓器PIT的配置示例的截面圖。
如圖2所示，絕緣變換器變壓器PIT具有EE型磁芯(EE形磁芯)，該EE型磁芯是通過以如下方式將鐵氧體材料的E形磁芯CR1和CR2彼此組合而形成的磁芯CR1的磁芯柱與磁芯CR2的磁芯柱相對。
此外，還具有線軸B，線軸B由樹脂等形成，并具有分開的形狀，使得初級側纏繞部分和次級側纏繞部分彼此獨立。初級繞組N1纏繞在線軸B的一個纏繞部分上。次級繞組N2纏繞在線軸B的另一個纏繞部分上。這樣纏繞了初級側繞組和次級側繞組的線軸B被附接到上述EE型磁芯(CR1和CR2)。從而，在不同纏繞區域中的初級側繞組和次級側繞組圍繞EE型磁芯的中心磁芯柱纏繞。這樣，獲得了絕緣變換器變壓器PIT的整體結構。
在EE型磁芯的中心磁芯柱中，如圖所示形成有間隙長度約2mm或更大的間隙G。從而，獲得了例如耦合系數k≈約0.7或更低的弱耦合狀態。即，與作為傳統技術的圖9所示的電源電路中的絕緣變換器變壓器相比，在圖2中的絕緣變換器變壓器PIT中，進一步增加了弱耦合的程度。可以通過將E型磁芯CR1和CR2的中心磁芯柱設計成短于E型磁芯CR1和CR2的兩個外磁芯柱，來形成間隙G。
如上所述，絕緣變換器變壓器PIT的初級繞組N1的一端耦合到開關元件Q1的漏極。從而，開關元件Q1的開關輸出被傳送到初級繞組N1，從而在初級繞組N1中出現交變電壓。
在絕緣變換器變壓器PIT的次級側上，由初級繞組N1感應的交變電壓在次級繞組N2中產生。
次級側并聯諧振電容器C2與次級繞組N2并聯連接。從而，次級繞組N2的漏電感L2與次級側并聯諧振電容器C2的電容形成了次級側并聯諧振電路。該次級側并聯諧振電路響應于后面將描述的次級側整流電路的整流操作，實現諧振操作。即，在初級側和次級側上都實現了電壓諧振操作。
此外，本實施例包括次級側串聯諧振電容器C3。次級側串聯諧振電容器C3的一個電極耦合到次級繞組N2的繞組終止端和次級側并聯諧振電路C2之間的連接節點。次級側串聯諧振電容器C3的另一電極耦合到整流二極管Do1和Do2的陽極和陰極之間的連接節點，其中整流二極管Do1和Do2形成后面將要描述的次級側橋式整流電路。該連接結構在后面將描述的次級側整流電流路徑中形成了次級繞組N2和次級側串聯諧振電容器C3的串聯電路。由于該串聯電路配置，次級繞組N2的漏電感L2和次級側串聯諧振電容器C3的電容形成了次級側串聯諧振電路。該次級側串聯諧振電路還響應于后面將描述的次級側整流電路的整流操作而實現諧振操作(電流諧振操作)。
因此，在圖1的電源電路的次級側上，實現了串聯諧振操作(電流諧振操作)和上述的并聯諧振操作(電壓諧振操作)。
本實施例的次級側整流電路被形成為全波整流電路(橋式全波整流電路)。為此，由四個整流二極管Do1、Do2、Do3和Do4形成的橋式整流電路和一個平滑電容器C0以下述方式耦合到次級繞組N2，其中次級側并聯諧振電容器C2和次級側串聯諧振電容器C3連接到次級繞組N2。
具體地說，次級繞組N2的繞組終止端經由次級側串聯諧振電容器C3耦合到整流二極管Do1的陽極和整流二極管Do2的陰極之間的連接節點。次級繞組N2的繞組起始端耦合到整流二極管Do3的陽極和整流二極管Do4的陰極之間的連接節點。整流二極管Do1和Do3的陰極耦合到平滑電容器Co的正電極。平滑電容器Co的負電極連接到次級側地。整流二極管Do2和Do4的陽極也連接到次級側地。
在如此形成的全波整流電路中，在次級繞組N2中所感應(激勵)的交變電壓的一種極性的半周期時段期間(下文有時也被稱為一個半周期)，橋式整流電路中的整流二極管對Do1和Do4導通以在平滑電容器Co中充電整流電流。與之不同，在次級繞組N2中所感應(激勵)交變電壓的另一種極性的半周期時段期間(下文有時也被稱為另一個半周期)，整流二極管對Do2和Do3導通以在平滑電容器Co中充電整流電流。
由于這些操作，在平滑電容器Co兩端產生次級側DC輸出電壓Eo，次級側DC輸出電壓Eo的電平等于次級繞組N2中感應的交變電壓的電平。
如此獲得的次級側DC輸出電壓Eo被提供給負載(未示出)，并且被分路并被輸入到后面將要描述的控制電路1作為檢測電壓。
此外，與全波整流電路的整流操作相關聯，獲得了次級側并聯諧振電路的電壓諧振操作和次級側串聯諧振電路的電流諧振操作。在該配置中，次級側整流電路可以被視為對來自次級側并聯諧振電路和次級側串聯諧振電路兩者的諧振輸出進行整流和平滑的電路。
控制電路1根據所輸入的次級側直流輸出電壓Eo的電平變化，向振蕩和驅動電路2提供檢測輸出。振蕩和驅動電路2根據從控制電路1輸入的檢測輸出，驅動開關元件Q1，同時改變開關頻率。
可變控制開關元件Q1的開關頻率，導致電源電路的初級側和次級側的諧振阻抗的改變，這些阻抗改變使得從絕緣變換器變壓器PIT的初級繞組N1傳遞到次級繞組N2的功率量以及從次級側整流電路提供到負載的功率量被改變。從而實現了下述操作其中次級側直流輸出電壓Eo的電平被控制，使得消除了次級側直流輸出電壓Eo電平的變化。即，允許次級側直流輸出電壓Eo穩定。
在圖1中的電源電路的初級側上，提供了有源鉗位電路10。
有源鉗位電路10包括輔助開關元件Q2、鉗位電容器CCL和鉗位二極管DD2。作為輔助開關元件Q2，選擇了MOS-FET。鉗位二極管DD2是被包括在輔助開關元件Q2中的體二極管。其陽極連接到輔助開關元件Q2的源極，而其陰極連接到輔助開關元件Q2的漏極。
此外，有源鉗位電路10包括柵極和源極之間的電阻器R1、驅動繞組Ng、電容器Cg和柵極電阻器Rg，作為驅動輔助開關元件Q2的驅動電路。
注意，在下文中，單端電壓諧振變換器的開關元件Q1也被稱為主開關元件Q1，以和輔助開關元件Q2區分。
輔助開關元件Q2的漏極連接到鉗位電容器CCL的一個電極。鉗位電容器CCL的另一電極耦合到整流和平滑電壓Ei的線路和初級繞組N1的纏繞終止端之間的連接節點。輔助開關元件Q2的源極耦合到初級繞組N1的繞組起始端。
即，在本實施例的有源鉗位電路10中，鉗位電容器CCL串聯連接到輔助開關元件Q2和鉗位二極管DD2的并聯電路。此外，如此形成的電路并聯連接到絕緣變換器變壓器PIT的初級繞組N1。
在用于輔助開關元件Q2的驅動電路中，電阻器R1被置于輔助開關元件Q2的柵極和源極之間，如圖所示。此外，輔助開關元件Q2的柵極耦合到電阻器Rg、電容器Cg和驅動繞組Ng的串聯電路。該串聯電路和電阻器R1形成用于輔助開關元件Q2的自激振蕩和驅動電路。驅動繞組Ng是通過進一步卷起絕緣變換器變壓器PIT的初級繞組N1的繞組起始端而形成的。驅動繞組Ng的匝數例如是1T(匝)。因此，在驅動繞組Ng中產生的是由初級繞組N1中出現的交變電壓所感應的電壓。由于初級繞組N1和驅動繞組Ng的繞組方向之間的關系，驅動繞組Ng中出現的電壓與初級繞組N1中出現的電壓的極性相反。只要驅動繞組Ng的匝數至少為1T，就能保證驅動繞組Ng的實際操作。然而，匝數不限于1T。
如稍后所詳細描述的那樣，有源鉗位電路10操作，以便抑制作為主開關元件Q1和初級側并聯諧振電容器Cr的并聯電路兩端出現的開關電壓(并聯諧振電壓)V1在主開關元件Q1的關斷時段期間產生的電壓諧振脈沖的峰值電平。
具有圖1配置的實際電源電路中的主要部件的特性例如如下所述。注意，300W和0W(無負載)分別是該電源電路的允許負載功率范圍內的最大負載功率Pomax和最小負載功率Pomin。
絕緣變換器變壓器PIT的磁芯采用EER-35磁芯，并且間隙G被設計為2.2mm的間隙長度。初級繞組N1和次級繞組N2的匝數被分別設置為55T和50T。次級繞組N2每匝感應的電壓被設置為約2.5V/T或更高。初級繞組N1的漏電感L1是350μH，飲級繞組N2的漏電感L2是332μH。根據這些條件，絕緣變換器變壓器PIT的耦合系數為0.685。
