開關調節器的制作方法

專利名稱：開關調節器的制作方法
技術領域：
本發明涉及開關調節器(switching regulator)，具體地涉及在使用開關調節器的DC/DC轉換器中，適于不需要作為軟啟動電路而設置的用于得到大的時間常數的電容器，能夠降低軟啟動時間的偏差，并且縮短電源電壓穩定化控制開始之前的時間的IC化的開關調節器。
背景技術：
以往，在便攜式的音響設備或個人計算機、PHS、便攜式電話機、便攜用電子設備中，為得到有效轉換的電源電壓，采用了使用開關調節器的DC/DC轉換器的電源電路。
圖4是該DC/DC轉換器(開關調節器)的一例的說明圖。
10是開關調節器，11是其誤差放大器，12是基準電壓發生電路，13是PWM脈沖發生電路，14是驅動器。15是開關電路，P溝道的MOSFET晶體管Q與肖特基二極管D的串聯電路設置在電源線+Vcc(輸入側直流電源的電壓)和地線GND之間。
16是其輸出端子，在該輸出端子16上，電力用的電容器Co設置在與地線GND之間。并且，晶體管Q和肖特基二極管D的連接點與該輸出端子16之間連接線圈L。作為線圈L，使用例如10μH左右的線圈，作為電容器Co，使用例如150μF左右的電容器。此外，在輸出端子16上，還在和地線GND之間設有輸出電壓檢測用的電阻分壓電路17，由電阻分壓電路17檢測的電壓Vs反饋到誤差放大器11。該檢測電壓Vs在誤差放大器11中與基準電壓發生電路12的比較基準電壓Vref進行比較。根據該比較結果，在誤差放大器11中產生誤差電壓VE(誤差檢測信號)，然后輸入到PWM脈沖發生電路13中。PWM脈沖發生電路13通常由比較器(COM)13a和三角波發生電路13b構成。
在PWM脈沖發生電路13中，這些三角波發生電路13b的電壓波形在比較器13a中與誤差電壓Eo進行比較。用基于與比較基準電壓Vref的比較結果的誤差電壓Eo來對三角波進行限幅，并與被限幅的寬度對應地生成PWM脈沖。PWM脈沖被施加到驅動器14。驅動器14根據PWM脈沖的脈沖寬度來導通/截止晶體管Q，從而向輸出端子16產生降壓的電壓(在升壓型時為由回掃脈沖產生的升壓電壓)。
而且，肖特基二極管D為在晶體管Q截止時、將從線圈L流出的電流換流向線圈L的續流二極管(flywheel diode)。
由此，以使由電阻分壓電路1 7分壓的電壓、即檢測電壓Vs與比較基準電壓Vref一致的方式控制晶體管Q的導通/截止，在輸出端子16產生輸出電壓Vo，且該輸出電壓Vo被穩定為作為目標的恒定電壓Vta。
而且，因為在比較器13a的輸出中具有晶體管Q的驅動能力，因此，在不需要驅動器14的情況下則將其刪除。此時，比較器13a的輸出直接被送出到晶體管Q。
此處，輸出電壓檢測用的電阻分壓電路17由電阻R1和電阻R2串聯構成。另外，比較器13a的被比較信號的(-)輸入端子有兩個，其中一個接收來自軟啟動電路18的輸出。
軟啟動電路18是下述的電路通過比較器13a產生PWM脈沖，改變其占空比，通過逐漸擴大驅動脈沖的脈沖寬度來逐漸提高輸出電壓的電路。在圖4中，因為晶體管Q是P溝道晶體管，所以從驅動器14輸出的驅動脈沖對應于PWM脈沖的脈沖寬度的變化，LOW電平期間的脈沖寬度逐漸增加，與此相對應，晶體管Q的導通期間增加。
該軟啟動電路18一般公知有使用了CR時間常數電路的電壓發生電路或者軟啟動電壓發生電路(專利文獻1)，其中，所述CR時間常數電路將對電容器的充電電壓設為三角波臨界值，所述軟啟動電壓發生電路使用計數器和D/A轉換器，根據時鐘CLK產生階梯狀上升的電壓信號。
特別是前者的軟啟動電路18，其二次側的電容器Co的電電容量大。由此，相對于輸出電流，在需要大的穩定性的電路中，防止沖擊電流(沖流)，或在多溝道電源電路中，在控制各個輸出定時時便利。
