專利名稱：電動機控制裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種電動機的控制裝置，特別是涉及即便發(fā)生了在多相電動機的一相內沒有電流流過的狀態(tài)下，也能夠繼續(xù)運轉，例如用于電動動力轉向裝置的、優(yōu)選的電動機的控制裝置。
背景技術：
作為已有裝置的一個例子，例如有特開2002-27779號公報(稱為專利文獻1)所公開的例子。在該專利文獻1中所記載的是這樣一種結構，如其圖1所示，在多相馬達的中性點和轉換開關的負極母線之間具有第2電源，即便在因馬達或轉換開關的1相發(fā)生斷線而出現異常時，也能夠輸出馬達轉矩，從而能夠減小轉矩脈動。
作為另一個已有例子，如特開平10-181617號公報(稱為專利文獻2)所示，在多相馬達的中性點和轉換開關的負極母線之間不具有第2電源，即便在因馬達或轉換開關的1相發(fā)生斷線而出現異常時，也能夠將驅動電流的大小減小到比正常時小來對應，從而輸出比正常時小的馬達轉矩。
作為再一個已有例子，如特開2003-26020號公報(稱為專利文獻3)所示，在多相馬達的中性點和轉換開關的負極母線之間不具有第2電源，即便在因馬達或轉換開關的1相發(fā)生斷線而出現異常時，也能夠通過繼續(xù)執(zhí)行普通的控制方法，從而輸出馬達轉矩。作為普通的控制方法，dp控制是最常用的。
專利文獻1特開2002-27779號公報專利文獻2特開平10-181617號公報專利文獻3特開2003-26020號公報
發(fā)明內容
但是，在所述專利文獻1那樣的裝置中，除了用于向電動機供電的普通的電源之外，還需要在電動機的中性點和轉換開關的負極母線之間設置第二電源，因而存在費用高的問題。
另外，在位于多相馬達的中性點和轉換開關的負極母線之間不具有第二電源的裝置中，因在3相交流馬達或轉換開關的1相發(fā)生斷線而出現異常時，會存在以下問題。
即，在這種異常的情況下，存在以下問題無論執(zhí)行哪種控制，其馬達轉矩都存在必變?yōu)榱愕鸟R達旋轉角度，轉矩脈動變大，于是，在馬達轉矩變?yōu)榱愕男D角附近，當馬達旋轉角速度變?yōu)榱銖亩妱訖C停止旋轉，則只要不從外部施加力使其旋轉，就不產生馬達轉矩。因此，難于接近正常時的馬達操作在所述專利文獻2的裝置中，以3相以上的無刷馬達為對象，當因馬達或轉換開關的1相發(fā)生斷線而出現異常時，在4相以上的情況下，僅僅是馬達轉矩的振動變大，但在3相的情況下，如上所述，由于存在不可能產生馬達轉矩的馬達旋轉角，因此，該裝置并不適合于3相無刷馬達。另外，雖然針對異常減小驅動電流來對應，但控制方式并不改變。
另外，如專利文獻3所述，因3相交流馬達或轉換開關的1相發(fā)生斷線而出現異常時，若使用普通的控制方式，則正常的2相電壓如后述本申請圖6(a)所示，成為相位象普通時一樣被移相120度的波形。為了得到原本必要的正常2相端子間電壓，就必須要施加額外的電壓，從而不能有效使用電源電壓。
另外，根據電源電壓的大小而得到的上限值很容易被達到，因此很容易發(fā)生不能得到必要的端子間電壓的現象。
進而，在發(fā)生該異常時，若執(zhí)行普通的dq控制，由于變?yōu)楹笫龅谋旧暾垐D7(b)所示的馬達轉矩形狀，因此，沒有改善上述段落編號 中所述的問題，馬達轉矩變大，發(fā)生了持續(xù)不產生馬達轉矩的期間的現象，因而難于接近正常時的馬達操作。為此，在具有這種控制方式的電動動力轉向裝置中，存在駕駛者不舒服感大的問題。
本發(fā)明是鑒于上述已有裝置的缺點而作出的，其目的在于提供一種電動機的控制裝置，即，即便在電動機或轉換開關的1相內由于斷線等而發(fā)生了電流不流動的異常的情況下，也能使適于該異常的電流在電動機內流動，從而繼續(xù)輸出馬達轉矩的電動機的控制裝置。
另外，本發(fā)明的目的在于提供一種電動機的控制裝置，即，即便在電動機或轉換開關的1相內由于斷線等而發(fā)生了電流不流動的異常的情況下，也能有效地產生必要的正常2相端子間電壓的電動機的控制裝置。
另外，本發(fā)明的目的在于提供一種電動機的控制裝置，即，即便在電動機或轉換開關的1相內由于斷線等而發(fā)生了電流不流動的異常的情況下，也能夠指定各相的目標電流的形狀，指定電動機輸出的馬達轉矩的形狀的電動機的控制裝置。
另外，本發(fā)明的目的在于提供一種電動機的控制裝置，即，即便在電動機或轉換開關的1相內由于斷線等而發(fā)生了電流不流動的異常的情況下，也能夠將電動機產生的轉矩的轉矩脈動減小，抑制在電動機內不產生馬達轉矩的期間持續(xù)的現象。
另外，本發(fā)明的目的還在于提供一種電動機的控制裝置，即作為用于電動動力轉向裝置的驅動用的3相無刷馬達的控制裝置優(yōu)選的電動機的控制裝置。
