功率可變類型的電機驅動電路和驅動方法

專利名稱：功率可變類型的電機驅動電路和驅動方法
技術領域：
本發明涉及功率可變類型的電機驅動電路和驅動方法，并且更加 具體地，涉及這樣的功率可變類型的電機驅動電路和驅動方法，其能 夠通過以下穩定地驅動電機去除造成涌流的整流電容器，并且通過 具有波紋的電壓校正PWM信號。
背景技術：
圖1是圖示傳統的功率可變類型的電機驅動電路的結構圖。參考 圖1，傳統的驅動電路l包括交流供電單元R、 S和T，用于供應公 共的交流功率；二極管整流電路2，用于整流交流功率；涌流防止電路 Sl、 S2和R1，用于防止初始功率施加中的涌流；整流電容器C，用于 平滑整流的電壓；放電電路R2和S3，用于釋放在功率截取中累積在 整流電容器C中的電壓；逆變器3，用于通過根據PWM信號轉換整流 的電壓向電機4輸出3相電壓；以及控制單元5，用于控制涌流防止電 路S1、 S2和Rl與放電電路R2和S3。另外，傳統的驅動電路l進一 步包括PWM生成單元(未顯示)，用于根據整流的電壓而生成PWM 信號。
在傳統驅動電路1的初始功率施加中，控制單元5斷開涌流防止 電路的磁鐵開關Sl和S2，以向整流電容器C施加初始功率。初始功 率由于電阻器R1而被慢慢充電，從而防止涌流。為了防止涌流并整流， 整流電容器C必須具有幾千y F的大電容。
另外，在完全充電整流電容器C之后，亦即，在拖延的一段時間 之后，控制單元5接通磁鐵開關S1和S2，從而向逆變器3供應整流電 流。這里，磁鐵開關S3保持斷開狀態。其后，在功率截取中，控制單元5斷開磁鐵開關S1和S2并接通 磁鐵開關S3，以防止整流電容器C中充電的電壓被供應給逆變器3， 從而在電容器R2中消耗并釋放充電的電壓。
由于傳統驅動電路1包括整流電容器C，所以傳統驅動電路1另 外需要構成涌流防止電路的電阻器Rl和磁鐵開關Sl與S2、以及構成 放電電路的電阻器R2和磁鐵開關S3。除了高價格之外，傳統驅動電 路1的大量部件(整流電容器、電阻器和開關)在電路結構中占據了 大體積。因此難以在尺寸方面減少傳統的驅動電路1。

發明內容
實現本發明以解決上述問題。本發明的目標是提供功率可變類型 的電機驅動電路和驅動方法，其能夠穩定地驅動電機而不使用大電容 的整流電容器。
本發明的另一個y標是提供功率可變類型的電機驅動電路和驅動 方法，其能夠通過以下穩定地驅動電機校正PWM信號以使用具有許 多波紋的電壓來驅動電機。
本發明的還有另一個目標是提供功率可變類型的電機驅動電路和 驅動方法，其能夠穩定地驅動電機而不使用涌流防止電路和放電電路， 亦即整流電容器、電阻器和開關，并且能夠減少體積和成本。
本發明的還有另一個目標是提供功率可變類型的電機驅動電路和 驅動方法，其能夠通過功率和接地的隔離來穩定地操作控制單元。
為了實現本發明的上述目標，提供了功率可變類型的電機驅動電 路，其包括交流供電單元；二極管整流電路，用于整流所述交流供 電單元的功率；PWM生成單元，用于根據所述整流的電壓生成預定PWM信號；控制單元，用于讀取所述整流的電壓，并且根據所述整流 的電壓校正來自所述PWM生成單元的所述PWM信號；以及逆變器單 元，用于根據所述校正的PWM信號輸出所述整流的電壓。
另外，提供了功率可變類型的電機驅動方法，其包括以下步驟 整流交流功率；根據所述整流的電壓生成預定PWM信號；讀取所述整 流的電壓；根據所述讀取的電壓校正所述PWM信號；以及根據所述校 正的PWM信號輸出所述整流的電壓。


參考附圖，本發明將變得更好理解，所述附圖是為了圖示給出的，
因而不是本發明的限制，其中
圖1是圖示傳統的功率可變類型的電機驅動電路的結構圖2是圖示根據本發明的功率可變類型的電機驅動電路的結構