通過設置這種軟啟動電路18，逐漸擴大開關晶體管Q的導通期間，因此，向電容器Co的充電電流逐漸增加，從而防止了在啟動時向未充電狀態的電容器Co流入大的電流。由此，具有在開關晶體管Q不被破壞地情況下完成的優點。
專利文獻1日本專利文獻特開2004-23948號公報。

發明內容
用于軟啟動的時間根據輸出電流值和二次側電容器Co的電容量的不同而不同，但通常將輸出電壓Vo上升到目標電壓Vta或其附近的正常電壓的時間設為1msec～20msec左右。
在前者使用CR時間常數電路的軟啟動電路中，如專利文獻1的現有技術中所記載，時間常數用的電容器變大，則存在不能IC化的問題。另一方面，專利文獻1所示的使用D/A的軟啟動電壓發生電路雖適于IC化，但由于軟啟動電壓對應固定周期的時鐘CLK而階梯狀上升，因此存在啟動時間依賴時鐘周期的問題。因此，時鐘周期被限制。并且，由比較器比較的三角波信號的電壓與軟啟動的階躍電壓在最初交叉之前的時間沒有余裕。這樣，由于三角波信號的振幅偏差與D/A轉換電路的轉換特性的偏差，存在不能按照時間軟啟動的問題。因此，輸出電壓Vo產生之前的響應遲鈍，輸出電壓難以進入正常的電壓狀態。
在三角波信號的頻率高的情況下，為了加快響應，如果使對于D/A的時鐘周期接近三角波信號的周期，或者提高時鐘頻率，使其對應地接近三角波信號的頻率，則達不到軟啟動的狀態。此情況，特別在二次側的電容器Co的電容量大時，存在問題。例如，如果以幾百μF左右的電容量使輸出電流達到一百mA以上，則即使設置軟啟動電路，有時幾十倍以上的沖流流過，開關晶體管Q被破壞。
在專利文獻1中，三角波信號的頻率低，且使三角波信號的下限電壓與軟啟動電壓發生電路的電壓一致地開始軟啟動。但在實際上，存在由于電路的偏差，難以使這些一致，且需要電平調整電路等缺點。并且現狀是，如果將三角波信號的頻率設為高頻率，則不能使其一致地啟動。
另一方面，如果為了軟啟動而延長時鐘周期(降低其頻率)，則在進入正常的電壓狀態之前花費的時間過多，并且，因為時鐘周期長，因計數器值的多少的差和D/A轉換電路的轉換特性的偏差而導致在電源電壓穩定化控制開始之前的時間的偏差增大。因此，在具有多個電源電路的情況下，特別是在多溝道型的電源電路中，不得不控制與偏差最大的電源電路相符合的軟啟動產生的電源電壓，所以，在得到穩定的電壓之前的等待時間不得不增加。
本發明的目的在于解決該現有技術中的問題，并提供一種作為軟啟動電路不需要大的時間常數電容器、且適于IC化的開關調節器。
本發明的另一個目的是提供一種能夠降低軟啟動時間的偏差、并且縮短在電源電壓穩定化控制開始之前的時間的開關調節器。
為達到上述目的，本發明的開關調節器的特征在于，將從輸出端子向負載輸出的電力的電壓的一部分或全部返回到誤差放大器的一側的輸入，在另一側的輸入上施加規定的恒定電壓，根據從誤差放大器得到的輸出信號而產生脈沖寬度變化的PWM脈沖，根據該PWM脈沖來開關從直流電源接受的電力，由此在所述輸出端子上產生規定的穩定化的電壓的電力，該開關調節器包括產生三角波信號的三角波發生電路；通過比較誤差放大器的輸出信號的電壓與三角波信號的電壓來產生PWM脈沖的PWM脈沖發生電路；對PWM脈沖從高電平(以下為“H”)向低電平(以下為“L”)的變化或相反變化進行檢測的檢測電路；以及軟啟動電路，其產生順次階躍上升或順次階躍下降且與三角波信號的電壓進行比較的電壓信號(階躍電壓信號)，并且該階躍電壓的變化周期在電源接通的初期為規定的周期，并且，電源接通時的電壓信號的初始電壓位于三角波信號的電壓振幅范圍的外側，根據檢測電路的檢測信號，階躍電壓的變化周期被切換到大于規定的周期且適于軟啟動的周期。
發明效果在本發明中，將軟啟動電路的輸出電壓設為順次階躍上升或順次階躍下降的階躍電壓，且將該階躍電壓變化的周期在電源接通時設為規定的周期，并由檢測電路檢測PWM脈沖的輸出，該輸出在所述電源接通時的初期以后，根據從“H”向“L”或者從“L”向“H”變化的定時，將軟啟動電路的輸出信號的階躍電壓的變化周期設為大于所述規定的周期。而且，此時的“H”、“L”的電壓電平根據開關晶體管的導通/截止驅動來決定，可以是“H”＞“L”。