(1)本發(fā)明的電動機控制裝置具有馬達旋轉角度檢測單元，用于計算電動機的旋轉角；電流檢測電路，用于計算流過所述電動機的各相的電流；電流控制單元，根據與電動機發(fā)生的轉矩的目標值相當的目標q軸電流、來自所述電流檢測電路和馬達旋轉角度檢測單元的各相的檢測電流、以及馬達旋轉角度，來決定多相電壓指令；開關元件驅動電路，對來自該電流控制單元的多相電壓指令執(zhí)行PWM調制，并對轉換開關指示開關操作；以及，轉換開關，接受來自該開關元件驅動電路的開關操作信號，對所述電動機的各相施加電壓，從而使電流流過，其特征在于，
所述電流控制單元具有正常時使用的正常時電流控制單元；異常時使用的異常時電流控制單元；檢測電動機或轉換開關的異常狀態(tài)的異常判定單元；以及根據來自所述異常判定單元的指令來選擇所述正常時電流控制單元或異常時電流控制單元之一的切換單元，在所述電動機或轉換開關的1相內發(fā)生了異常的情況下，利用所述切換單元來選擇異常時電流控制單元，并將該異常時電流控制單元產生的異常時多相電壓指令設定為對于所述開關元件驅動電路的多相電壓指令。
(2)本發(fā)明的電動機控制裝置，在所述(1)的電動機控制裝置中，所述異常時電流控制單元為了滿足發(fā)生了異常的相以外的正常各相的電壓指令之和為零的平衡條件，而產生各相的電壓指令，并將它們作為異常時多相電壓指令進行輸出。
(3)本發(fā)明的電動機控制裝置，在所述(1)的電動機控制裝置中，所述異常時電流控制單元具有目標相電流整流單元，為滿足發(fā)生了異常的相以外的正常各相的目標電流之和為零的平衡條件，根據與馬達轉矩的目標值相當的目標q軸電流和馬達旋轉角度，計算各相的目標電流，并輸出為多相目標電流；以及，控制器，根據正常各相的目標電流和來自所述電流檢測電路的各相檢測電流，產生所述異常時多相電壓指令；利用所述目標相電流整流單元，獨立指定各相的目標電流，從而獨立控制電動機各相電流。
(4)本發(fā)明的電動機控制裝置，在所述(1)的電動機控制裝置中，所述異常時電流控制單元具有目標相電流整流單元，為滿足發(fā)生了異常的相之外的正常的各相目標電流之和為零的平衡條件，根據與馬達轉矩的目標值相當的目標q軸電流以及馬達旋轉角度，來計算各相的目標電流，并輸出為多相目標電流；二相變換單元，根據馬達旋轉角度對所述多相目標電流執(zhí)行二相變換，從而產生整流d軸目標電流和整流q軸目標電流；以及dq控制單元，根據來自所述二相變換單元的整流d軸目標電流以及整流q軸目標電流、來自所述電流檢測電路的各相檢測電流、以及馬達旋轉角度來執(zhí)行dq控制，從而產生多相電壓指令，其中，利用所述目標相電流整流單元，獨立指令各相的目標電流，利用所述dq控制單元，執(zhí)行將所述整流d軸目標電流、整流q軸目標電流設為d軸電流、q軸電流的目標信號的dq控制。
(5)本發(fā)明的電動機控制裝置，在所述(1)的電動機控制裝置中，所述異常時電流控制單元具有dq控制單元，根據來自與馬達轉矩的目標值相當的目標q軸電流、來自電流檢測電路的各相檢測電流、以及馬達旋轉角度來執(zhí)行dq控制，從而產生各相電壓指令；目標相電流整流單元，為滿足發(fā)生了異常的相以外的正常的各相目標電流之和為零的平衡條件，根據與馬達轉矩的目標值相當的目標q軸電流和馬達旋轉角度，來計算各相的目標電流，并作為多相目標電流進行輸出；以及電壓整流單元，它具有二相變換單元，根據馬達旋轉角度對多相目標電流執(zhí)行二相變換，產生整流d軸目標電流和整流q軸目標電流；以及，從所述整流d軸目標電流和整流q軸目標電流中減去目標d軸電流和目標q軸電流，并根據該減法值來產生d軸電壓指令和q軸電壓指令，然后根據該d軸電壓指令、q軸電壓指令、馬達旋轉角度，來產生各相電壓整流信號的單元；對所述dq控制單元的各相電壓指令和所述電壓整流單元的各相電壓整流信號進行相加，輸出多相電壓指令。
根據本發(fā)明的電動機控制裝置，即便在電動機或轉換開關的1相內由于斷線等而產生了沒有電流流過這樣異常情況下，也能夠使適應該異常的電流流過電動機，從而繼續(xù)輸出馬達轉矩。
另外，根據本發(fā)明的電動機控制裝置，即便在電動機或轉換開關的1相內由于斷線等而產生了沒有電流流過這樣異常情況下，也能夠更有效地產生必要的正常2相端子間電壓。
另外，根據本發(fā)明的電動機控制裝置，即便在電動機或轉換開關的1相內由于斷線等而產生了沒有電流流過的異常情況下，也能夠指定各相的目標電流的形狀，指定由電動機輸出的馬達轉矩的形狀。
另外，根據本發(fā)明的電動機控制裝置，即便在電動機或轉換開關的1相內由于斷線等而產生了沒有電流流過的異常情況下，也能夠將電動機產生的轉矩的轉矩脈動變小，抑制電動機內不產生馬達轉矩的期間持續(xù)的現象。