圖3是顯示圖2的A和B之間的電壓波形的曲線圖； 圖4是圖示圖2的PWM信號的示范性視圖； 圖5是顯示通過圖4的PWM信號的電機電流波形的曲線圖； 圖6是顯示圖1和2的電機輸入電流的曲線圖； 圖7是顯示圖1和2的A和B之間的電壓波形的曲線圖； 圖8是圖示控制單元所執行的第一方法和/或第二方法所校正的 PWM信號的示范性視圖9是顯示通過圖8的PWM信號的電機電流波形的曲線圖10是顯示控制單元所執行的第二方法中使用的恒定值的曲線
圖11是顯示圖IO的恒定值和整流的電壓之間的差的曲線圖12和13是顯示根據本發明的功率可變類型的電機驅動電路的 初始功率施加的曲線圖14到17是顯示根據本發明的功率可變類型的電機驅動電路中的操作頻率的曲線圖；以及
圖18是圖示根據本發明的功率可變類型的電機驅動電路的控制 單元的詳細結構圖。
具體實施例方式
現在參考附圖來詳細地描述根據本發明的功率可變類型的電機驅 動電路和驅動方法。
圖2是圖示根據本發明的功率可變類型的電機驅動電路的結構 圖。如圖2所示，驅動電路10包括交流供電單元R、 S和T，用于
供應公共的交流功率；二極管整流電路11，用于整流交流功率；分壓 電阻器單元Ra和Rb，用于測量二極管整流電路11的電壓；逆變器單 元12，用于根據PWM信號轉換整流的電壓，并且向電機13輸出3相 電壓；以及控制單元14，其連接到分壓電阻器單元Ra和Rb，用于讀 取部分的整流電壓，并且根據讀取的電壓校正向逆變器單元12施加的 PWM信號。
驅動電路IO進一步包括PWM生成單元(未顯示)，用于根據二 極管整流電路11所整流的電壓生成PWM信號。控制單元14從PWM 生成單元接收PWM信號，執行校正過程，并且將校正的PWM信號輸 出到逆變器單元12，以便逆變器單元12能夠根據校正的PWM信號將 整流電壓輸出到電機13。
代替圖1的大電容的電容器C，驅動電路IO包括小電容的電容器 Cs (例如幾mF)，其并聯連接到逆變器單元12的兩個輸入端，用于
從整流的電壓中去除噪聲。
詳細地，分壓電阻器單元Ra和Rb包括串聯連接的至少兩個電阻 器Ra和Rb，并且分擔來自二極管整流電路11的整流電壓。通常，二 極管整流電路11的整流電壓為幾百到幾千伏(例如500到1000V)。因為電壓可能過度地施加于控制單元14，所以分壓是有必要的。優選
地，預定大小的電壓(例如大約5V或0.2V)施加到控制單元14。當 公共的交流功率是3相功率(220V)時，整流的電壓能夠具有最大530 到1000V的峰值。因此，電阻器Ra具有比電阻器Rb大至少幾百到幾
千倍的電阻值。
亦即，控制單元14讀取來自二極管整流電路11的整流電壓或整 流電壓的部分。仍然參考圖2，控制單元14從分壓電阻器單元Ra和 Rb讀取電壓，以讀取整流電壓的部分。特別地，為了保護起見，控制 單元14連接在電阻器Ra和Rb之間，用于接收電阻器Ra和Rb之間 施加的電壓。在以下描述中，向控制單元14輸入的整流電壓或讀取電 壓意指上述分壓。
圖3是顯示圖2的A和B之間的電壓波形的曲線圖。如圖3所示， 二極管整流電路11所整流的電壓Vdc (亦即DC-LINK電壓)具有比 圖1的整流電壓Vdc顯著更大的波紋成分。波紋成分是因為圖2的驅 動電路IO不具有圖1的整流電容器C而生成的。
圖4是圖示圖2的PWM信號的示范性視圖。如圖4所示，當PWM 生成單元根據二極管整流電路11所整流的電壓Vdc而生成脈沖信號 Pl至IJP8日寸，脈沖在大小方面是不同的。當控制單元14將脈沖信號PI 到P8施加到逆變器單元12，并且逆變器單元12根據脈沖信號Pl到 P8向電機13施加整流的電壓Vdc時，向電機13施加的電流的波形圖 示在圖5中。