因此，本發明的軟啟動電路在電源接通初期，首先產生例如周期是適于軟啟動的階躍電壓信號的1/5左右或以下的短周期的階躍電壓信號。在該階躍電壓信號達到進入三角波信號的電壓范圍內的電壓電平后，從檢測電路產生檢測信號，根據該檢測信號，將階躍電壓信號設為從50～600的范圍內選擇的周期，進入軟啟動的PWM控制開始狀態。在軟啟動的PWM控制中，階躍電壓信號以適于軟啟動的周期改變PWM脈沖的脈沖寬度。
對于該情況下的電源接通初期時的正常周期，例如如果以適于軟啟動的階躍電壓的變化周期(軟啟動的PWM控制開始狀態的階躍電壓的周期)側為基準，則可以從其1/50～1/600的范圍內選擇。
其理由是，在考慮用于軟啟動的時間為所述的1msec～20msec左右的情況下，由于適于軟啟動的周期需要對三角波信號進行10次以上的限幅，所以規定的周期是階躍電壓的周期的1/10或以下。
與此相對，因為所述電源接通時的初期是在進入軟啟動的PWM控制開始狀態之前的等待時間，所以短些好。因此，規定的周期優選適于軟啟動的周期的1/10的再1/5以下的比例。這是由于，當以適于軟啟動的周期的1/10的期間為基準時，如果設為其1/5以下的周期，則在所述電源接通時的初期，能夠在該初期的期間內確保五次以上的階躍電壓的變化。
而且，相對于所述的10次以上，如果將軟啟動的階躍電壓的周期設為其10倍的100次以上，則相應地，規定的周期為1/500，如果為12倍的120次，則為1/600。
由此，因為軟啟動電路產生的電壓在電源接通時的初期以快的周期上升，所以即使階躍電壓信號的初期電壓在三角波信號的電壓振幅范圍的外側，也能夠高速地到達三角波信號的電壓電平。并且，到達時檢測電路產生檢測信號，階躍電壓信號變為適于軟啟動的周期的階躍變化。
從而，能夠早地進入軟啟動的PWM控制開始狀態，在與三角波信號的周期獨立地開始軟啟動后，階躍電壓信號變為適于軟啟動的周期的階梯狀的信號，并能夠在軟啟動電路中產生此種信號。
在本發明中，由于軟啟動電路產生階梯狀的電壓信號，所以不需要時間常數電路。如果開始軟啟動的PWM控制，則從該時刻起，變成將三角波信號的振幅用最合適的周期的階躍電壓限幅的形式的軟啟動控制，所以即使在三角波信號的振幅或階躍電壓的變化中多少有偏差，作為結果，因為被限幅的三角波信號的數量與階躍電壓的上升率或下降率的關系緊密，所以偏差基本消除，且軟啟動時間的偏差降低。
其結果是，能夠實現作為軟啟動電路不需要大的時間常數電容器、軟啟動時間的偏差降低且啟動之前的時間縮短、且適于IC化的開關調節器。


圖1是使用了本發明的開關調節器的一個實施例的框圖。
圖2是PWM脈沖發生比較器的電路的具體例子的說明圖。
圖3是說明該軟啟動動作的時序圖。
圖4是以往的DC/DC轉換器(開關調節器)的一例的說明圖。
圖中，1、10-開關調節器；2、18-軟啟動電路；3-PWM控制開始檢測電路；4-1/n分頻電路；5-選擇器；6-計數器；7-D/A轉換電路(D/A)；8-PWM脈沖發生比較器；9-時鐘發生電路；11、11a-誤差放大器；12-基準電壓發生電路；13、130-PWM脈沖發生電路；14-驅動器；15-開關電路；16-輸出端子；17-電阻分壓電路；D-肖特基二極管；D1、D2-二極管；Q1-MOSFET晶體管。
具體實施例方式
圖1是使用了本發明的開關調節器的一個實施例的框圖，圖2是PWM脈沖發生比較器的電路的具體例子的說明圖，圖3是說明該軟啟動動作的時序圖。與圖4的相同構成要素標注同一符號，且說明從略。
實施例在圖1的開關調節器1中，取代圖4的軟啟動電路18，設置了軟啟動電路2。
130是PWM脈沖發生電路，由軟啟動電路2、PWM比較器8和三角波發生電路13b構成。