另外，根據本發(fā)明的電動機控制裝置，能夠得到一種作為適用于驅動電動動力轉向裝置所用的3相無刷馬達的控制裝置優(yōu)選的電動機的控制裝置
圖1是表示根據本發(fā)明實施方式1的電動機控制裝置的整體結構的概略框圖。
圖2是表示本發(fā)明實施方式1的電流控制單元的結構框圖。
圖3是表示本發(fā)明實施方式1的異常時電流控制單元的控制框線圖。
圖4是表示本發(fā)明實施方式1的目標相電流整流單元的結構的一個例子框圖。
圖5是表示本發(fā)明實施方式1的單位目標相電流和馬達轉矩波形的一個例圖。
圖6是已有的dq控制和本發(fā)明實施方式1的控制方式的相電壓比較圖。
圖7是使用了正弦波驅動的普通的dq控制中的、1線斷線異常時的相電流和馬達轉矩的波形圖。
圖8是表示本發(fā)明實施方式1的單位目標相電流的形狀的一個例圖。
圖9是表示根據本發(fā)明實施方式2的異常時電流單元的控制框線圖。
圖10是表示根據本發(fā)明實施方式3的單位目標相電流和馬達轉矩波形的一個例圖。
圖11是表示根據本發(fā)明實施方式4的單位目標相電流和馬達轉矩波形的一個例圖。
圖12是表示根據本發(fā)明實施方式5的單位目標相電流和馬達轉矩波形的一個例圖。
圖13是表示根據本發(fā)明實施方式6的異常時電流控制單元的控制框線圖。
圖14是表示根據本發(fā)明實施方式7的異常時電流控制單元的控制框線圖。
圖15是根據本發(fā)明實施方式8的電動動力轉向裝置的概略結構圖。
圖16是表示本發(fā)明實施方式8的控制單元的結構框圖。
圖17是表示本發(fā)明所使用的正常時電流控制單元的一個例子的控制框線圖。
圖18是用于說明發(fā)生由于馬達旋轉角度的檢測誤差所引起的反向轉矩的說明圖。
圖19是表示根據本發(fā)明實施方式9的、表示單位目標相電流和馬達旋轉角度(檢測值)關系的波形的一個例圖。
圖20是表示根據本發(fā)明實施方式10的異常時電流控制單元的控制框線圖。
圖21是表示根據本發(fā)明實施方式11的異常時電流控制單元的控制框線圖。
具體實施例方式
實施方式1根據附圖來說明本發(fā)明的實施方式1在以下說明中，以應用于3相無刷馬達的情況為例來說明本發(fā)明，但是，本發(fā)明也可應用于由多相交流來旋轉驅動的電動機。
圖1是表示根據本發(fā)明實施方式1的電動機控制裝置的全部結構的概略框圖。
在圖1中，10是電動機控制裝置，使用該電動機控制裝置來控制具有U、V、W相3相繞組的無刷馬達(以下稱為馬達)5。
電動機控制裝置10接受來自用于檢測馬達5的旋轉角的馬達角度傳感器6的信號，利用馬達旋轉角度檢測電路21來計算馬達的旋轉角。另外，利用電流檢測電路22計算流過馬達各相的電流。
電流控制單元23如后所述，根據與馬達轉矩的目標值相當的馬達驅動電流指令(以下稱為目標q軸電流)、馬達各相的檢測電流、馬達旋轉角度，來決定3相電壓指令。FET驅動電路24對該3相電壓指令執(zhí)行PWM調制，并向轉換開關25指示執(zhí)行FET驅動。轉換開關25接收FET驅動信號，實現斬波(チヨツパ)控制，根據由電源提供的電力使電流流過馬達的各相。由于流過各相的電流而產生了馬達轉矩。
接下來，使用圖2來說明所述電流控制單元23。
電流控制單元23如圖2所示，具有執(zhí)行正常時使用的普通控制方式的正常時電流控制單元31、異常時使用的異常時電流控制單元30、異常判定單元32、以及切換單元33，可對這兩個控制單元執(zhí)行切換。
異常判定單元32根據由所述電流檢測電路22提供的3相檢測電流，在任何一個檢測電流其停留在零的時間長度到達事先預定值時，判定為該相是沒有電流流過的異常狀態(tài)，之后，為了通知異常的有無以及異常的相，將異常判定信號提供給異常時電流控制單元30以及切換單元33。
異常時電流控制單元30接受來自異常判定單元32的異常判定信號，在正常時停止功能，在異常相為U、V、W的某一相的情況下，執(zhí)行與該異常相對應的控制。在異常相有2相以上的情況下，停止功能，且不執(zhí)行輸出。
切換單元33接受來自異常判定單元32的異常判定信號，在檢測出正常時的信號的情況下，輸出從正常時電流控制單元31接受的3相正常時電壓指令作為3相電壓指令，在檢測出異常時的信號的情況下，輸出從異常時電流控制單元30接受的3相異常時電壓指令作為3相電壓指令。
正常時電流控制單元31例如如圖17的框線圖31a那樣被構成，在正常時執(zhí)行普通的dq控制，實現產生平滑的馬達轉矩。