如所公知的那樣，上述EER型是多種類型與標準的產品磁芯之一。公知的類型還包括EE型。EER和EE型的磁芯的截面形狀都是EE字符型。因此，本說明書中的術語EE磁芯包括EER和EE型兩種磁芯。
作為主開關元件Q1，選擇耐受電流和電壓為10A和600V的產品。
初級側并聯諧振電容器Cr的電容被設置為2200pF。次級側并聯諧振電容器C2的電容被設置為8200pF。次級側串聯諧振電容器C3的電容被設置為0.22μF。
有源鉗位電路10中的部件被如下設計鉗位電容器CCL具有0.056μF的電容；驅動繞組Ng的匝數為1T；電容器Cg具有0.033μF的電容；柵極電阻器Rg具有4.7Ω的電阻；柵極和源極之間的電阻器R1具有1kΩ的電阻。作為輔助開關元件Q2，選擇耐受電流和電壓分別為10A和600V的產品。
在本實施例中，圖1中的電源電路的諧振頻率fo1如下處理。
如后面將描述的圖3A和3B的波形圖所示，圖1中的電源電路中的初級側開關變換器的操作可以被視為電壓諧振變換器(主開關元件Q1)的開關操作和有源鉗位電路10的開關操作之間的復雜操作。此外，該復雜操作可以被視為等同于一個初級側并聯諧振電路(下文中為初級側并聯諧振電路a)和另一并聯諧振電路(下文中為初級側并聯諧振電路b)在初級側上以復雜方式操作。電路a由初級側并聯諧振電容器Cr和初級繞組N1的漏電感L1形成。電路b由鉗位電容器CCL和初級繞組N1的漏電感L1形成。在這種情形中，初級側并聯諧振電路a可以被看作在主開關元件Q1處于導通狀態的時段期間實現諧振操作的電路。初級側并聯諧振電路b可以被看作在輔助開關元件Q2處于導通狀態的時段期間實現諧振操作的電路。
因為初級側并聯諧振電容器Cr的電容是2200pF且初級繞組N1的漏電感L1是350μH，所以初級側并聯諧振電路a的諧振頻率fo1a是181.5kHz。因為鉗位電容器CCL的電容是0.056μF且初級繞組N1的漏電感L1是350μH，所以初級側并聯諧振電路b的諧振頻率fo1b是36kHz。這樣，圖1電路的初級側包括兩個不同諧振頻率的兩個初級側并聯諧振電路。因此，在本實施例中，當這些初級側并聯諧振電路被視為一個集成電路時，并聯諧振頻率fo1由等式fo1＝(fo1a+fo1b)/2表示。即，初級側并聯諧振電路a和b的諧振頻率fo1a和fo1b的平均值被看作初級側并聯諧振電路的并聯諧振頻率fo1。在本實施例中，因為fo1＝(181.5kHz+36kHz)/2，所以fo1是108.8kHz(108.75kHz)。
即，本實施例中的諧振頻率fo1是初級側并聯諧振電路的諧振頻率，其是由于包括有源鉗位電路10的操作在內的初級側開關變換器的操作而獲得的。因此，下面關于諧振頻率設計的概念是可利用的。具體地說，初級側并聯諧振電路a(其包括作為其組件的初級側并聯諧振電容器Cr的電容)的諧振頻率fo1a被設計使得諧振頻率fo1具有必要值，諧振頻率fo1由于有源鉗位電路10的存在而由等式fo1＝(fo1a+fo1b)/2表示。
因為次級側并聯諧振電容器C2的電容為8200pF且次級繞組N2的漏電感L2是332μH，所以次級側并聯諧振電路的諧振頻率fo2是96.5kHz。
因為次級側串聯諧振電容器C3的電容為.0.22μF且次級繞組N2的漏電感L2是332μH，所以次級側串聯諧振電路的諧振頻率fo3是58.9kHz。
在本實施例中，諧振頻率fo1、fo2和fo3之間的相對關系如下所述。具體地說，諧振頻率fo1可以被視為幾乎等于諧振頻率fo2。此外，諧振頻率fo3小于諧振頻率fo1和fo2。即，可以認為這些諧振頻率被設計成具有下述關系fo1幾乎等于fo2，并且大于fo3。
圖3A和3B中的波形圖示出了具有上述配置的圖1的電源電路的主要部件的操作，同時反映開關元件Q1的開關周期。圖3A示出了在負載功率為最大負載功率Pomax 300W時的開關電壓V1、開關電流IQ1、鉗位電流IQ2、電流Icr、初級繞組電流I1和次級繞組電流I2。圖3B示出了在負載功率為最小負載功率Pomin 0W時的這些電流和電壓的波形。
開關電壓V1是開關元件Q1的漏極和源極之間的電壓，并且也是并聯諧振電容器Cr兩端的電壓。開關電流IQ1是流過開關元件Q1(和體二極管DD)的電流。開關電壓V1和開關電流IQ1指示開關元件Q1的導通/關斷時刻。一個開關周期被分為其中開關元件Q1被導通的時段TON和其中開關元件Q1被關斷的時段TOFF。開關電壓V1在時段TON中具有處于零電平的波形，在時段TOFF中形成電壓諧振脈沖。因為初級側開關變換器的操作是電壓諧振型操作，所以開關電壓V1的電壓諧振脈沖最初被獲得為正弦諧振波形。然而，在本實施例中，后面將要描述的有源鉗位電路10的操作提供了修改的波形，其中電壓諧振脈沖的峰被抑制。
開關電流IQ1在時段TOFF期間處于零電平。在時段TOFF結束并且時段TON開始時，即在開關元件Q1的導通時刻，開關電流IQ1首先流過體二極管DD因而具有負極性。隨后，開關電流IQ1從漏極流到源極，進而其極性被反轉為正極性。開關電流IQ1的該波形指示出零電壓開關(ZVS)和零電流開關(ZCS)被恰當地實現。此外，開關電流IQ1可以被視為經由絕緣變換器變壓器PIT中的初級繞組N1中的漏電感L1流到主開關元件Q1的電流。
初級繞組電流I1是流過初級繞組N1的電流，并且得自流過開關元件Q1的電流與流過初級側并聯諧振電容器Cr的電流的組合。在時段TOFF期間，初級繞組電流I1的波形對應于流過初級側并聯諧振電容器Cr的電流的波形。
在次級繞組N2中感應了交變電壓。因此，在次級繞組電壓具有高于某個電平的正電平的時段期間，即，在次級繞組電壓的一個半周期的部分時段期間，整流二極管對Do1和Do4傳導。在這些傳導時段，整流電流流過平滑電容器Co。與之不同，在次級繞組電壓具有其絕對值大于某個值的負電平的時段期間，即，在次級繞組電壓的另一半周期的部分時段期間，整流二極管對Do2和Do3傳導。在這些傳導時段，整流電流流過平滑電容器Co。
作為流過次級側并聯諧振電容器C2的電流和兩個半周期的整流電流(流過整流二極管對Do1和Do4和整流二極管對Do2和Do3)的合成的結果，獲得了次級繞組電流I2。盡管圖3B中沒有示出，但是當負載功率是最小負載功率Pomin 0W時，經過整流二極管的整流電流為0水平，即使在整流二極管Do1和Do4或整流二極管Do2和Do3傳導的時段中。
在圖3A和3B的波形圖中，有源鉗位電路10的操作被分類為從模式1到模式5的五級操作模式，該五級操作模式在一個開關周期內順序進行。
在主開關元件Q1處于導通狀態的時段TON期間，有源鉗位電路10實現操作模式1。在時段TON期間，輔助開關元件Q2處于關斷狀態。即，操作模式1實現控制使得，輔助開關元件Q2保持在關斷狀態。
在操作模式1中(在時段TON)期間，開關電流IQ1具有上述波形。具體地說，緊跟在接通開關元件Q1之后，開關電流IQ1以負極性流經鉗位二極管DD。此后，極性反轉，從而開關電流IQ1以正極性在從主開關元件Q1的漏極到源極的方向上流動。
在開關電流IQ1以負極性流動的時段期間，由于初級側并聯諧振電容器Cr的放電在時段td2的末端已經完成，所以鉗位二極管DD傳導，時段td2恰好在負開關電流IQ1的時段之前。因此，開關輸出電流IQ1順序流經鉗位二極管DD和初級繞組N1，其再生用于電源的電力。即，負開關電流IQ1的時段對應于再生電源電力的模式。在完成電力再生操作之后，從平滑電容器Ci經由初級繞組N1提供電流，從而開關電流IQ1在主開關元件Q1的源極和漏極之間流動。
當對應于操作模式1的時段TON結束并且時段TOFF開始時，啟動對應于操作模式2的時段td1。
在時段td1期間，主開關元件Q1被關斷，從而通過初級繞組N1的電流作為圖3A和3B中示出的電流Icr流動，以對初級側并聯諧振電容器Cr充電。此時，流到初級側并聯諧振電容器Cr的充電電流具有正極性的脈沖形狀的波形。該脈沖波形對應于部分諧振模式的操作。此外，此時，主開關元件Q1由ZVS關斷，因為初級側并聯諧振電容器Cr并聯連接到主開關元件Q1。