軟啟動電路2產生階躍電壓信號ST(參照圖3(a))，該階躍電壓信號ST產生短周期和長周期的階躍電壓。該軟啟動電路2由PWM控制開始檢測電路3、1/n分頻電路4、選擇器5、計數器6、以及D/A轉換電路(D/A)7構成，計數器6經由選擇器5接受由1/n分頻電路4分頻的時鐘CK與分頻前的時鐘CLK。在圖1中，圖4的驅動器14被刪除，但也可以設置驅動器14。
選擇器5按照PWM控制開始檢測電路3的輸出，從時鐘發生電路9的輸出向1/n分頻電路4的輸出切換端子的選擇。此處，設n＝300，將時鐘CLK進行1/300分頻，從而產生周期T＝300×t的時鐘CK(分頻時鐘)。t是分頻前的時鐘CLK的周期。分頻率n以輸出電壓Vo上升到目標電壓Vta或與之接近的電壓(正常電壓)之前的時間、即1msec～20msec左右的期間作為基準，將適于軟啟動的周期賦予分頻時鐘CK。其優選生成具有1msec～20msec左右的期間的1/20至1/50左右的周期的分頻時鐘CK。因此，在將該分頻時鐘CK的周期設為幾百μsec，將分頻前的時鐘CLK的周期設為幾個μsec的情況下，分頻率n優選為從n＝50～600中選擇的數值。
三角波發生電路13b接受時鐘發生電路9的時鐘CLK，并產生周期與CLK的周期對應的三角波信號S(參照圖3(a))。
D/A7對計數器6的計數值進行D/A轉換，從而向PWM脈沖發生比較器8(以下稱為PWM比較器8)的(-)輸入端子B輸出模擬轉換電壓信號Vc。PWM比較器8與圖4的比較器13a對應，但在(-)輸入端子A接受誤差放大器11a的輸出電壓Eo。
并且在PWM比較器8的(+)輸入端子C接受來自三角波發生電路13b的三角波信號S。
這里，誤差放大器11a與圖4的誤差放大器11對應，由電流輸出放大器11b和電容器11c構成，電容器11c將輸出電流轉換為電壓，并向(-)輸入端子A送出電壓信號Eo。電壓信號Eo是根據與輸出電壓值Vo對應的檢測電壓Vs和基準電壓發生電路12的基準電壓值Vref的差而產生的誤差電壓。
PWM控制開始檢測電路3包括由觸發器構成的閂鎖電路3a和轉換器3b，轉換器3b與PWM比較器8的輸出(設置驅動器14時也可以為其輸出)連接。閂鎖電路3a在PWM比較器8的輸出從“H”變成“L”時，使其反轉，通過被提升到電源電壓的數據端子D來鎖住數據“1”。并且，根據觸發器的Q輸出，將“H”作為檢測信號DT輸出，并將其送至選擇器5。
而且，在電源接通時的初始狀態下，閂鎖電路3a的設定值被清零，Q輸出為“L”。只要在閂鎖電路3a中被鎖住的數據“1”不被重設、即只要電源不是再次接通時，則始終保持被鎖住的數據“1”。
選擇器5在電源接通時的初始狀態下，從閂鎖電路3a接受“L”，選擇時鐘發生電路9的輸出側，將時鐘CLK加到計數器6。并且，在閂鎖電路3a變成“H”時，選擇1/n分頻電路4的輸出側，將分頻時鐘CK加到計數器6。
其結果是，計數器6在從電源接通時的初期至閂鎖電路3a被設置成“H”之間，換言之，在軟啟動的PWM控制開始之前，與快的時鐘CLK同步，其值以周期t向上計數。然后，閂鎖電路3a被設置成“H”，軟啟動的PWM控制開始，從在閂鎖電路3a設置“H”時刻起，按分頻時鐘CK(＝300×時鐘CLK)，換言之，利用慢的分頻時鐘CK，計數器6以周期T(＝300t)向上增加。
PWM比較器8在電源接通初期，使(-)輸入端子B的模擬轉換電壓信號Vc與三角波信號S的電壓的比較有效，并且在經過規定的軟啟動時間TS(＝1msec～20msec左右的期間)后(參照圖3(e))，使電壓信號Eo與三角波信號S的電壓的比較有效。因此，在比三角波信號S的上限值電壓低的電壓電平范圍內，對于兩個(-)輸入端子A、B的輸入信號進行邏輯和動作。