以下，就圖17所示的正常時電流控制單元31a的dq控制進行說明。二相變換單元136根據馬達旋轉角度，對由電流檢測電路得到的U、V、W相的檢測電流執(zhí)行二相變換，之后輸出q軸電流Iq和d軸電流Id。減法器133和減法器134分別從目標q軸電流Iqr和目標d軸電流Idr中減去q軸電流Iq和d軸電流Id，提供給q軸控制器132以及d軸控制器131。
之后，由PI控制等構成的q軸控制器132和d軸控制器131分別將q軸電壓指令和d軸電壓指令提供給三相變換單元135。
三相變換單元135根據馬達旋轉角度，對q軸電壓指令和d軸電壓指令執(zhí)行三相變換，產生U、V、W相電壓指令。按照這種方法，dq控制以將與馬達轉矩的目標值相當的目標q軸電流和目標d軸電流實現為實際電流的方式進行控制。
接下來，就在馬達和轉換開關的1相內產生了異常的情況，例如是馬達的U相或轉換開關的U相產生了斷線等異常，從而發(fā)生沒有電流流過U相的狀態(tài)的情況進行說明。
在產生了這種異常的情況下，在圖2中，異常判定單元32將“U相是異常的”這一異常判定信號提供給異常時電流控制單元30以及切換單元33。
由此，異常時電流控制單元30開始工作，3相異常時電壓指令經由切換單元33作為3相電壓指令提供給FET驅動電路24。異常時電流控制單元30為了執(zhí)行考慮到已經出現了異常的相的電流控制，而執(zhí)行圖3所示的控制方式。
以下，使用圖3、圖4來說明異常時電流控制單元30的控制動作。
圖3是U相異常的情況下，異常時電流控制單元30a的控制框線圖。以下將該控制方式稱為“開放相假定三相獨立控制”。
基于圖3所示的異常時電流控制單元30a的控制方式是根據馬達旋轉角度和馬達旋轉角速度，將與馬達轉矩的目標值相當的目標q軸電流轉換為流過正常的各相的目標相電流。此時，考慮U相內沒有電流流過，U相目標電流設為0，另外，計算V相目標電流Iv*和W相目標電流Iw*，以使得滿足V相和W相彼此符號相反而其絕對值相等(Iw*＝-Iv*)的關系(即，滿足發(fā)生了異常的相之外的正常的各相的目標電流和為零的平衡條件)。
在圖3中，目標相電流整流單元50(將在后文詳細說明)根據目標q軸電流、馬達旋轉角度、以及由微分單元51對馬達旋轉角度執(zhí)行近似微分而得到的馬達旋轉角速度，來產生V相目標電流，并其提供給符號反轉器52。符號反轉器52對V相目標電流乘以-1，從而計算出W相目標電流。減法器44、45、46分別從U、V、W相目標電流中減去在電流檢測電路22中得到的U、V、W相檢測電流，并提供給由PI控制等構成的U、V、W相控制器41、42、43。之后，各相分別具有的U、V、W相控制器41、42、43分別將U、V、W相電壓指令提供給FET驅動電路24，并分別獨立控制各相，實現在目標相電流整流單元50中得到的目標電流。
目標相電流整流單元50例如是圖4所示的結構。
單位目標相電流發(fā)生單元71根據目標q軸電流、馬達旋轉角度、以及由微分單元51對馬達旋轉角度執(zhí)行近似微分而得到的馬達旋轉角速度，來決定單位目標相電流(以下也稱為可變增益)。乘法單元72將目標q軸電流與單位目標相電流相乘，計算出V相目標電流。該單位目標相電流意味著目標q軸電流的大小為1時的V相目標電流。
在單位目標相電流發(fā)生單元71中，目標q軸電流、馬達旋轉角度、以及對應于馬達旋轉角速度的單位目標相電流的之間關系是例如圖5所示的關系。將圖5所示的單位目標相電流的生成方式稱為轉矩方向對應驅動方式。
這種方式根據與例如轉矩的目標值相當的目標q軸電流的方向，來切換馬達旋轉角度與單位目標相電流的關系，在目標q軸電流為正時，使用圖5(a)的關系，在目標q軸電流為負時，使用圖5(b)的關系，來計算出單位目標相電流。橫軸的馬達旋轉角度是馬達的電角度的標度(スク一ル)。
若為實現這種目標相電流而執(zhí)行電流控制，則馬達轉矩根據目標q軸電流的方向而變?yōu)閳D5(c)、(d)的形狀。作為3相電流的普通形狀是正弦波或矩形波，但圖5(a)(b)所示的形狀與這些形狀是完全不同的。
進而，在計算該單位目標相電流中，盡管沒有使用馬達旋轉角速度，但是在后述的實施方式4中，將對使用了馬達旋轉角速度的例子進行說明。
另外，圖5所示的單位目標相電流根據目標q軸電流的方向來切換單位目標相電流，但是，也可以使用馬達轉矩檢測信號來代替目標q軸電流。
這里，對計算馬達轉矩檢測信號的單元進行說明。通過利用圖中未圖示的2相變換單元對在電流檢測電路22中得到的U、V、W相的檢測電流執(zhí)行2相變換，計算d軸電流、q軸電流，之后，對q軸電流乘以轉矩常數而得到。
能夠用馬達檢測信號來代替目標q軸電流的理由是因為由于目標q軸電流與馬達轉矩的目標值相當，因此，檢測馬達轉矩所得到的馬達轉矩檢測信號與目標q軸電流存在相關關系。