在時段td1之后，開始下述時段，其中實現控制使得輔助開關元件Q2被導通而主開關元件Q1被保持在關斷狀態。該時段對應于圖3A和3B中示出的時段TON2。這樣，輔助開關元件Q2的導通/關斷被控制，使得它在主開關元件Q1處于關斷狀態的時段內處于導通狀態。
該時段TON2是有源鉗位電路10操作的時段。在時段TON2期間，最初執行操作模式3，隨后執行操作模式4。
由于前述的操作模式2，初級側并聯諧振電容器Cr被經由初級繞組N1流到初級側并聯諧振電容器Cr的電流Icr充電。從而，在操作模式2之后的操作模式3中，在初始時刻(在時段TON2的起始處)，初級繞組N1的電壓電平大于或等于鉗位電容器CCL兩端的電壓電平。該電壓電平足夠高，以至于與輔助開關元件Q2并聯連接的鉗位二極管DD2傳導。從而，電流順序流經鉗位二極管DD2和鉗位電容器CCL。因此，鉗位電流IQ2具有鋸齒波形，其中電壓電平在圖3A和3B所示的時段TON2開始之后隨著時間的過去從負電平向0上升。
如上所述，例如，鉗位電容器CCL的電容為0.056μF，而初級側并聯諧振電容器Cr的電容為2200pF。因此，初級側并聯諧振電容器Cr的電容明顯小于鉗位電容器CCL的電容。由于如此選擇的初級側并聯諧振電容器Cr和鉗位電容器CCL的電容，所以在操作模式3中，絕大多數電流作為鉗位電流IQ2流過鉗位電容器CCL，而幾乎沒有電流流過初級側并聯諧振電容器Cr。結果，在時段TON2期間到初級側并聯諧振電容器Cr的充電電流的量被減少。因此，作為開關電壓V1的電壓諧振脈沖的斜度變得更緩和，這抑制了開關電壓V1的峰值電平V1p。即，實現了電壓諧振脈沖的鉗位操作。
應當注意，如果圖1中的配置沒有有源鉗位電路10，則電壓諧振脈沖例如具有陡峭的正弦波形，因為充電與放電電流在整個時段TOFF期間流動。電壓諧振脈沖的峰值電平高于包括有源鉗位電路10的配置中的峰值電平。
在時段TON2中的操作模式3結束之后，操作序列進入操作模式4。
操作模式4的開始時刻等同于圖3A和3B中示出的鉗位電流IQ2的流動方向被從負方向反轉為正向的時刻。在鉗位電流IQ2從負極性向正極性的極性反轉時刻，輔助開關元件Q2被ZVS和ZCS導通。在輔助開關元件Q2如此傳導的狀態中，此時由初級側并聯諧振電路獲得的諧振操作允許鉗位電流IQ2順序流經初級繞組N1和鉗位電容器CCL，進而從輔助開關元件Q2的漏極流到源極。因此，鉗位電流IQ2具有下述波形，其中正電壓電平如圖3A和3B所示隨著時間的過去而增加。
施加到輔助開關元件Q2的柵極的電壓是在驅動繞組Ng中感應的電壓，盡管這未在附圖中示出。該電壓是矩形波脈沖電壓。
時段td1和td2對應于其間主開關元件Q1和輔助開關元件Q2都處于關斷狀態的門限時段。該門限時段由流向柵極的電流的流動所保持。
操作模式4在輔助開關元件Q2兩端的電壓開始上升的時刻處被完成。在上升之前，該電壓在時段TOFF中是0電平，因為輔助開關元件Q2傳導。在操作模式4之后，操作序列在時段td2期間進入操作模式5。
在操作模式5中，放電電流從初級側并聯諧振電容器Cr流到初級繞組N1。即，實現了部分諧振操作。在圖3A和3B中，作為部分諧振操作的該放電由流到初級側并聯諧振電容器Cr的電流Icr指示，作為僅在時段td2期間流動的負極性的脈沖波形電流。
在時段td2期間，被施加到主開關元件Q1的開關電壓V1的電壓諧振脈沖具有陡峭的斜度，因為初級側并聯諧振電容器Cr的電容小于鉗位電容器CCL的電容，如上所述。因此，在時段td2中，電壓電平快速向0下降，如波形圖所示。
在操作模式4結束之后的操作模式5的開始時刻，啟動輔助開關元件Q2的關斷。該關斷操作是基于ZVS進行的，因為電壓諧振脈沖(開關電壓V1)以某個斜度下降。
有源鉗位電路10在每一個開關周期中實現上述操作模式1至模式5。
基于各個部件的上述操作，可以在如圖3A所示負載功率為最大負載功率Pomax 300W時的波形和在圖3B所示負載功率為最小負載功率Pomin 0W時的波形之間進行比較。首先，該比較顯示出，在初級側開關變換器的操作中，隨著負載變小，一個開關周期(TOFF+TON)的時段長度變短，即，開關頻率fs變高。該時段長度變化指示出，實現了用于根據負載變化改變開關頻率fs的上述開關頻率控制操作以作為恒壓控制操作。
在本實施例中，負載越小，開關頻率如上所述變得越高。此外，隨著負載變小，一個開關周期中的時段TOFF相對于時段TON的長度比變大，即，時段TON相對于時段TOFF的占空比變小。該占空比的減少是由于有源鉗位電路10抑制了電壓諧振脈沖(V1)的峰值電平V1p。當電壓諧振脈沖(V1)的峰值電平V1p被抑制時，電壓諧振脈沖的傳導角(conduction angle)也相應增加。如從圖3A和3B所明顯見到的，當負載變小時，電壓諧振脈沖(V1)的峰值電平V1p被抑制。與該抑制相關聯，電壓諧振脈沖(V1)的傳導角增加。該傳導角的增加表現為一個開關周期內的時段TON和TOFF之間的占空比的改變。
如上所述，鉗位電容器CCL的電容明顯大于初級側并聯諧振電容器Cr的電容。初級側并聯諧振電容器Cr和鉗位電容器CCL的電容之間的較大差異產生了對電壓諧振脈沖峰值的更大程度的抑制。然而，該更大的峰值抑制提供了電壓諧振脈沖(V1)的傳導角的更大增加。當一個開關周期中的電壓諧振脈沖(V1)的傳導角增加時，即，當主開關元件Q1處于關斷狀態的時段(TOFF)延長時，主開關元件Q1的導通時段(TON)相應縮短。如果導通時段(TON)縮短的程度超過了某個級別，則在某些情況下會產生下述問題主開關元件Q1的開關損耗以及從初級側傳輸到次級側的功率量的減少。在本實施例中，基于考慮到電壓諧振脈沖峰值的必要抑制水平、開關損耗、功率傳輸量等之間的平衡而執行的實驗的結果，來選擇初級側并聯諧振電容器Cr和鉗位電容器CCL的電容(CCL＝0.056μF且Cr＝2200pF)。利用該電容選擇，獲得了CCL近似等于Cr×25的關系。
圖4示出了關于圖1電源電路的作為負載(從Pomin 0W到Pomax300W)函數的AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)、開關頻率fs以及電壓諧振脈沖(開關電壓V1)的峰值電平Vip的變化特性。這些特性曲線基于圖1的電源電路的實驗結果，并且分別對應于100V和230V的AC輸入電壓VAC。
根據圖4，開關頻率fs隨著負載變小而增加，如結合圖3所描述的那樣。此外，開關頻率fs隨著AC輸入電壓VAC變大而增加。該頻率改變趨勢指示出，在恒壓控制操作中，當次級側DC輸出電壓Eo響應于負載減少和AC輸入電壓增加而增加時，開關頻率fs變得更高。
開關頻率fs的具體值如下。當AC輸入電壓VAC是100V時，用于應對從最大負載功率Pomax 300W到最小負載功率Pomin 0W的負載變化范圍的開關頻率fs的范圍在80.0kHz到135.0kHz之間。因此，Δfs為55.0kHz。對應于該開關頻率范圍的時段TON和TOF的長度的變化范圍分別為8.5μs到2.9μs以及4.0μs到4.5μs。
當AC輸入電壓VAC是230V時，用于應對從最大負載功率Pomax300W到最小負載功率Pomin 0W的負載變化范圍的開關頻率fs的范圍在136.0kHz到181.8kHz之間。因此，Δfs為45.8kHz。對應于該開關頻率范圍的時段TON和TOF的長度的變化范圍分別為2.9μs到0.5μs以及4.5μs到5.0μs。