如圖2所示，PWM比較器8由電流開關電路構成，在該電流開關中，PNP晶體管Q3與并聯設置的兩個PNP晶體管Q1、Q2構成聯合差動對。晶體管Q1的基極與(-)輸入端子A連接，晶體管Q2的基極與(-)輸入端子B連接。晶體管Q3的基極成為(+)輸入端子。
晶體管Q1、Q2、Q3的發射極連接在一起，并經由恒流電路8a與電源線+Vcc(或+VDD)連接。晶體管Q1、Q2的集電極連接在一起，該集電極與晶體管Q3的集電極經由構成有源負載的電流鏡電路的NPN晶體管Q4、Q5分別與地線GND連接。電流鏡電路的輸出側的晶體管Q5的集電極與NPN的輸出段晶體管Q6的基極連接。晶體管Q6的集電極與PWM比較器8的輸出端子C連接，進而經由電阻R3與電源線+VDD連接，發射極與地線GND連接。
在電源接通時刻，因為輸出端子Vo的電壓沒有上升，所以產生具有大的誤差電壓的電壓信號Eo。此時，電壓信號Eo為高于“H”的電壓。另一方面，三角波信號S的上限電壓值被設定為“H”。因此，晶體管Q1為截止狀態。
另一方面，D/A7的轉換模擬電壓Vc被輸入到PWM比較器8的(-)輸入端子B，從而施加在晶體管Q2的基極上。因此，按照D/A7的轉換模擬電壓Vc的值驅動晶體管Q2，并在PWM比較器8的輸出端子D處產生脈沖寬度與(-)輸入端子B的輸入電壓對應的PWM脈沖(輸出電壓)。
而且，在該(-)輸入端子B處施加來自軟啟動電路2的階躍電壓信號ST(參照圖3(a))。
因此，對來自軟啟動電路2的階躍電壓信號ST的產生進行說明。
在計數器6中，在初始狀態下設定規定的計數值，計數器6接受時鐘CLK，從該初始值開始計數。此情況的計數器6的初始值為，將D/A7對該初始值進行D/A轉換后的電壓Vc設定在三角波發生電路13b的三角波信號S的波形的下限值電壓的下側附近的值(參照圖3(a))。此為階躍電壓信號ST的初始電壓值。例如，如果“L”設為0.5V，“H”設為1.0V，則設定在0.5V～1.0V的范圍內產生三角波信號S。
在本實施例中，選擇階躍電壓信號ST的階躍電壓的上升率，使得階躍電壓信號ST的電壓從進入三角波信號S的振幅范圍(0.5V～1.0V)到離開的時間與軟啟動需要的經過時間TS(＝1msec～20msec左右)相當。
階躍電壓信號ST的初始電壓值為，作為D/A7的模擬轉換電壓Vc，產生約490mV(＝0.5V-1.0V)左右的電壓的值。在本發明中，可以將該初始電壓值設定為相對于三角波信號S的下限電壓值低2％～5％左右的值。這是由于，軟啟動電路8產生的初始電壓能夠通過將D/A轉換周期改變成與三角波信號S的周期對應的周期而以幾個mV/LSB的高分辨率得到提高。
而且，此處的階躍電壓信號ST以幾個mV/LSB產生其電壓值上升的階躍電壓。即使在三角波信號的振幅或階躍電壓的變化中多少有偏差，該幾個mV仍然位于能夠吸收的范圍。
在計數器6中設定的所述初始值為由MPU(未圖示)等在計數器6中設置的值，其能夠以階躍電壓信號ST的初始電壓值按照電路的偏差變成比所述三角波信號S的下限電壓值低2％～5％左右的值的方式存儲在非易失性存儲器中，并存儲成為調整后的數據。
因此，軟啟動電路2產生以幾個mV為單位階梯狀上升的階躍電壓信號ST，在電源接通初期，首先產生與時鐘CLK的周期對應的短周期的階躍電壓信號ST。當該階躍電壓信號ST達到進入三角波信號的電壓范圍內的電壓電平時，進入軟啟動的PWM控制開始狀態。在軟啟動的PWM控制中，變為與分頻時鐘CK對應的長周期的階躍電壓信號ST，并以適于軟啟動的周期來改變PWM脈沖的脈沖寬度。
以下，參照圖3的時序圖，對開關調節器1的軟啟動的動作進行說明。
如果接通電源，開始開關調節器1啟動，則在計數器6中設定初始值，如圖3(a)所示，在PWM比較器8的輸出端子D，根據所述初始值，生成相對于三角波信號S的下限電壓值低約10mv(＝0.5V×0.02)左右的下側電壓，該電壓按照時鐘CLK依次上升。