圖3圖示了U相發(fā)生異常的情況下，開放相假定三相獨立控制的控制框線圖，但是，在V、W相發(fā)生了異常的情況下，也可以將同樣的開放相假定三相獨立控制安裝到異常時電流控制單元30a內，從而根據產生了異常的相來執(zhí)行切換。
這樣在馬達或轉換開關的1相內發(fā)生了異常的情況下，通過代替正常時電流控制單元利用異常時電流控制單元來繼續(xù)電流控制，從而能夠繼續(xù)從馬達輸出馬達轉矩。
另外，根據本發(fā)明的實施方式1的控制裝置，具有以下效果。
我們考慮，在U相斷線異常時，電流以V相和W相的各電流彼此是符號相反且其絕對值相等的關系(Iv＝-Iw)流過，由于以滿足V相和W相彼此是符號相反且其絕對值相等的關系的方式生成V相、W相目標電流，因此，V相、W相的目標電流與檢測電流的差也存在同樣的關系。由于V相控制器和W相控制器通常使用同一個控制器，因此，作為其輸出的V相電壓指令和W相電壓指令也能夠以相同的關系進行輸出。因此，能夠以必要的最低限的電壓提供V相、W相間的電位差，且是有效的。
與此相反，若使用已有的dq控制，則由于不滿足在V相電壓指令和W相電壓指令中彼此符號相反而其絕對值相等的關系，因而有必要在提供V相、W相間的電位差時，向V相端子、W相端子施加額外的電壓。
例如，在以往的dq控制中，為了得到1V的VW端子間電壓，會有將V相電壓設為2V而將W相電壓設為1V的狀況，但是，在本發(fā)明的開放相假定三相獨立控制中，將V相電壓設為0.5V，將W相電壓設為-0.5V。
在圖6中，就已有的dq控制以及本發(fā)明實施方式1的開放相假定三相獨立控制而言，比較利用正弦波驅動產生相同大小的VW端子間電壓時所必需的V、W的電壓。
圖6(a)所示的已有的dq控制的最大電壓，比圖6(b)所示的開放相假定三相獨立控制的最大電壓大15％。這樣，由于dq控制的電壓比開放相假定三相獨立控制的電壓大得多，因此，容易到達由于電源電壓的大小所引起的上限值，從而容易產生得不到必要的端子間電壓的現象。
另一方面，本發(fā)明的開放相假定三相獨立控制由于不額外產生電壓，因此，與dq控制相比，其電壓很難到達由于電源電壓的大小所產生的上限值，因而能更有效地產生必要的端子間電壓。
另外，在發(fā)明要解決的問題一欄中已經說明過，1線斷線異常時，如圖7所示，無論執(zhí)行哪種控制，都存在馬達轉矩必為零的馬達旋轉角度，因此，轉矩脈動增大，于是存在在馬達轉矩變?yōu)榱愕脑撔D角附近，若馬達旋轉角速度變?yōu)榱?，電動機的旋轉停止，則只要不從外部施加力使其旋轉，就不產生馬達轉矩的問題。因此，難于接近正常時的馬達操作。
即，若使用以往的dq控制，則沒有明確指示各相的目標電流形狀的單元。
與此相反，若使用本發(fā)明實施方式1的開放相假定三相獨立控制，則由于通過利用目標相電流整流單元50來設法調整單位目標相電流的形狀，從而能夠指定各相的目標電流的形狀、馬達轉矩的形狀，因此，能夠解決所述馬達轉矩陷入零的問題等，從而能接近正常時的馬達操作。
即，在單位目標相電流發(fā)生單元71中，通過使用圖5所示的轉矩方向對應驅動方式來生成單位目標相電流，在即將到達馬達轉矩變?yōu)榱愕鸟R達旋轉角度之前，將馬達的旋轉加速度增大，可使其以馬達轉矩變?yōu)榱愕鸟R達旋轉角度不停地旋轉，因此，能夠防止上述的不產生馬達轉矩的期間持續(xù)的現象。圖8中，為了容易區(qū)分電流形狀，而僅僅顯示了V相目標電流。
以下，將更詳細地進行說明。
當我們考慮馬達轉矩能夠對馬達的旋轉提供加速度時，在馬達轉矩是正方向，而馬達旋轉角速度也是正方向的情況下，在圖5(c)中，馬達旋轉角度向右前進，在即將到達馬達轉矩變?yōu)榱愕鸟R達旋轉角度之前，馬達轉矩的大小變大，旋轉被向著正方向加速。
另一方面，在馬達轉矩是正方向，而馬達旋轉角速度是負方向的情況下，即，在馬達轉矩使馬達旋轉減速的方向的情況下，在圖5(c)中，馬達旋轉角度向左前進，在即將到達馬達轉矩變?yōu)榱愕鸟R達旋轉角度之前，馬達轉矩的大小變小，使旋轉朝著負方向加速。在馬達轉矩是負方向，而馬達旋轉角速度也是負方向的情況下，在圖5(d)中，馬達旋轉角度向左前進，在即將到達馬達轉矩變?yōu)榱愕鸟R達旋轉角度之前，馬達轉矩的大小變大，使旋轉朝著負方向加速。另一方面，在馬達轉矩是負方向，而馬達旋轉角速度是正方向的情況下，即，在馬達轉矩使馬達旋轉減速的方向的情況下，在圖5(d)中，馬達旋轉角度向右前進，在即將到達馬達轉矩變?yōu)榱愕鸟R達旋轉角度之前，馬達轉矩的大小變小，使旋轉朝著正方向加速。
這樣一來，由于能夠以馬達轉矩變?yōu)榱愕鸟R達旋轉角度不停地進行旋轉，因此，能夠防止上述不發(fā)生馬達轉矩的期間持續(xù)的現象。