圖5是顯示通過圖4的PWM信號的電機電流波形的曲線圖。如 圖5所示，電機電流波形完全顯示了正弦波形狀，但是包括它自身的 許多失真成分。失真成分對電機13造成噪聲和振動，并且降低電機13 的效率，從而增加了功耗。圖6是顯示圖1和2的電機輸入電流的曲線圖。如圖6所示，圖 1的電機輸入電流E1 (當使用2700nFX2的整流電容器C時)幾乎顯 示了正弦波類型的波形，并且根據圖4的PWM信號向電機13施加整 流電壓的情況下的電機輸入電流E2，完全顯示了正弦波類型的波形， 但是在曲線中具有許多失真成分。另外，電機輸入電流E1具有比電機 輸入電流E2更小的最大值(或峰峰值)，并因而顯示了比電機輸入電 流E2更高的功耗效率。
圖7是顯示圖1禾Q 2的A和B之間的電壓波形的曲線圖。圖7的 波形是每個電壓Vdc和Vdc'的最大值曲線Vdc—max和Vdc'—max與最 小值曲線Vdc—min禾[l Vdc'—min。這里，最大值曲線Vdc—max和 Vdc'—max連接每個電壓Vdc和Vdc'的最大值，并且最小值曲線 Vdc—min和Vdc'_min連接每個電壓Vdc和Vdc'的最小值。
圖1的整流電壓Vdc'的最大值曲線Vdc'—max和最小值曲線 Vdc'—min幾乎彼此等同。亦即，獲得具有很少波紋的恒定電壓值。然 而，圖2的整流電壓Vdc的最大值曲線Vdc—max和最小值曲線Vdc—min
則彼此顯著不同。亦即，電壓值具有許多波紋。
如從圖5到7得知的那樣，由于驅動電路IO不具有整流電容器C， 所以電機13的功耗效率降低，并且噪聲和振動由于波紋和失真成分而 生成。為了解決前述問題，控制單元14讀取來自二極管整流電路11 的電壓，并且根據—F面解釋的第 一 或第二方法校正P WM信號的脈沖寬 度。在讀取操作中，當讀取的電壓具有噪聲時，控制單元14執行用于 去除噪聲的過濾過程。例如，當讀取的電壓為500V、 510V和470V時， 像470V的急劇電壓降通常由噪聲引起。因此，控制單元14通過過濾 將電壓讀取為大約500V。
首先，控制單元14根據第一方法執行校正過程。控制單元14在 預定時間(例如幾秒鐘)內讀取整流電壓，并且存儲電壓的最大值Vm。通常，PWM信號具有大約16KHz的頻率，并且整流電壓具有 360Hz的頻率(當公共的交流功率具有60Hz的頻率時)。脈沖周期T 為1/16K (秒)。當控制單元14以脈沖周期T之下的時間間隔讀取整 流電壓并且校正以脈沖周期T生成的脈沖時，脈沖具有整流電壓的充 分特性。另外，由于脈沖寬度Td小于脈沖周期T，所以每個脈沖Pl 到P8的上升和下降部分中讀取的電壓僅略有不同。因此，當使用兩個 讀取電壓中的任何一個時，以相同的方式表達整流電壓的特性。
其后，控制單元14通過以下公式1校正來自PWM生成單元的 PWM信號，亦即每個脈沖寬度。
公式1
Td，=TdX Vm/Vdc
這里，Td'表示校正的脈沖寬度，Td表示當前的脈沖寬度，Vm表 示電壓的最大值(恒定值)，并且Vdc表示對應于當前脈沖寬度的電 壓大小。
圖8是圖示控制單元14所執行的第一方法和/或第二方法所校正 的PWM信號的示范性視圖。如圖8所示，每個校正的脈沖Pl到P8 具有通過上述公式1的脈沖寬度Td'。
圖9是顯示通過閣8的PWM信號的電機電流波形的曲線圖。如 圖9所示，即使整流電壓Vdc具有許多波紋，但是當通過整流電壓Vdc 的PWM信號通過上述公式1校正并且根據校正的PWM信號控制電機 13時，與一般電機電流波形等同地生成均勻的正弦波類型的電流波形。
控制單元14通過使用一個或多個CPU控制其他部件并執行用于 前述校正的操作。當控制單元14包括廉價(或低性能)CPU時，控制單元14能夠執行加法、減法和乘法，但是不能執行除法(亦即1/Vdc)。 所以為了解決上述問題，控制單元14在通過以下公式2泰勒展開的基
礎上執行操作。
公式2
<formula>formula see original document page 13</formula>
這里，Vdcn表示對于Vdc的參考值(恒定值)，而AVdc則表示 Vdc對于Vdcn變化值。通過上述公式2，控制單元14執行對于變化的 A Vdc的乘法和/或減法和/或加法。