此時，因為選擇器5在電源接通時的初始狀態下接受來自閂鎖電路3a的“L”，所以利用時鐘發生電路9的時鐘CLK的周期t，計數器6的計數值增加上升。因此，例如，如果設周期t＝1.5μsec，三角波信號S的下限電壓為0.5v，D/A7的分辨率為3.0mV/LSB，則即使D/A7與三角波信號S的電壓電平中存在偏差，階躍電壓信號ST仍能在幾個μsec～6μsec左右的時間從電源接通時刻到達三角波信號S的邊界(參照圖3(b)的周期t的限幅期間)。此時之前，由于(-)輸入端子B的輸入電壓總是低于三角波信號S的電壓，所以在PWM比較器8的輸出端子D輸出相當于“H”或其以上的、僅使開關晶體管Q截止的規定電壓電平的電壓信號(參照圖3(d))。
在D/A7的模擬轉換電壓Vc到達三角波信號S的邊界，(-)輸入端子B的輸入電壓高于三角波信號S的下限電壓的時刻，進入軟啟動的PWM控制開始狀態。此時，在PWM比較器8的輸出端子D，與時鐘CLK的周期t對應地產生窄寬度的“L”的脈沖信號。按照該“L”脈沖信號的最初的信號，經由轉換器3b向閂鎖電路3a施加“H”，從而在閂鎖電路3a的Q輸出中產生“H”的輸出(參照圖3(b))，并產生檢測信號DT。其結果，選擇器5的選擇被切換到1/n分頻電路4的輸出側。
此處，計數器6的計數增長的周期變為n×t倍，在本例中，周期變為時鐘CLK的300倍，且在PWM比較器8的輸出端子D以三角波信號S的周期(時鐘CLK的周期)產生“L”的輸出。然后，在輸出端子D處，得到“L”期間的寬度在每n個時鐘CLK逐漸增加的PWM脈沖。
“L”期間的寬度按每n個該時鐘CLK逐漸增加的PWM脈沖被施加到開關晶體管Q上，開關晶體管Q被三角波信號S的周期(時鐘CLK的周期)斬波控制，從而斷續地變為導通，并且導通期間逐次地增加(參照圖3(a))。
由此，輸出電壓Vo成為軟啟動。
如果D/A7的模擬轉換電壓Vc達到三角波信號S的上限1.0V以上，則PWM脈沖的占空比變為100％，開關晶體管Q變為導通的狀態，但此時，因為電容器Co的充電已經在一定程度上完成，所以輸出信號Vo接近目標電壓Vta。因此，電阻分壓電路17產生的檢測電壓Vs接近基準電壓發生電路12的比較基準電壓Vref，與此對應，誤差放大器11a的輸出電壓Eo降低(參照圖3(e))。另一方面，D/A7的模擬轉換電壓Vc隨著計數器6的計數值的上升而上升，并超過三角波信號S的上限的1.0V。
而且，如圖3(b)所示的階躍電壓信號ST在到達三角波信號S的邊界之前的時間、即幾個μsec～6μsec，可以相對于1msec～20msec左右的經過時間TS而忽略，所以在圖3(e)中沒有特別的表示出。
在模擬轉換電壓Vc超過三角波信號S的上限值的時刻，晶體管Q2截止，相反，在輸出電壓Eo降低到三角波信號S的上限值以下的時刻，晶體管Q1導通。
因此，通過選擇D/A7的分辨率和分頻率n，使得輸出電壓Eo的電壓值降低，從而降低到三角波信號S的上限值以下的定時和晶體管Q2截止的定時在三角波信號S的上限值附近，該切換的定時在三角波信號S的上限值附近產生，切換之前的時間為規定的軟啟動經過時間Ts(＝1msec～20msec左右的其間)，軟啟動的PWM的控制完成。
如果輸出電壓Eo降低到三角波信號S的上限值以下，則晶體管Q1根據誤差放大器11a的輸出電壓Eo而導通/截止，如圖3(e)所示，切換到通常的PWM進行的輸出電壓Vo的穩定化控制(正常的PWM控制期間)。
在實施例中，雖然使在時鐘發生電路9中產生的時鐘CLK的周期與三角波信號S的周期對應，但在到達三角波信號S的下限的電壓之前，不需要對三角波信號進行限幅，所以該時鐘CLK也可以小于該周期。相反，如果將三角波信號S的頻率提高為實施例中的兩倍、三倍...，則到達三角波信號的下限電壓之前的時鐘CLK的周期變為三角波信號S的周期的兩倍、三倍...。