對于AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)，在從最大負載功率Pomax 300W到負載功率Po約100W的負載功率范圍內，更小的負載提供更高的效率。與之不同，在低于約100W的負載功率范圍內，更小的負載提供更低的效率。
獲得了當負載功率為最大負載功率Pomax 300W時的AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)的測量結果在AC輸入電壓VAC為100V時，效率ηAC→DC為92.3％，并且在AC輸入電壓VAC為230V時，效率ηAC→DC為91.2％。
電壓諧振脈沖(V1)的峰值電平V1p隨著負載變大而增加。該峰值電平的上升對應于在初級側并聯諧振電容器Cr中充電的電流量的增加，所述電流量的增加與由負載功率增加引起的流經開關變換器的電流量的增加相關聯。獲得了當負載功率為最大負載功率Pomax 300W(其提供最大峰值電平)時的關于峰值電平V1p的測量結果。具體地說，在AC輸入電壓VAC為100V時，峰值電平V1p約400Vp，并且在AC輸入電壓VAC為230V時，，峰值電平Vlp約550Vp。
由于電壓諧振脈沖(V1)的峰值電平V1p具有這些值，所以耐受電壓為600V(例如T0-200封裝件)的產品可以被用作如上所述的主開關元件Q1。此外，作為輔助開關元件Q2，可以類似地使用耐受電壓為600V的產品。例如在圖9的電源電路中，盡管其最大負載功率Pomax為200W(其低于本實施例的最大負載功率)，但是需要耐受電壓為900V的產品作為開關元件Q1。如果有源鉗位電路10被從圖1的電源電路(其最大負載功率Pomax為300W)中去除，則需要耐受電壓為1200V(例如，T0-3P封裝件)的產品用作開關元件Q1。即，在本實施例中，可以選擇較低耐受電壓的部件作為主開關元件Q1(以及輔助開關元件Q2)、并聯連接到主開關元件Q1的初級側并聯諧振電容器Cr等。
由于可以如此選擇低耐受電壓的部件作為相應的部件，所以可以增強這些部件的特性。例如，主開關元件Q1的的開關特性被進一步改進，其減少了功率損耗并且改進了電路穩定性。此外，低耐受電壓的部件具有小尺寸，這可以促進電路板尺寸與重量的減少。而且，可以降低部件成本。
圖1的電源電路特性的開關頻率fs的特性將與圖9的電源電路的相應特性相比較。
在圖9的電源電路中，當AC輸入電壓VAC是100V時，用于從最大負載功率Pomax 300W到最小負載功率Pomin 0W的負載功率變化的開關頻率fs的必要范圍在117.6kHz到208.3kHz之間。因此，Δfs為96.7kHz。
與之不同，在圖1的電源電路中，當AC輸入電壓VAC是100V時，用于從最大負載功率Pomax 300W到最小負載功率Pomin 0W的負載功率變化的開關頻率fs的必要范圍在80.0kHz到135.0kHz之間。因此，Δfs為55.0kHz。該必要控制范圍明顯小于圖9的電源電路。此外，在圖1的電源電路中，當AC輸入電壓VAC是230V時，用于從最大負載功率Pomax 300W到最小負載功率Pomin 0W的負載功率變化的開關頻率fs的必要范圍在136.0kHz到181.8kHz之間。因此，Δfs為45.8kHz。即，同樣當AC輸入電壓VAC是230V時，獲得了明顯小于圖9的電源電路的必要控制范圍的必要控制范圍。
圖1電源電路的開關頻率fs的這些特性指示出允許所謂的兼容寬范圍的電路，其能夠在從最大負載功率Ponmax 300W到最小負載功率Pomin 0W的負載功率變化條件下，與AC 100V系統到AC 200V系統范圍內的商用AC電壓輸入(例如，85V至264V范圍內的電壓VAC)兼容且穩定地操作。下面將描述該方面。
圖1的電源電路作為其基礎配置具有電壓諧振變換器，其具有次級側并聯諧振電路和次級側串聯諧振電路兩者作為次級側諧振電路。在該配置中，初級側并聯諧振電路和次級側并聯諧振電路的組合對兼容寬范圍的電路的獲得起主要作用。
當關注點集中于作為圖1電源電路的配置的初級側并聯諧振電路和次級側并聯諧振電路的組合時，認為圖1的電源電路在初級側和次級側的每個上具有并聯諧振電路，在并聯諧振電路之間具有利用絕緣變換器變壓器PIT進行的居間電磁耦合。如果該配置從初級側并聯諧振電路和次級側諧振電路之間的關系的角度來解釋，則圖1的電源電路可以被視為等同于電磁耦合的諧振電路，其被供給根據開關頻率fs的頻率信號。
圖1的電源電路的次級側DC輸出電壓Eo的恒壓控制特性(其進而可以被視為包括電磁耦合諧振電路)取決于絕緣變換器變壓器PIT的耦合程度(耦合系數k)而不同。將參考圖5來描述這方面。
圖5示出了電磁耦合諧振電路相對于輸入(開關頻率信號)的輸出特性。具體地說，基于次級側直流輸出電壓Eo與開關頻率fs的關系，指示了控制次級側直流輸出電壓Eo的特性。在圖5中，橫軸表示開關頻率，縱軸表示次級側直流輸出電壓Eo的電平。
如參考圖1所描述的，在本實施例中，初級側并聯諧振電路的諧振頻率fo1被設置為次級側并聯諧振電路的諧振頻率fo2的約1.5倍。因此，諧振頻率fo1高于諧振頻率fo2。參考圖5，諧振頻率fo1和fo2被示出在標記了開關頻率fs的橫軸上。同樣在圖5中，與諧振頻率fo1和fo2之間的關系相對應地，諧振頻率fo1被示出為高于諧振頻率fo2。
在絕緣變換器變壓器PIT采用耦合系數k為1的強耦合時，初級繞組N1的漏電感L1與次級繞組N2的漏電感L2都為零。
當絕緣變換器變壓器PIT的初級側與次級側如此強耦合時，恒壓控制特性是所謂的雙峰曲線，如圖5的特性曲線1所示。在該曲線中，次級側直流輸出電壓Eo在與初級側并聯諧振電路的諧振頻率fo1和次級側并聯諧振電路的諧振頻率fo2不同的頻率f1和f2處分別達到峰值。
頻率f1由等式1表示。
f1=fo/1+k]]>等式1頻率f2由等式2表示。
f2=fo/1-k]]>等式2在等式1和等式2中，作為一個項的fo表示存在于初級側并聯諧振電路的諧振頻率fo1與次級側并聯諧振電路的諧振頻率fo2之間的中間諧振頻率。該中間諧振頻率是根據初級側阻抗、次級側阻抗以及初級側和次級側共同的阻抗(互耦合電感M)而確定的。
互耦合電感M由等式3表示。
M=kL1×L2]]>如果述耦合系數k從1逐漸減小，即，如果耦合狀態從強耦合狀態逐漸向弱耦合轉移時，圖5所示的特性曲線1改變，使得雙峰趨勢逐漸弱化，并且在中間諧振頻率fo附近的曲線變平坦。當耦合系數k降低到某個值時，耦合狀態達到所謂的臨界耦合狀態。在該臨界耦合狀態中，如特性曲線2所示，雙峰特性趨勢消失，在中間諧振頻率fo附近的曲線形狀平坦。
如果耦合系數k從臨界耦合狀態進一步降低，進而弱耦合的程度進一步增加，則獲得了如圖5的特性曲線3所示的單峰特性，其中僅在中間頻率fo處存在峰值。特性曲線3與特性曲線1和2的比較指示出雖然特性曲線3自身的峰值水平低于特性曲線1和2的峰值水平，但是特性曲線3的二次函數曲線形狀具有比特性曲線1和2更陡的斜度。
本實施例的絕緣變換器變壓器PIT采用了耦合系數k小于約0.7的弱耦合狀態。這樣的耦合系數k提供了基于特性曲線3所示的單峰特性的操作。
當圖5所示的單峰特性與圖12所示的傳統電源電路(圖9)的恒壓控制特性相比較時，很明顯與圖5的單峰特性相比，圖12中的特性的二次函數曲線具有相當緩和的斜度。
由于圖12中的特性示出了緩和的曲線，所以即使在電源電路具有用于例如AC輸入電壓VAC為100V處的兼容單范圍的配置時，用于對次級側直流輸出電壓Eo執行恒壓控制的開關頻率fs的必要控制范圍在117.6kHz到208.3kHz之間，從而Δfs為96.7kHz。因此，如上所述，很難僅通過根據開關頻率控制實現恒壓控制來獲得兼容寬范圍的特性。
與之不同，本實施例的恒壓控制特性是圖5的特性曲線3所示的單峰特性，從而本實施例的恒壓控制操作如圖6的特性曲線所示。