其后，控制單元14根據第二方法執行校正過程。控制單元14定 義大于整流電壓Vdc的恒定值K，在預定范圍N之內用公式表示恒定 值K和讀取電壓Vdc之間的差Vd，并且校正對應于讀取電壓Vdc的 來自PWM生成單元的PWM信號的脈沖寬度Td。
公式3 Td'=TdXN
這里，Td'表示校正的脈沖寬度，Td表示當前的脈沖寬度，并且N
表不用公式表示的數目。
另外，恒定值K設置得大于讀取電壓Vdc的最大值Vm，并且從 0到2設置用公式表示的范圍，以便能夠在對應于讀取電壓的范圍N 之內校正對應于讀取電壓的當前脈沖寬度。
圖IO是顯示控制單元14所執行的第二方法中使用的恒定值K的 曲線圖。如圖IO所示，恒定值K被定義得大于讀取電壓Vdc的最大值Vm。
圖ll是顯示圖10的恒定值K和整流電壓Vdc之間的差的曲線圖。 如圖11所示，電壓差Vd具有正值，并且通過以下公式4執行操作， 以在0到2的范圍之內用公式表示電壓差Vd。
公式4
N = Vd/{Vd—w/2}
這里，Vd—w表示電壓差Vd的峰峰值，并且除以2，以便N能夠 在0到2的范圍之內存在。
類似于圖8，控制單元14根據第二方法校正PWM信號以具有脈 沖寬度Td，并且將校正的PWM信號供應給逆變器單元12，從而形成 圖9的電機電流波形。
圖12和13是顯示根據本發明的功率可變類型的電機驅動電路的 初始功率施加的曲線閣。這里，圖12顯示了5秒單位(右側)中的變 化，而圖13則顯示了 0.2ms單位(右側)中的變化。Iic指示向逆變器 單元12輸入的電流，Vout指示交流供電單元R、 S和T與二極管整流 電路11之間布置的EMI濾波器(未顯示)的輸出電壓，并且Idc指示 二極管整流電路11中生成的電流。
如圖12和13所示，^交流供電單元R、 S和T初始供電時，Vdc、 Iic、 Vout和Idc全都在大約0.2ms之內穩定。因此， 一般的初始充電 電路是不必要的(每個爭位顯示在圖12和13的右側)。
在初始功率施加之后，必須通過用戶的選擇或控制單元14的控 制，通過逆變器單元12向電機13施加用于驅動電機13的功率。由于 本發明的驅動電路IO僅包括小電容的電容器Cs，所以低頻的低速區可能無法正常速度控制，或者壓縮機電機13的驅動區中的操作性質可能 惡化。在這種狀態下，如果控制單元14使用驅動電路1的傳統壓縮機 加速操作方法，所述驅動電路1使用大電容的電容器，則向壓縮機電 機13供應的操作電流急劇增加而降低效率，并且其他構成元件的安全 性由于峰值電流的生成而下降。在使用過電流保護裝置的情況下，驅
動誤差可能發生。因此，驅動電路10的控制單元14以首柱傾角(stem angle)小于傳統壓縮機加速操作方法中使用的首柱傾角的方式增加了 操作頻率，從而防止急劇電流變化。
圖14到17是顯示根據本發明的功率可變類型的電機驅動電路中 的操作頻率的曲線圖。
在圖14和15中，電機M的操作頻率為30Hz，而在圖16和17 中，電機M的操作頻率則為90Hz。這里，水平軸刻度單位和垂直軸刻 度單位顯示在附圖右側。在每個曲線圖中，Icic指示向壓縮機電機M 輸入的電流，Vout指示交流供電單元R、 S和T與二極管整流電路11 之間布置的EMI濾波器(未顯示)的輸出電壓，并且Idc指示二極管 整流i乜路11中生成的電流。
參考圖14和15， Vdc、 Icic、 Vout和Idc以其中操作頻率為30Hz 的最小速度穩定，而沒有驅動中的急劇電壓和電流變化。
如圖16和17所示，Vdc、Icic、Vout和Idc以其中操作頻率為90Hz 的最大速度穩定。本發明的驅動電路IO顯示了與使用大電容的電容器 的傳統驅動電路1類似的效率。