因而，三角波信號S的頻率與時鐘CLK的周期是相對的。在實施例中，考慮了在通常的軟啟動期間為1msec～20msec左右的情況下，將分頻率設為從n＝50～600中選擇的數值。因此，如果以軟啟動的PWM控制開始狀態的分頻時鐘CK側的周期為基準考慮，則時鐘CLK的最合適的周期為如上所述，從分頻周期CK的周期的1/50～1/600的范圍內選擇。
此外，在實施例中，相對于三角波信號S的下限電壓，將在軟啟動電路2中產生的初始電壓值設定在下限的下側附近。但是，在開關晶體管是N溝道MOS晶體管的情況下，與實施例相反，PWM比較器8的輸出為“H”，晶體管Q為導通。此時，在軟啟動電路2中產生的初始電壓值(D/A7的電壓值)相反地設定在超過三角波信號S的上限的上側附近。然后，控制在軟啟動電路2中產生的電壓(D/A7的模擬轉換電壓Vc)從該處逐漸降低。在該情況下，計數器6從大的初始值倒計數。
此時的軟啟動電路2產生的初始電壓值(D/A7的模擬轉換電壓Vc)優選設定為相對于三角波信號S的上限電壓值高3mV至15mV以上、即上限電壓值的1％～2.5％左右的高的值。
此外，與實施例相反，PWM比較器8的三角波信號S的輸入側變為(-)輸入端子，軟啟動電路2及誤差放大器11a的輸入端子也能夠設為(+)輸入側。在此情況下，相對于三角波信號S的上限電壓，將在軟啟動電路2中產生的初始電壓值設定在超過上限的上側附近，然后將在軟啟動電路2中產生的電壓(D/A7的電壓)從此處逐漸降低。
此外，在實施例中，將開關晶體管設為MOS晶體管，但也可以是雙極晶體管。
此外，實施例的PWM比較器8的構成為一個例子，在軟啟動所需的經過時間TS(＝1msec～20msec左右的期間)前比較階躍電壓信號ST和三角波信號S的電壓，也可在軟啟動所需的經過時間后比較誤差放大器的輸出信號的電壓和三角波信號的電壓。本發明不限定于比較信號為兩個輸入的比較器。
例如，也可以是設置比較(-)輸入端子A側與三角波信號S的第一比較器和比較(-)輸入端子B側與三角波信號S的第二比較器，在對各自的輸出進行所述邏輯和的條件下驅動開關晶體管的電路。
工業實用性實施例舉了降壓型的開關調節器進行了說明，但本發明當然也能夠適用于升壓型的DC/DC轉換器。
權利要求
1.一種開關調節器，其將從輸出端子向負載輸出的電力的電壓的一部分或全部返回到誤差放大器的一側的輸入，在另一側的輸入上施加規定的恒定電壓，根據從所述誤差放大器得到輸出信號產生脈沖寬度變化的PWM脈沖，并根據該PWM脈沖來開關從直流電源接收的電力，由此在所述輸出端子產生規定的穩定化的電壓的電力，所述開關調節器包括產生三角波信號的三角波發生電路；通過比較所述誤差放大器的所述輸出信號的電壓與所述三角波信號的電壓來產生所述PWM脈沖的PWM脈沖發生電路；對所述PWM脈沖從高電平向低電平的變化或相反變化進行檢測的檢測電路；以及軟啟動電路，其產生順次階躍上升或順次階躍下降且與所述三角波信號的電壓進行比較的電壓信號，并且該階躍電壓的變化周期在電源接通的初期為規定的周期，并且，所述電源接通時的所述電壓信號的初始電壓位于所述三角波信號的電壓振幅范圍的外側，在所述三角波信號的電壓振幅范圍的外側，根據所述檢測電路的檢測信號，所述階躍電壓的變化周期被切換成大于所述規定的周期且適于軟啟動的周期。
2.如權利要求1所述的開關調節器，其中，在所述電源接通的初期，所述PWM脈沖處于高電平或低電平的狀態。
3.如權利要求2所述的開關調節器，其中，通過比較所述階躍電壓與所述三角波信號的電壓，在所述初始電壓位于所述三角波信號的電壓振幅范圍的外側的所述電源接通的初期，所述PWM脈沖處于高電平或低電平中的某一種狀態。
4.如權利要求3所述的開關調節器，其中，所述PWM脈沖發生電路具有接受所述電壓信號并比較所述階躍電壓與所述三角波信號的電壓的比較器，根據該比較器的比較結果，所述PWM脈沖變成所述一種狀態，當所述階躍電壓進入所述三角波信號的電壓振幅范圍時，以適于所述軟啟動的周期產生脈沖寬度變化的所述PWM脈沖。