圖6示出了從根據本實施例的圖1中的電源電路獲得的四條特性曲線A至D。特性曲線A和B分別對應于當AC輸入電壓VAC為100V(AC100V系統)時的最大負載功率Pomax和最小負載功率Pomin。特性曲線C和D分別對應于當AC輸入電壓VAC為230V(AC 200V系統)時的最大負載功率Pomax和最小負載功率Pomin。
如從圖6清楚看到的，當交變輸入電壓VAC為100V(對應于AC100V系統的輸入)時，由Δfs1表示將次級側直流輸出電壓Eo恒定地保持在要求的額定電平tg處所需的開關頻率的可變控制范圍(必要控制范圍)。具體地說，必要控制范圍等同于從提供特性曲線A上的電平tg的開關頻率fs到提供特性曲線B上的電平tg的開關頻率fs的頻率范圍。
另外，當交變輸入電壓VAC為230V(對應于AC 200V系統的輸入)時，由Δfs2表示將次級側直流輸出電壓Eo恒定地保持在要求的額定電平tg處所需的開關頻率的可變控制范圍(必要控制范圍)。具體地說，必要控制范圍等同于從提供特性曲線C上的電平tg的開關頻率fs到提供特性曲線D上的電平tg的開關頻率fs的頻率范圍。
如上所述，作為本實施例中控制次級側直流輸出電壓Eo的特性的單峰特性的二次函數曲線具有比圖12所示的控制特性明顯更陡的斜度。
因此，在AC輸入電壓VAC為100V和230V時分別獲得的必要控制范圍Δfs1和Δfs2明顯比圖12中的Δfs更小。
此外，在范圍Δfs1內的最低開關頻率(提供特性曲線A上的電平tg的開關頻率fs)和范圍Δfs2內的最高開關頻率(提供特性曲線D上的電平tg的開關頻率fs)之間的頻率可變范圍(ΔfsA)也明顯很小。
關于圖1電源電路的頻率范圍Δfs1、Δfs2和ΔfsA的實際測量值為Δfs1＝55.0kHz(＝135.0kHz-80.0kHz)，Δfs2＝45.8kHz(＝181.8kHz-136.0kHz)，并且ΔfsA＝101.8kHz(＝181.8kHz-80.0kHz)。
頻率可變范圍ΔfsA容易落入目前的開關驅動IC(振蕩和驅動電路2)的開關頻率可變范圍之內。即，圖1的電源電路可以實際地在頻率可變范圍ΔfsA內變化并控制其開關頻率。
因此，圖1中的本實施例的電源電路對于AC 100V系統和AC 200V系統中任一種的商用交流電源輸入，可以適當地穩定作為主直流電壓的次級側直流輸出電壓Eo。即，僅通過開關頻率控制就實現了兼容寬范圍的配置。
注意，采用電磁耦合的耦合諧振電路已知是作為通信技術中用于擴大由晶體管形成的放大電路的放大帶寬的一種措施，該措施例如是中頻變換放大器。但是在該技術領域中，使用的是強耦合的雙峰特性或者臨界耦合的平坦特性，但是并沒有使用弱耦合的單峰特性。在本實施例中，關于這種采用電磁耦合的耦合諧振電路的技術，在通信技術領域中還沒有被使用過的弱耦合的單峰特性被主動地使用在諧振開關變換器的領域中。因此，如上所述，穩定次級側直流輸出電壓Eo所需的開關頻率可變范圍(必要控制范圍)變窄，并且僅通過根據開關頻率控制的恒壓控制，就可以形成兼容寬范圍的配置。
作為實現作為包括諧振變換器的開關電源電路的兼容寬范圍電路的配置，除了本實施例的配置之外，下述配置也是公知的，其中取決于商用AC電壓輸入是AC 100V系統輸入和AC 200V系統輸入中的哪一個，初級側開關變換器的配置在半橋配置和全橋配置之間切換。此外，另一配置也是公知的，其中取決于商用AC電壓輸入是AC 100V系統輸入和AC200V系統輸入中的哪一個，用于整流商用AC電壓的整流電路在全波整流和倍壓整流之間切換。
然而，響應于AC 100V系統和AC 200V系統之間的改變而進行的電路配置的切換包含下述問題。
為了根據商用AC電壓電平切換電路配置，例如預先設置輸入電壓的閾值(例如，150V)，當輸入電壓高于閾值時，電流配置被切換到用于AC 200V系統的配置，并且當輸入電壓低于閾值時，電流配置被切換到用于AC 100V系統的配置。然而，這種簡單的切換很可能產生問題。例如，當使用AC 200V系統輸入時，即使是響應于由瞬時電源故障等引起的AC輸入電壓電平的暫時下降，也可能執行到用于AC 100V系統的配置的切換。具體地說，例如在用于切換整流操作的配置中，存在這樣的可能性，即，即使當使用AC 200V系統輸入時，判定使用AC 100V系統的輸入，進而執行到倍壓整流電路的切換，這會由于過壓而毀壞開關元件等。
因此，在實際中，為了防止上述故障的發生，采用了下述配置，其不僅檢測到主開關變換器的DC輸入電壓，還檢測到待機電源側的變換器電路的DC輸入電壓。
然而，為了檢測到待機電源側的變換器電路的DC輸入電壓，例如需要提供用于比較參考電壓和輸入電壓的比較器IC。因此，部件的數目增加，這會增加電路制造成本和電路板的尺寸。
此外，由于待機電源側的變換器的DC輸入電壓需要被檢測以防出現故障，所以電源電路的實際使用限于除具有主電源之外還具有待機電源的電子裝置。即，可以使用電源電路的電子裝置的種類限制在包括待機電源的電子裝置，這又縮窄了電源電路的應用范圍。
而且，在實現在半橋和全橋配置之間進行切換的配置中，需要提供至少四個開關元件，以便實現全橋配置。如果該切換是不必要的，則電路僅包括半橋配置就足夠了，其只需要兩個開關元件。與之不同，如果電路采用該切換，則需要兩個額外的開關元件。
此外，實現整流操作的切換的配置需要包括兩個平滑電容器Ci，以便保證倍壓整流操作。即，與僅實現全波整流的配置相比，需要額外一個平滑電容器Ci。
并且從這些額外部件的需要性來看，與上述電路切換相關聯的兼容寬范圍的配置引起了電路制造成本和電源電路板尺寸的增加。具體地說，由于平滑電容器Ci屬于電源電路部件中的大尺寸部件，實現整流操作的切換的配置進一步增加了板尺寸。
開關頻率的寬范圍控制還產生另一問題穩定次級側DC輸出電壓Eo的高速響應特性被降低。
具體地說，一些當前的電子裝置包含被稱為所謂的開關負載的負載條件，其中例如響應于每個驅動部件的導通/關斷，負載功率在最大負載和無負載之間瞬時切換。因此，電源電路需要實現能對負載功率的這種快速且大的變化進行響應的次級側DC輸出電壓Eo的恒壓控制。
然而，當電源電路包含如上所述的寬控制范圍的開關頻率時，響應于在最大值和最小值之間變化的負載，電路需要很長時間將其開關頻率改變到保證恒壓控制所需的頻率。即，恒壓控制的響應性被降低。
與之不同，如果類似于本實施例那樣簡單地通過實現開關頻率控制來實現兼容寬范圍的配置，則不需要采用類似于上述的這種配置，所述配置例如是根據商用AC電壓的額定電平，關于用于產生DC輸入電壓(Ei)的整流電路的切換整流操作或在半橋連接和全橋連接之間切換開關變換器類型。
如果用于電路切換的配置不是必要的，則例如平滑電容器Ci的數目可以僅為一個，并且開關元件的數目可以只有至少兩個，這是保證半橋連接所必要的。因此，可以實現電路組件和電路規模的減少，開關噪聲的降低等。
而且，如果用于電路切換的配置不是必要的，則提供用于防止與切換相關聯的故障的特殊配置的需要也被消除。該方面也抑制了組件和成本的增加。此外，由于電子裝置不需要待機電源來防止故障，所以使用電源電路的裝置的范圍可以變寬。
為了實現本發明的優點而應當添加到現有電壓諧振變換器(其在其初級側僅包括并聯諧振電路)的最少必要部件僅僅是次級側并聯諧振電容器。因此，與采用電路切換的傳統配置相比，可以利用更少數量的額外部件來實現兼容寬范圍的配置。
此外，由于即使是在AC 100V系統和AC 200V系統兩者的商用AC電壓輸入的條件下，用于恒壓控制的開關頻率fs的必要控制范圍(Δfs)也變窄，所以恒壓控制的響應性和控制靈敏度得到極大改進。
一些電子裝置實現下述操作，其中負載功率Po變化，使得負載條件在最大負載和無負載之間相對高速切換。這被稱為所謂的開關負載。實現與開關負載相關聯的這種操作的裝置示例包括打印機(其是個人計算機的外圍設備)和等離子顯示器。