進而，在圖3的開放相假定三相獨立控制中，在產生了異常的U相內也設置了控制器，但由于因U相內沒有電流流過而沒有必要執(zhí)行控制，因此，即便沒有U相控制器或U相目標電流，開放相假定三相獨立控制也能夠得到同樣的效果。
另外，在圖3的開放相假定三相獨立控制的異常時電流控制單元30a中，目標相電流整流單元50計算出V相目標電流，但也可以由目標相電流整流單元50a計算W相目標電流來代替V相目標電流，然后，通過對W相目標電流乘以-1，產生V相目標電流。在U相斷線時，V相和W相是彼此符號相反而其絕對值相等(Iw＝-Iv)的關系，以任何一個為基準都沒有問題，能夠計算出與圖3的開放相假定三相獨立控制的異常時電流控制單元30a相等的V相、W相電壓指令，從而可以進行等效控制，在U相異常時，能夠得到與圖3的開放相假定三相獨立控制相同的效果。
另外，目標相電流整流單元50在計算出V相目標電流時，也可以如該實施方式1所示，使用馬達旋轉角速度。
進而，在該實施方式1中，主要描述了3相馬達的情況，但是即便對于4相以上的馬達，也可以通過為各相獨立指定目標相電流，獨立設置控制器，同樣可以適用本發(fā)明。在4相馬達的情況下，在1相內產生異常時，由于雖然不存在馬達轉矩變?yōu)榱愕鸟R達旋轉角度，但因為轉矩脈動變大，所以通過利用目標相電流整流單元來指定相電流的形狀，能夠與3相馬達的情況一樣，使轉矩脈動減小。
實施方式2圖9是表示了根據本發(fā)明實施方式2的異常時電流控制單元30d的控制框線圖。
在實施方式1的圖3的開放相假定三相獨立控制的異常時電流控制單元30a中，使用了U相、V相、W相控制器41、42、43，但是如圖9所示，也可以沒有U相、W相控制器。
一般來說，由于無刷馬達是三相繞組無偏結構的，因此，在U相斷線時，V相和W相存在彼此符號相反但其絕對值相等(Iw＝-Iv)的關系。即便V相、W相控制器是同一個，也不會有問題。因此，控制器也可以僅為1個。
在圖9的結構中，計算利用乘法器52a對從V相控制器42輸出的V相電壓指令乘以-1所得到的結果作為W相電壓指令。U相電壓指令輸出為零。這樣，能夠計算出與圖3的開放相假定三相獨立控制的異常時電流控制單元30a相等的U相、V相、W相電壓指令。
若是圖9的結構，則可以執(zhí)行與實施方式1的開放相假定三相獨立控制等效的控制。在U相異常時，能夠得到與圖3的開放相假定三相獨立控制相同的效果。
實施方式3圖10是表示根據本發(fā)明實施方式3的單位目標相電流和馬達轉矩波形的一個例子。
在實施方式1的單位目標相電流發(fā)生單元71中，也可以對單位目標相電流相對于馬達旋轉角度的關系應用圖5所示的關系，使用轉矩方向對應于驅動方式，但也可以例如使用圖10所示的關系。將圖10所示的單位目標相電流的生成方式稱為反正弦波驅動方式。
這種方式如圖10(a)所示，計算與馬達旋轉角度有關的余弦的反函數(日語逆數)作為單位目標相電流。但是，為了不使單位目標相電流無限變大，設置上限值使其飽和。橫軸的馬達旋轉角度是馬達的電氣角的標度。
若為了實現這種目標相電流而執(zhí)行電流控制，則馬達轉矩變?yōu)閳D10(b)所示的梯形形狀。
在這種方式中生成的單位目標相電流僅僅依賴于馬達旋轉角度，但是，與通常所使用的正弦波或矩形波不同，它具有1個周期的波形有3次上下變動等特征。正弦波或矩形波在1個周期內上下變動1次。
圖10(b)的馬達轉矩波形和及使用了圖7(b)所示的正弦波驅動的普通dq控制時的馬達轉矩波形，其平均大小設為相等，若比較該圖中轉矩的變動寬度，可知圖10(b)小了近50％。
這樣，在單位目標相電流發(fā)生單元71中，通過使用圖10所示的反正弦波驅動方式來生成單位目標相電流，能夠將馬達轉矩形狀設定為圖10(b)所示的梯形形狀。與使用了圖7(b)所述的正弦波驅動的普通dq控制時的馬達轉矩相比，能夠減小轉矩脈動的振幅。
實施方式4圖11是表示根據本發(fā)明實施方式4的單位目標相電流和馬達轉矩波形的一個例圖。
在實施方式1的單位目標相電流發(fā)生單元71中，馬達旋轉角度和單位目標相電流的關系應用圖5所示的關系，使用轉矩方向對應驅動方式，但是也可以使用例如是圖11所示的關系。將圖11所示的單位目標相電流的生成方式稱為旋轉方向對應驅動方式。
根據該實施方式4的方式，利用馬達旋轉方向來切換馬達旋轉角度和單位目標相電流的關系。在馬達旋轉角速度為正時使用圖11(a)的關系，在馬達旋轉角速度為負時使用圖11(b)的關系，計算單位目標相電流。橫軸的馬達旋轉角度是馬達的電氣角的標度。
若為了實現這樣的目標相電流而執(zhí)行電流控制，則馬達轉矩根據馬達旋轉方向而變?yōu)槿鐖D11(c)、(d)那樣的形狀。