圖18是圖示根據本發明的功率可變類型的電機驅動電路的控制 單元14的詳細結構圖。如圖18所示，控制單元14包括CPU 20，用 于從供電單元(未顯示)接收CPU功率(例如5V)，并且控制如上所 述的電壓讀取校正、電機驅動和操作頻率變化；隔離DC轉換器21，用于接收CPU功率并以預定大小輸出驅動功率；以及隔離放大器22， 其使其輸入端(II)和(12與13)分別連接到來自隔離DC轉換器21 的驅動功率和分壓電阻器單元Ra與Rb以接收整流電壓，并且使其輸 出端(01)禾t] (01與02)分別連接到CPU功率和CPU 20，以將整流 電壓放大預定倍數并將放大的電壓輸出到CPU 20。
詳細地，隔離DC轉換器21的輸入端I接收CPU功率并連接到第 二接地GND2，并且其輸出端O將DC轉換的CPU功率供應給隔離放 大器22并連接到第一接地GND1。另外，輸入端I和輸出端O分別包 括第二接地GND2和第一接地GND1之間的電容器C2和Cl，用于去
除噪聲。
隔離放大器22能夠在其輸入端II、 12和13與輸出端01、 01和 02處另外包括用于去除噪聲的構成元件(例如電容器)。
例如，當有必要從如驅動電路10中那樣的二極管整流電路11禾卩/ 或分壓電阻器單元Ra與Rb讀取電壓時，如果噪聲由于高電壓高電流 驅動電路10的影響而被輸入到CPU 20，則CPU 20被驅動電路10的 誤差錯誤地操作或破壞。這里，不能處理對于用戶的誤差通知消息。 因此，隔離放大器22被安裝以使二極管整流電路11和分壓電阻器單 元Ra與Rb在功率和接地方面從CPU 20隔離，并且隔離DC轉換器 21被安裝以提供驅動功率和接地的隔離，用于通過隔離放大器22在功 率和接地方面的隔離。
本發明穩定地驅動電機而沒有使用大電容的整流電容器。
此外，本發明通過以下穩定地驅動電機校正PWM信號以使用 具有許多波紋的電壓來驅動電機。
進而，本發明穩定地驅動電機而不使用涌流防止電路和放電電路，亦即整流電容器、電阻器和開關，并且減少了電機驅動電路的體積和 成本。
最后，本發明通過功率和接地的隔離來穩定地操作控制單元。
盡管已描述了本發明的優選實施例，但是可以理解的是，本發明 不應當限制到這些優選實施例，而是本領域技術人員能夠在如其后聲 明的那樣的本發明的精神和范圍之內進行各種改變和修改。
權利要求
1. 一種功率可變類型的電機驅動電路，包括交流供電單元；二極管整流電路，用于整流所述交流供電單元的功率；PWM生成單元，用于根據所述整流的電壓生成預定PWM信號；控制單元，用于讀取所述整流的電壓，并且根據所述整流的電壓校正來自所述PWM生成單元的所述PWM信號；以及逆變器單元，用于根據所述校正的PWM信號輸出所述整流的電壓。
2. 如權利要求1所述的驅動電路，其中，所述控制單元讀取所述整流電壓的部分。
3. 如權利要求1或2所述的驅動電路，進一步包括分壓電阻器單 兀，其并聯連接到所述二極管整流電路的輸出端，用于通過所述控制 單元的所述整流電壓的所述讀取操作，并且包括串聯連接的至少第一 和第二電阻器。
4. 如權利要求3所述的驅動電路，其中，所述控制單元讀取施加 到所述第二電阻器兩端的電壓，并且所述第一電阻器具有比所述第二 電阻器大幾十到幾千倍的電阻值，以便所述第二電阻器兩端的電壓能 夠等于或小于預定值。
5. 如權利要求1所述的驅動電路，其中，所述控制單元在預定時 間內讀取所述整流電壓，存儲最大值，并且通過以下公式校正對應于 所述讀取電壓的來自所述PWM生成單元的所述PWM信號的每個脈沖 寬度Td:校正的脈沖寬度(Td') =TdXVm/Vdc其中，Vm表示所述電壓的最大值，并且Vdc表示當前讀取電壓的大小。
6. 如權利要求5所述的驅動電路，其中，所述控制單元通過以下 公式運算所述公式的1/Vdc的值l/Vdc=l/VdcnX (1 _ △ Vdc/Vdcn)其中，Vdcn表示對于Vdc的參考值(恒定值)，并且AVdc表示 Vdc對于Vdcn的變化值。