如果包含與開關負載相關聯的操作的裝置具有電源電路，該電源電路具有例如類似于圖9所示的相對寬的必要控制范圍Δfs，則與如上所述的負載功率的尖銳變化相關聯，開關頻率fs需要改變很大的變化量。因此，難以保證恒壓控制的高響應性。
與之不同，在本實施例中，對于特定的AC 100V系統和AC 200V系統的每個單范圍來說，必要控制范圍Δfs被明顯變窄。該控制范圍的降低允許次級側DC輸出電壓Eo的穩定，同時高速響應于負載功率Po在最大負載和無負載之間的尖銳變化。即，恒壓控制相對于開關負載的響應性被明顯提高。
如上面參考圖4所描述的那樣，在AC輸入電壓VAC是100V且負載功率是最大負載功率Pomax 300W時，圖1中的電源電路的電源變換效率ηAC→DC為92.3％。與之不同，在AC輸入電壓VAC是100V且負載功率是最大負載功率Pomax 200W時，圖9中的傳統電源電路的電源變換效率ηAC→DC為約92％。即，上述條件下的圖1中的電路的效率幾乎等于或大于該條件下的圖9中的電路的效率。本實施例的允許最大負載功率是300W，而圖9中電源電路的允許最大負載功率是200W。因此，當本實施例的電源電路和圖9的電路在相同負載條件下操作時，本實施例的電源電路提供了比圖9的電路明顯更高的電源變換效率。換句話說，在本實施例的電源電路中，由于實現了優良的電源變換效率特性，所以允許最大負載功率從200W增加到300W。
在本實施例中，電源變換效率改進方面的主要基礎因素是在次級側上形成了串聯諧振電路。
本申請的發明人已經從實驗等預先確認，次級側串聯諧振電路和初級側并聯諧振電路的組合作為電壓諧振變換器對于獲得高電源變換效率是特別有利的。例如，次級側串聯諧振電路的存在允許將功率作為次級側DC輸出電壓Eo來供應，次級側DC輸出電壓Eo包括由次級側串聯諧振電路的諧振操作引起的能量增加。該能量增加使得從初級側傳輸到次級側的功率量相應地減少。因此，初級側上的功率損耗被減少，這實現了高電源變換效率。
此外，具有次級側串聯諧振電路的電壓諧振變換器具有下述特性，其中電源變換效率隨著負載從最大負載功率變小而趨向于增加。圖1示出的本實施例的電源電路具有如圖4所示的類似特性，因為其具有次級側串聯諧振電路。與之不同，通過組合次級側并聯諧振電路和電壓諧振變換器而獲得的配置(例如圖9的電源電路)具有電源變換效率隨著負載變小而減小的趨勢。與該特性相比，具有次級側串聯諧振電路的電壓諧振變換器在相對于負載變化的電源變換效率方面呈現優良特性。
除了上述的方面，本實施例中的電源變換效率的改進還歸功于每個諧振頻率的設置。
具體地說，在本實施例中，當負載功率Po在從200W到25W的負載變化范圍內時，電源變換效率ηAC→DC總是至少90％。在這樣負載條件下的電源變換效率特性最終是由諧振頻率fo1、fo2和fo3的調整引起的。更具體地說，進行了實驗，其中諧振頻率fo1、fo2和fo3被設置為多個值。因此，上述電源變換效率特性最終通過建立下述關系而獲得，其中通過如下設置諧振頻率使fo1幾乎等于fo2且大于fo3fo1＝108.8kHz，fo2＝96.5kHz，fo3＝58.9kHz。
此外，由于諧振頻率的設置而引起的電源變換效率的改進還由圖3A中示出的開關電流IQ1的波形指示。
具體地說，通過對應于實施例的圖3A的開關電流IQ1與對應于現有電路的圖10A的開關電流的比較很明顯，在對應于本實施例的圖3A的開關電流IQ1的波形中，在開關元件Q1的關斷時刻之前的時刻獲得峰值電平，在開關元件Q1的關斷時刻時段TON結束而時段TOFF開始。在關斷時刻，開關電流IQ1具有低于該峰值電平的電平。
開關電流IQ1的該波形與次級繞組電流I2的波形相關聯。具體地說，次級繞組電流I2具有與流過次級側諧振電路的電流相對應的波形成分，所述次級側諧振電路包括并聯諧振電路和串聯諧振電路的組合。次級繞組電流I2的波形是通過相對于諧振頻率fo1設置諧振頻率fo2和fo3而確定的。
因此，圖3A示出的開關電流IQ1的波形得自分別對初級側并聯諧振電路、次級側并聯諧振電路和次級側串聯諧振電路的諧振頻率fo1、fo2和fo3的適當設置。
圖3A的開關電流IQ1的波形指示出開關元件Q1關斷時的開關電流IQ1被抑制，如果關斷時的開關電流IQ1的水平被抑制，則關斷時的傳導損耗和開關損耗相應減少。
圖3A和圖10A的開關電流IQ1的峰值電平分別是5Ap和4Ap。圖10A的電平更小。然而，該峰值電平差異是由圖3A和圖10A之間的最大負載功率條件(300W和200W)的差異引起的。在相同負載條件下，本實施例提供了更低的開關損耗和傳導損耗，因為其提供了這樣的操作開關電流IQ1在開關元件Q1關斷之前達到峰值。
開關元件中的開關損耗和傳導損耗的減少是實現本實施例的電源電路中的高電源變換效率的因素之一。
如上所述，用于獲得優良電源變換效率的本實施例的電源電路的基礎配置是在次級側上具有串聯諧振電路的電壓諧振變換器。然而，在僅包括次級側串聯諧振電路的配置中，當負載功率是中間負載功率時，發生故障。
具體地說，在通過簡單組合次級側串聯諧振電路和電壓諧振變換器(初級側并聯諧振電路)獲得的配置中，當負載功率例如是最大負載功率時，開關電流IQ1具有圖3A示出的波形。在該波形中，開關電流IQ1直到時段TOFF的末端都處于0電平，時段TOFF的末端是開關元件Q1的導通時刻。當時段TON開始時，負極性的電流最初流過體二極管DD，隨后極性被反轉，并且開關電流IQ1在開關元件Q1的漏極和原極之間流動。即，恰當實現了零電壓切換(ZVS)。然而，在中間負載的負載范圍內，出現這樣的操作，開關電流IQ1在時段TOFF結束之前的時刻作為噪聲流動，時段TOFF結束之前的時刻是導通時刻。該操作是異常操作，其中ZVS沒有被恰當實現。
在該異常操作中，對應的峰值電流在開關元件Q1導通時流動，其引起開關損耗的增加。此外，這種異常操作的發生總是例如產生恒壓控制電路的相位增益特性的偏移，這導致異常振蕩狀態下的開關操作。因此，難以將具有下述配置的電源電路投入實際應用，在該配置中次級側并聯諧振電路與現有電壓諧振變換器相結合。
響應于中間負載的這種異常操作被歸因于形成電壓諧振變換器的初級側并聯諧振電路和次級側串聯諧振電路之間的交互(由于它們的同時操作)。
本實施例采用了圖2所示結構中的絕緣變換器變壓器PIT的寬間隙G。因此，初級側和次級側之間的耦合系數k被設置為低于傳統電路。相應地，初級側并聯諧振電路和次級側串聯諧振電路形成電磁耦合諧振電路，其具有尖銳的單峰特性。因此，允許兼容寬范圍的配置。
從初級側并聯諧振電路和次級側串聯諧振電路之間的關系來看，為增加弱耦合的程度而進行的耦合系數k的這種設置用來削弱初級側并聯諧振電路和次級側串聯諧振電路之間的交互。交互的削弱消除了作為開關電流IQ1在開關元件Q1導通時的操作的噪聲電流，這提供了基于正常ZVS操作的波形。此外，與此相關聯，還消除了異常振蕩操作。即，在整個允許的負載功率區域中，保證了其中維持ZVS操作的穩定開關操作。
因此，圖1的本實施例允許實際使用通過將次級側串聯諧振電路與初級側并聯諧振電路組合而獲得的配置。
如上所述，在本實施例中，在絕緣變換器變壓器PIT中保證高于某個程度的弱耦合，以便實現兩個目的簡單通過開關頻率控制獲得兼容寬范圍的配置；以及在整個允許的負載功率范圍內保證ZVS操作。
現有電壓諧振變換器沒有的是將弱耦合的級別改進到這樣一種程度，以產生類似于本實施例的絕緣變換器變壓器PIT之一的耦合系數k。這是因為，由于從初級側到次級側的功率傳輸損耗的增加，這種弱耦合引起了電源變換效率的降低。然而，在本實施例的電源電路中，在幾乎整個允許的負載功率區域內，獲得了明顯優良的電源變換效率(如圖4所示)。原因及理由如上所述。對于兼容寬范圍的配置的獲得，如上所述，絕緣變換器變壓器的初級側和次級側之間的耦合系數被設計為低于傳統電源電路的耦合系數，從而形成由初級側和次級側并聯諧振電路形成的電磁耦合諧振電路，并且具有尖銳的單峰輸出特性。因此，電源電路可以實現兼容寬范圍的配置。此外，有源鉗位電路提供了與傳導角的增大相關聯的一個開關周期內的時段TON和TOFF的占空比的改變。該占空比的改變產生了相對于負載變化的恒壓控制所需的小頻率范圍，其允許最大負載功率為300W。