如在實施方式1中所述那樣，在馬達或轉換開關的1相內發(fā)生了異常的情況下，如圖7所示，由于無論使用哪種控制手段，在某個特定的馬達旋轉角度下馬達轉矩必變?yōu)榱悖虼耍粼隈R達轉矩變?yōu)榱愕脑撔D角度附近，馬達旋轉角速度變?yōu)榱悖R達的旋轉停止，則會出現只要不從外部施力使其旋轉，就不產生馬達轉矩的問題。
這種情況下，在單位目標相電流發(fā)生單元71中，在通過使用圖11所示的旋轉方向對應驅動方式來生成單位目標相電流，而使馬達轉矩和馬達旋轉角速度的方向一致的情況下，在即將到達馬達轉矩變?yōu)榱愕鸟R達旋轉角度之前馬達轉矩的大小變大，能夠加速馬達的旋轉，因此能夠防止上述不發(fā)生馬達轉矩的期間持續(xù)的現象。
實施方式5圖12是表示根據本發(fā)明實施方式5的單位目標相電流和馬達轉矩波形的一個例圖。將該圖12所示的單位目標相電流的生成方式稱為加速度旋轉方向對應驅動方式。
在該實施方式5中，在生成單位目標相電流時，除了使用馬達旋轉角度和馬達旋轉角速度外，還使用了馬達旋轉角加速度。馬達旋轉角加速度能夠通過利用同樣的微分單元對利用微分單元51得到的馬達旋轉角速度進一步執(zhí)行近似微分而得到。
這種方式與圖11所示的旋轉方向對應驅動方式相同，根據馬達旋轉方向來切換馬達旋轉角度和單位目標相電流的關系。進而，根據馬達旋轉角加速度來改變單位目標相電流的大小。在馬達旋轉角速度為正時使用圖12(a)的關系，在馬達旋轉角速度為負時使用圖12(b)的關系，來計算單位目標相電流。如圖12(a)所示，在馬達旋轉角速度為正時，當馬達旋轉角加速度小時，將單位目標相電流的大小增大，如圖12(b)所示，在馬達旋轉角速度為負時，當馬達旋轉角加速度大時，將單位目標相電流的大小增大。橫軸的馬達旋轉角度是馬達的電氣角的標度。若為了實現這種目標相電流而執(zhí)行電流控制，則馬達轉矩根據馬達旋轉方向和馬達旋轉角加速度而變?yōu)槿鐖D12(c)、(d)那樣的形狀。
對于本實施方式5而言，也與實施方式4相同，在單位目標相電流發(fā)生單元71內，通過使用圖12所示的加速度旋轉方向對應驅動方式來生成單位目標相電流，從而在馬達轉矩和馬達旋轉角速度的方向一致的情況下，在即將到達馬達轉矩變?yōu)榱愕鸟R達旋轉角度之前，將馬達轉矩的大小增大，能夠加速馬達的旋轉，進而在加速度的大小為小時，將馬達轉矩的大小變大，進而能夠進一步加速馬達的旋轉。因此，能夠防止不產生馬達轉矩的期間持續(xù)的現象。
實施方式6圖13是根據本發(fā)明實施方式6的異常時電流控制單元30b的控制框線圖。
在實施方式1中，使用圖3的開放相假定三相單獨控制作為異常時電流控制單元，但由于即便使用在dq座標上的控制系統(tǒng)也可以執(zhí)行同樣的控制，因此，以下說明其一種實施方式。異常時電流控制單元執(zhí)行圖13所示的控制方式來代替實施方式1中使用的圖3的開放相假定三相單獨控制。將該圖13所示的控制方式稱為“開放相假定dq控制”。
在該實施方式6中表示了圖13所示那樣的例子，但是使用了在dq座標上的控制系統(tǒng)的異常時電流控制單元也可以通過基于控制塊的線性等的變形而存在其他方式。
在dq軸目標電流整流單元80內，圖13所示的控制方式根據目標q軸電流、馬達旋轉角度、以及馬達旋轉角速度，來產生整流目標q軸電流Iqr、整流目標d軸電流Idr。此時，Iqr和Idr變?yōu)榭紤]了異常相的目標信號，從而可以使用普通的dq控制系統(tǒng)來執(zhí)行。
以下，就圖13所示的開放相假定dq控制的異常時電流控制單元30b進一步進行詳細說明。
在目標相電流整流單元50中，dq軸目標電流整流單元80根據目標q軸電流Iq*、馬達旋轉角度、以及用微分單元51對馬達旋轉角度執(zhí)行近似微分而得到的馬達旋轉角速度，來產生V相目標電流，然后提供給符號反轉器52。
符號反轉器52對V相目標電流乘以-1，計算W相目標電流。
二相變換單元A55根據馬達旋轉角度對U、V、W相目標電流執(zhí)行二相變換，并輸出整流目標q軸電流Iqr以及整流目標d軸電流Idr。
二相變換單元B86根據馬達旋轉角度對用電流檢測電路22所得到的U、V、W相的檢測電流執(zhí)行二相變換，輸出q軸電流Iq和d軸電流Id。減法器83和減法器84分別從整流目標q軸電流Iqr和整流目標d軸電流Idr中減去q軸電流Iq和d軸電流Id，然后提供給q軸控制器82以及d軸控制器81。
之后，由PI控制等構成的q軸控制器82和d軸控制器81分別產生q軸電壓指令和d軸電壓指令，提供給三相變換單元85。
三相變換單元85根據馬達旋轉角度對q軸電壓指令和d軸電壓指令執(zhí)行三相變換，產生U、V、W相電壓指令，然后提供給FET驅動電路24。