5.如權利要求4所述的開關調節器，其中，所述比較器在所述軟啟動所需的經過時間之前，比較所述階躍電壓與所述三角波信號的電壓，在所述軟啟動所需的經過時間之后，比較所述輸出信號的電壓與所述三角波信號的電壓。
6.如權利要求5所述的開關調節器，其中，所述比較器在所述電源接通初期，將所述階躍電壓與所述三角波信號的電壓的比較結果設為有效，并根據所述輸出信號的電壓值將所述誤差放大器的所述輸出信號的電壓與所述三角波信號的電壓的比較結果設為有效。
7.如權利要求6所述的開關調節器，其中，所述比較器具有三個輸入端子，在第一輸入端子接受所述誤差放大器的所述輸出信號，在第二輸入端子接受所述階躍電壓，在第三輸入端子接受所述三角波信號，所述軟啟動所需的經過時間是從1msec～20msec的范圍中選擇的期間，適于所述軟啟動的周期為所述選擇期間的1/20至1/50。
8.如權利要求7所述的開關調節器，其中，所述比較器將所述誤差放大器的所述輸出信號的電壓和所述階躍電壓的邏輯和的電壓與所述三角波信號的電壓進行比較，所述階躍電壓以規定的速率順次上升，以使所述電壓信號的電壓從進入所述三角波信號的振幅的范圍至離開為止的時間與所述軟啟動所需的經過時間相當地來選擇所述階躍電壓的上升率。
9.如權利要求7所述的開關調節器，其中，所述規定的周期與所述三角波信號的周期對應，或小于所述三角波信號的周期。
10.如權利要求7所述的開關調節器，其中，所述規定的周期是從適于所述軟啟動的周期的1/50～1/600的范圍中選擇的周期。
11.如權利要求3所述的開關調節器，其中，所述初始電壓在所述三角波信號的電壓振幅范圍的外側附近，所述PWM脈沖發生電路具有將兩個輸入信號的電壓與所述三角波信號的電壓進行比較的比較器，所述輸入信號之一是所述輸出信號，另一個是所述電壓信號，所述比較器在所述電源接通的初期將所述電壓信號的電壓與所述三角波信號的電壓的比較設為有效，在所述軟啟動所需的經過時間之后，將所述輸出信號的電壓與所述三角波信號的電壓的比較設為有效。
12.如權利要求11所述的開關調節器，其中，還具有時鐘發生電路，所述軟啟動電路具有計數器和D/A轉換電路，通過所述D/A轉換電路將所述計數器的計數值進行D/A轉換來生成所述電壓信號，在所述電源接通的初期，所述計數器計數來自所述時鐘發生電路的時鐘，根據所述檢測信號，所述計數器計數周期比所述時鐘長的時鐘信號。
13.如權利要求12所述的開關調節器，其中，所述時鐘的周期實質上與所述三角波信號的周期對應，所述時鐘信號的周期是所述時鐘的周期的50倍～600倍，與所述初始電壓相當的數值在所述計數器中被設定為初始值。
14.如權利要求13所述的開關調節器，其中，所述軟啟動電路還具有選擇電路和分頻電路，所述外側附近位于與所述三角波信號的電壓振幅的上限電壓或下限電壓具有3～15mV的電位差的范圍，周期比所述時鐘長的時鐘信號通過由所述分頻電路分頻所述時鐘而生成，所述選擇電路接受所述檢測信號，從所述時鐘切換到所述時鐘信號，并送出到所述計數器。
全文摘要
本發明提供一種開關調節器，其中作為軟啟動電路不需要大的時間常數電容器，能夠降低軟啟動時間的偏差且縮短電源電壓穩定化控制開始之前的時間，并且適于IC化。在本發明中，將軟啟動電路的輸出電壓作為以規定的速率階躍上升或者階躍下降的階躍電壓信號，將該階躍電壓變化的周期在電源接通時設為規定的周期，并由檢測電路監視PWM脈沖的輸出，輸出在所述電源接通時的初期以后，根據從“H”向“L”或者從“L”向“H”變化的定時，將軟啟動電路的輸出信號的階躍電壓的變化周期設為大于所述規定的周期。
文檔編號H02M3/155GK101084621SQ20058004389
公開日2007年12月5日 申請日期2005年12月14日 優先權日2004年12月21日
發明者岡本成弘, 山倫章 申請人:羅姆股份有限公司