因此，沒有有源鉗位電路的電源電路的最大負載功率是200W，其與圖9中的電源電路的值相同。
下面將參考圖7和8描述作為本發明其它實施例的次級側整流電路的變化形式。
圖7示出了根據本發明第二實施例的電源電路的配置。
注意，圖7僅僅示出了絕緣變換器變壓器PIT的次級側的配置。由于這些圖示部件之外的其它部件與圖1相同，所以在圖7中省略了對它們的圖示。圖7中與圖1相同的某些部件被賦予相同的標號，并且不在下文詳細描述。這還類似地適用于圖8。
在圖7的電源電路中，次級側并聯諧振電容器C2與整個次級繞組N2并聯連接。因此，次級繞組N2(N2A+N2B)的漏電感L2和次級側并聯諧振電容器C2的電容形成次級側并聯諧振電路。此外，如上所述在次級側整流電路中形成了次級側串聯諧振電路。
第二實施例包括倍壓全波整流電路作為次級側整流電路。
在倍壓全波整流電路中，次級繞組N2具有中心間隙，因此次級繞組N2被分為在中心間隙兩側的次級繞組部分N2A和N2B。次級繞組部分N2A和N2B具有相同的匝數。
次級繞組部分N2A中的次級繞組N2的一端串聯連接到次級側串聯諧振電容器C3A。次級繞組部分N2B中的次級繞組N2的另一端串聯連接到次級側串聯諧振電容器C3B。因此，第一次級側串聯諧振電路由次級繞組部分N2A的漏電感分量和次級側串聯諧振電容器C3A的電容形成，而第二次級側串聯諧振電路由次級繞組部分N2B的漏電感分量和次級側串聯諧振電容器C3B的電容形成次級繞組部分N2A中的次級繞組N2的一端經由次級側串聯諧振電容器C3A耦合到整流二極管Do1的陽極和整流二極管Do2的陰極之間的連接節點。次級繞組部分N2B中的次級繞組N2的另一端經由次級側串聯諧振電容器C3B耦合到整流二極管Do3的陽極和整流二極管Do4的陰極之間的連接節點。
整流二極管Do1和Do3的陰極耦合到平滑電容器Co的正電極。平滑電容器Co的負電極連接到次級側地。
整流二極管Do2和Do4的陽極之間的連接節點以及次級繞組N2的中心抽頭也連接到次級側地。
該連接結構形成了第一和第二倍壓半波整流電路。第一整流電路由次級繞組部分N2A、次級側串聯諧振電容器C3A、整流二極管Do1和Do2和平滑電容器Co形成。第二整流電路由次級繞組部分N2B、次級側串聯諧振電容器C3B、整流二極管Do3和Do4和平滑電容器Co形成。這樣，第一倍壓半波整流電路包括第一次級側串聯諧振電路，并且第二倍壓半波整流電路包括第二次級側串聯諧振電路。
在第一倍壓半波整流電路中，在次級繞組N2中感應的交變電壓的一種極性的半周期時段中，實現整流操作，其中整流電流順序流經次級繞組部分N2A、整流二極管Do2、次級側串聯諧振電容器C3A、和次級繞組部分N2A。因此，次級側串聯諧振電容器C3A被次級繞組部分N2A的交變電壓(V2)的電勢充電。在另一種極性的半周期時段中，實現整流操作，其中整流電流順序流經次級繞組部分N2A、次級側串聯諧振電容器C3A、整流二極管Do1、平滑電容器Co和次級繞組部分N2A。因此，平滑電容器Co被次級側串聯諧振電容器C3A兩端的電壓和次級繞組部分N2A的交變電壓的疊加得到的電勢充電。此外，響應于第一倍壓半波整流電路的操作，產生第一次級側串聯諧振電路的諧振操作。
對于第二倍壓半波整流電路，在次級繞組N2中感應的交變電壓的另一種極性的半周期時段中，實現整流操作，其中整流電流順序流經次級繞組部分N2B、整流二極管Do4、次級側串聯諧振電容器C3B、和次級繞組部分N2B。因此，次級側串聯諧振電容器C3B被次級繞組部分N2B的交變電壓(等同于電壓V2)的電勢充電。在一種極性的半周期時段中，實現整流操作，其中整流電流順序流經次級繞組部分N2B、次級側串聯諧振電容器C3B、整流二極管Do3、平滑電容器Co和次級繞組部分N2B。因此，平滑電容器Co被次級側串聯諧振電容器C3B兩端的電壓和次級繞組部分N2B的交變電壓的疊加得到的電勢充電。響應于第二倍壓半波整流電路的操作，產生第二次級側串聯諧振電路的諧振操作。
此外，響應于第一和第二倍壓半波整流電路的操作，產生次級側并聯諧振電路的諧振操作。
根據上述整流操作，在次級繞組N2的交變電壓的一種極性的半周期時段內，利用從次級繞組部分N2B中感應的電壓和次級側串聯諧振電容器C3B兩端的電壓的疊加得到的電勢，執行由整流電流引起的對平滑電容器Co的充電。此外，在另一種極性的半周期時段內，利用從次級繞組部分N2A中感應的電壓和次級側串聯諧振電容器C3A兩端的電壓的疊加得到的電勢，執行由整流電流引起的對平滑電容器Co的充電。因此，作為平滑電容器Co兩端電壓的次級側DC輸出電壓Eo的電平是次級繞組部分N2A和N2B中感應的電壓(V2)的電平的兩倍。即，實現了倍壓全波整流電路的操作。
圖8示出了根據本發明第三實施例的電源電路的配置示例。
在圖8的電源電路中，一個次級側并聯諧振電容器C2和一個次級側串聯諧振電容器C3以和圖1相同的連接結構耦合到次級繞組N2。因此，在絕緣變換器變壓器PIT的次級側上，由次級繞組N2的漏電感L2和次級側并聯諧振電容器C2的電容形成次級側并聯諧振電路，并且由次級繞組N2的漏電感L2和次級側串聯諧振電容器C3的電容形成次級側串聯諧振電路。此外，提供倍壓半波整流電路作為次級側整流電路。
該倍壓半波整流電路是通過將兩個整流二極管Do1和Do2和一個平滑電容器Co耦合到次級繞組N2上而形成的，其中次級側并聯和串聯諧振電容器C2和C3如上所述耦合到次級繞組N2。倍壓半波整流電路的連接結構如下。次級繞組N2的繞組終止端經由次級側串聯諧振電容器C3耦合到整流二極管Do1的陽極和整流二極管Do2的陰極。整流二極管Do1的陰極連接到平滑電容器Co的正電極。次級繞組N2的繞組起始端、整流二極管Do2的陽極和平滑電容器Co的負電極連接到次級側地。
如此形成的倍壓半波整流電路的整流操作如下。
在對應于次級繞組電壓V2的一種極性的半周期時段中，正向電壓被施加到整流二極管Do2，這使得整流二極管Do2導通。因此，在次級側串聯諧振電容器C3中充電整流電流。因此，次級側串聯諧振電容器C3兩端產生的電壓具有與次級繞組N2中感應的交變電壓相同的電平。在次級繞組電壓V2的另一種極性的半周期時段內，整流二極管Do1被提供正向電壓進而導通。此時，平滑電容器Co被從次級繞組電壓V2和次級側串聯諧振電容器C3兩端的電壓的疊加得到的電勢充電。
因此，在平滑電容器Co兩端產生次級側DC輸出電壓Eo，次級側DC輸出電壓Eo的電平等于次級繞組N2中激勵的交變電壓電平的兩倍。在該整流操作中，平滑電容器Co的充電僅在次級繞組N2中激勵的交變電壓的一種極性的半周期時段內實現。即，獲得了倍壓半波整流電路的整流操作。
而且，除了上述整流操作之外，還產生了次級側并聯與串聯諧振電路的諧振操作。
應當注意，本發明不限于作為實施例的上述配置。例如，其它配置也可用作初級側電壓諧振變換器的細節電路配置以及包括次級側并聯諧振電路的次級側整流電路的配置。
此外，作為主開關元件(以及輔助開關元件)，例如，可以使用絕緣柵雙極晶體管(IGBT)或雙極晶體管而非MOS-FET。而且，盡管前述的實施例采用了他激的開關變換器，但是本發明還可以應用于采用自激開關變換器的配置。
本發明包含與2005年3月8日向日本專利局遞交的日本專利申請JP2005-064482有關的主題，該申請的全部內容通過引用結合于此。
權利要求