7. 如權利要求l所述的驅動電路，其中，所述控制單元在預定范 圍N之內用公式表示預定恒定值K和所述讀取電壓Vdc之間的差Vd， 并且通過以下公式校正對應于所述讀取電壓Vdc的來自所述PWM生 成單元的所述PWM信號的每個脈沖寬度Td:校正的脈沖寬度(Td') =TdXN。
8. 如權利要求7所述的驅動電路，其中，所述恒定值K大于所述 讀取電壓Vdc。
9. 如權利要求7所述的驅動電路，其中，所述范圍N從0到2變動。
10. 如權利要求l、 2、 5和7中任何一項所述的驅動電路，其中， 所述控制單元通過濾波所述讀取電壓去除噪聲。
11. 如權利要求1所述的驅動電路，進一步包括小電容的電容器， 其并聯連接到所述逆變器單元的輸入端。
12. 如權利要求1、 2和11中任何一項所述的驅動電路，進一步 包括隔離放大單元，其位于所述二極管整流電路和所述控制單元之間， 用于功率和接地的隔離，其使其輸入端連接到第一驅動功率和第一接地，并且使其輸出端連接到第二驅動功率和第二接地，所述隔離放大單元通過所述輸入端接收所述二極管整流電路整流的電壓，并且通過 所述輸出端向所述控制單元供應被放大預定倍數的電壓。
13. 如權利要求12所述的驅動電路，進一步包括隔離DC轉換單元，其使其輸入端連接到作為第二驅動功率的所述控制單元的使用電 壓和所述第二接地，并且使其輸出端連接到所述第二驅動功率和所述第一接地，所述隔離DC轉換單元將所述使用電壓轉換成所述第二驅動 功率，并且將所述第二驅動功率供應給所述隔離放大單元的輸入端。
14. 一種功率可變類型的電機驅動方法，包括以下步驟 整流交流功率；根據所述整流的電壓生成預定PWM信號； 讀取所述整流的電壓；根據所述讀取的電壓校正所述PWM信號；以及 根據所述校正的PWM信號輸出所述整流的電壓。
15. 如權利要求14所述的驅動方法，其中，所述讀取步驟讀取所 述整流電壓的部分。
16. 如權利要求14所述的驅動方法，其中，所述校正步驟包括以下歩驟在預定時間內讀取所述整流電壓并存儲最大值；以及 通過以下公式校正對應于所述讀取電壓的所述PWM信號的每個 脈沖寬度Td:校正的脈沖寬度(Td') =TdXVm/Vdc其中，Vm表示所述電壓的最大值，并且Vdc表示當前讀取電壓 的大小。
17. 如權利要求16所述的驅動方法，其中，所述校正步驟進一步 包括用于通過以下公式運算所述公式的1/Vdc的值的步驟-<formula>formula see original document page 5</formula>其中，Vdcn表示對于Vdc的參考值(恒定值)，并且AVdc表示 Vdc對于Vdcn的變化值。
18. 如權利要求14所述的驅動方法，其中，所述校正步驟包括以 下步驟在預定范圍N之內用公式表示預定恒定值K和所述讀取電壓Vdc 之間的差Vd;以及通過以下公式校正對應于所述讀取電壓Vdc的所述PWM信號的 每個脈沖寬度Td:校正的脈沖寬度(Td') =TdXN。
19. 如權利要求14到18中任何一項所述的驅動方法，其中，所 述讀取步驟包括用于通過濾波所述讀取電壓去除噪聲的步驟。
全文摘要
本發明公開了這樣的功率可變類型的電機驅動電路和驅動方法，其能夠通過以下穩定地驅動電機去除造成涌流的整流電容器，并且通過具有波紋的電壓校正PWM信號。所述功率可變類型的電機驅動電路包括交流供電單元；二極管整流電路，用于整流所述交流供電單元的功率；PWM生成單元，用于根據所述整流的電壓生成預定PWM信號；控制單元，用于讀取所述整流的電壓，并且根據所述整流的電壓校正來自所述PWM生成單元的所述PWM信號；以及逆變器單元，用于根據所述校正的PWM信號輸出所述整流的電壓。
文檔編號H02P27/04GK101432962SQ200580023361
公開日2009年5月13日 申請日期2005年7月8日 優先權日2004年7月10日
發明者丘必寧, 洪映昊, 黃鎮成 申請人:Lg電子株式會社