1.一種開關電源電路，包括開關單元，所述開關單元包括主開關元件，所述主開關元件被供應直流輸入電壓并實現開關；開關驅動單元，所述開關驅動單元對所述主開關元件進行開關驅動；絕緣變換器變壓器，所述絕緣變換器變壓器至少包括圍繞所述絕緣變換器變壓器纏繞的初級繞組和次級繞組，所述初級繞組被供應來自所述開關單元的開關操作的開關輸出，并且由被供應到所述初級繞組的所述開關輸出在所述次級繞組中感應出交變電壓；至少由包括所述絕緣變換器變壓器的所述初級繞組的漏電感分量和初級側并聯諧振電容器的電容形成的初級側并聯諧振電路，所述初級側并聯諧振電路提供電壓諧振操作作為所述開關單元的操作；通過并聯連接次級側并聯諧振電容器和所述絕緣變換器變壓器的所述次級繞組而形成的次級側并聯諧振電路，所述次級側并聯諧振電路由包括所述次級繞組的漏電感分量和所述次級側并聯諧振電容器的電容形成；通過串聯連接次級側串聯諧振電容器和所述絕緣變換器變壓器的所述次級繞組而形成的次級側串聯諧振電路，所述次級側串聯諧振電路由包括所述次級繞組的漏電感分量和所述次級側串聯諧振電容器的電容形成；次級側整流和平滑單元，所次級側整流和平滑單元被供應在所述絕緣變換器變壓器的所述次級繞組中感應的交變電壓，并且實現整流操作，從而產生次級側直流輸出電壓；恒壓控制單元，所述恒壓控制單元通過根據所述次級側直流輸出電壓的電平控制所述開關驅動單元從而改變所述開關單元的開關頻率，實現所述次級側直流輸出電壓的恒壓控制，其中所述絕緣變換器變壓器被設計為在初級側和次級側之間提供耦合系數以在其間提供弱耦合，從而至少由所述初級側并聯諧振電路和所述次級側并聯諧振電路形成的電磁耦合諧振電路相對于具有所述開關頻率的頻率信號的輸入具有單模特性作為輸出特性；以及至少設計所述初級側并聯諧振電路的諧振頻率、所述次級側并聯諧振電路的諧振頻率和所述次級側串聯諧振電路的諧振頻率，使得在某個負載條件下獲得高于某個水平的電源變換效率。
2.如權利要求1所述的開關電源電路，還包括有源鉗位電路，所述有源鉗位電路包括輔助開關元件，并且在所述主開關元件處于關斷狀態的時段內設置導通時段，所述輔助開關元件在該導通時段內處于導通狀態，在該導通時段期間，所述有源鉗位電路使充電和放電電流流過所述輔助開關元件，在沒有所述有源鉗位電路的情況下，所述充電和放電電流最初流到所述初級側并聯諧振電容器。
3.如權利要求1所述的開關電源電路，其中所述次級繞組由抽頭劃分。
4.如權利要求3所述的開關電源電路，其中經劃分的次級繞組的每一端串聯連接到所述次級側串聯諧振電容器，從而形成所述次級側串聯諧振電路。
5.如權利要求1所述的開關電源電路，其中所述次級側整流和平滑單元包括橋式整流電路，從而實現全波整流操作。
6.如權利要求1所述的開關電源電路，其中所述次級側整流和平滑單元包括倍壓全波整流電路，所述倍壓全波整流電路在經劃分的次級繞組中激勵的交變電壓的每個半周期中，對所述次級側串聯諧振電容器和次級側平滑電容器中的至少一個充電，從而產生所述次級側直流輸出電壓，所述次級側直流輸出電壓的電平等于所述交變電壓電平的二倍。
7.如權利要求1所述的開關電源電路，其中所述次級側整流和平滑單元包括倍壓半波整流電路，所述倍壓半波整流電路在所述次級繞組中激勵的交變電壓的每個半周期中，對所述次級側串聯諧振電容器或次級側平滑電容器充電，從而產生所述次級側直流輸出電壓，所述次級側直流輸出電壓的電平等于所述交變電壓電平的二倍。
8.一種開關電源電路，包括整流和平滑電路，所述整流和平滑電路被供應交流輸入電壓并且實現整流和平滑操作；開關單元，所述開關單元包括主開關元件，所述主開關元件被供應從所述整流和平滑單元輸出的直流電壓并且實現開關；開關驅動單元，所述開關驅動單元對所述主開關元件進行開關驅動；絕緣變換器變壓器，所述絕緣變換器變壓器至少包括圍繞所述絕緣變換器變壓器纏繞的初級繞組和次級繞組，所述初級繞組被供應來自所述開關單元的開關操作的開關輸出，并且由被供應到所述初級繞組的所述開關輸出在所述次級繞組中感應出交變電壓；至少由包括所述絕緣變換器變壓器的所述初級繞組的漏電感分量和初級側并聯諧振電容器的電容形成的初級側并聯諧振電路，所述初級側并聯諧振電路提供電壓諧振操作作為所述開關單元的操作；通過并聯連接次級側并聯諧振電容器和所述絕緣變換器變壓器的所述次級繞組而形成的次級側并聯諧振電路，所述次級側并聯諧振電路由包括所述次級繞組的漏電感分量和所述次級側并聯諧振電容器的電容形成；通過串聯連接次級側串聯諧振電容器和所述絕緣變換器變壓器的所述次級繞組而形成的次級側串聯諧振電路，所述次級側串聯諧振電路由包括所述次級繞組的漏電感分量和所述次級側串聯諧振電容器的電容形成；次級側整流和平滑單元，所次級側整流和平滑單元被供應在所述絕緣變換器變壓器的所述次級繞組中感應的交變電壓，并且實現整流操作，從而產生次級側直流輸出電壓；以及恒壓控制單元，所述恒壓控制單元通過根據所述次級側直流輸出電壓的電平控制所述開關驅動單元從而改變所述開關單元的開關頻率，實現所述次級側直流輸出電壓的恒壓控制，其中所述絕緣變換器變壓器被設計為在初級側和次級側之間提供耦合系數以在其間提供弱耦合，從而至少由所述初級側并聯諧振電路和所述次級側并聯諧振電路形成的電磁耦合諧振電路相對于具有所述開關頻率的頻率信號的輸入具有單模特性作為輸出特性；以及至少設計所述初級側并聯諧振電路的諧振頻率、所述次級側并聯諧振電路的諧振頻率和所述次級側串聯諧振電路的諧振頻率，使得在某個負載條件下獲得高于某個水平的電源變換效率。
9.如權利要求8所述的開關電源電路，還包括有源鉗位電路，所述有源鉗位電路包括輔助開關元件，并且在所述主開關元件處于關斷狀態的時段內設置導通時段，所述輔助開關元件在該導通時段內處于導通狀態，在該導通時段期間，所述有源鉗位電路使充電和放電電流流過所述輔助開關元件，在沒有所述有源鉗位電路的情況下，所述充電和放電電流最初流到所述初級側并聯諧振電容器。
10.如權利要求8所述的開關電源電路，其中所述次級繞組由抽頭劃分。
11.如權利要求10所述的開關電源電路，其中經劃分的次級繞組的每一端串聯連接到所述次級側串聯諧振電容器，從而形成所述次級側串聯諧振電路。
12.如權利要求8所述的開關電源電路，其中所述次級側整流和平滑單元包括橋式整流電路，從而實現全波整流操作。
13.如權利要求8所述的開關電源電路，其中所述次級側整流和平滑單元包括倍壓全波整流電路，所述倍壓全波整流電路在經劃分的次級繞組中激勵的交變電壓的每個半周期中，對所述次級側串聯諧振電容器和次級側平滑電容器中的至少一個充電，從而產生所述次級側直流輸出電壓，所述次級側直流輸出電壓的電平等于所述交變電壓電平的二倍。
14.如權利要求8所述的開關電源電路，其中所述次級側整流和平滑單元包括倍壓半波整流電路，所述倍壓半波整流電路在所述次級繞組中激勵的交變電壓的每個半周期中，對所述次級側串聯諧振電容器或次級側平滑電容器充電，從而產生所述次級側直流輸出電壓，所述次級側直流輸出電壓的電平等于所述交變電壓電平的二倍。
全文摘要
本發明提供一種兼容寬范圍的電壓諧振變換器，進而提供了高效率。此外，電路允許使用低耐受電壓的產品。電壓諧振變換器具有次級側并聯諧振電路和次級側串聯諧振電路，并且建立了弱耦合狀態，其中絕緣變換器變壓器PIT的耦合系數為約0.7或更小。因此，所獲得的恒壓控制特性為尖銳的單峰特性，這縮窄了用于穩定輸出電壓所需的開關頻率控制區域。此外，設計初級側并聯諧振頻率fo1、次級側并聯諧振頻率fo2和次級側串聯諧振頻率fo3，從而獲得優良的電源變換效率。而且，提供了有源鉗位電路10來抑制諧振電壓脈沖的峰值電平，進而允許將低耐受電壓的產品用于開關元件等。
文檔編號H02M7/537GK1832316SQ20061005732
公開日2006年9月13日 申請日期2006年3月8日 優先權日2005年3月8日
發明者安村昌之 申請人:索尼株式會社