在該開放相假定dq控制中，在生成考慮了異常相的U、V、W相目標電流之前，與實施方式1相同。開放相假定dq控制將該U、V、W相目標電流轉換為考慮了異常相的整流q軸目標電流Iqr、整流d軸目標電流Idr。若是該目標電流，則即便是在1相異常狀態(tài)下，也能夠實現dq座標系下的控制。
目標電電流整流單元50由于與實施方式1中說明過的情況相同，因此省略其詳細的說明，例如是如圖4所示的結構。單位目標相電流發(fā)生單元71根據目標q軸電流、馬達旋轉角度、以及利用微分單元51對馬達旋轉角度執(zhí)行近似微分所得到的馬達旋轉角速度，來決定單位目標相電流(以下也稱為可變增益)。乘法單元72將目標q軸電流與單位目標相電流相乘，計算出V相目標電流。該單位目標相電流的意思是表示目標q軸電流的大小為1時的V相目標電流。
單位目標相電流發(fā)生單元71中的單位目標相電流的生成方式，它同樣可以使用前述實施方式中所示的、圖5的轉矩方向對應驅動方式、圖10的反正弦波驅動方式、圖11的旋轉方向對應驅動方式、以及圖12的加速度旋轉方向對應驅動方式等。
另外整流目標q軸電流Iqr由于與考慮了1相異常的馬達轉矩的目標值相當，因此其形狀在轉矩方向對應驅動方式的情況下與圖5(c)、(d)相同，在反正弦波驅動方式的情況下與圖10(b)相同，在旋轉方向對應驅動方式的情況下與圖11(c)、(d)相同，在加速度旋轉方向對應驅動方式的情況下，與圖12(c)、(d)相同。
另外，在圖13中，表示了在U相內發(fā)生了異常情況下的開放相假定dq控制的控制框線圖，但是，在V、W相內發(fā)生了異常情況下，也可以使同樣的開放相假定dq控制安裝在異常時電流控制單元內，從而利用產生了異常的相來執(zhí)行切換。
這樣，開放相假定dq控制考慮利用除去斷線的1相之外的正常的2相能夠實現的馬達轉矩來生成目標值，通過對dq控制系統(tǒng)進行指令可實現適應于1相斷線狀態(tài)的控制，從而起到與前述實施方式1相同的效果。
即，在馬達或轉換開關的1相內發(fā)生了異常的情況下，通過利用異常時電流控制單元代替正常時電流控制單元來繼續(xù)執(zhí)行電流控制，從而能夠使來自馬達的馬達轉矩繼續(xù)輸出。
另外，開放相假定dq控制也與開放相假定三相獨立控制相同，由于不額外產生電壓，因此，與普通的dq控制相比，電壓很難達到由于電源電壓的大小所產生的上限值，從而能夠更有效地產生必要的端子間電壓。
另外，開放相假定dq控制也與開放相假定三相獨立控制相同，如圖5、體10、圖11、圖12所示，由于通過調整單位目標相電流可以調整馬達轉矩的形狀，因此能夠抑制不產生馬達轉矩的期間持續(xù)的現象、或能夠將轉矩脈動的振幅變小等，從而能夠接近正常時的馬達操作。
實施方式7圖14是根據本發(fā)明實施方式7的異常時電流控制單元30c的控制框線圖。
在實施方式1中，作為異常時電流控制單元使用圖3的開放相假定三相獨立控制，但是，即便使用dq座標上的控制系統(tǒng)也可以執(zhí)行同樣的控制，其一個實施方式已經在實施方式6中敘述過。在這些實施方式中，有考慮了1相異常來生成UVW相或dq軸的目標電流的特征，但是，在該實施方式7中描述了以下方式，通過對dq控制等的普通控制單元輸出的電壓指令執(zhí)行變形，從而能夠產生考慮了1相為異常的電壓指令。
異常時電流控制單元執(zhí)行圖14所示的控制方式，來取代在實施方式1中使用過的圖3的開放相假定三相獨立控制。將該圖14所示的控制方式稱為“開放相假定電壓整流dq控制”。另外，圖14是U相異常情況下的控制框線圖。在該實施方式7中表示了如圖14那樣的例子，但是，使用了電壓指令的生成部分中的變形單元的異常時電流控制單元，也可以由于根據控制塊的線性等變形而存在其他方式。
在圖14中，在電壓整流單元101中，異常時電流控制單元30c(開放相假定電壓整流dq控制)根據目標q軸電流、馬達旋轉角度、以及馬達旋轉角速度，來產生U相、V相、W相電壓整流信號Vus、Vvs、Vws。
另外，dq控制單元100接受目標q軸電流Iq*、馬達旋轉角度、在電流檢測電路22中得到的U、V、W相的檢測電流，執(zhí)行普通的dq控制，并輸出U相、V相、W相普通電壓指令Vur、Vvr、Vwr。
然后，在加法器102、103、104中，分別將U相、V相、W相電壓整流信號Vus、Vvs、Vws加到由通常dq控制100輸出的U相、V相、W相普通電壓指令Vur、Vvr、Vwr上，從而產生U相、V相、W相電壓指令Vu*、Vv*、Vw*，提供給FET驅動電路24。
以下，將就dq控制100進行更詳細的說明。
二相變換單元B86根據馬達旋轉角度對在電流檢測電路22中得到的U、V、W相的檢測電流執(zhí)行二相變換，然后輸出q軸電流Iq和d軸電流Id。
減法器83和減法器84分別從目標q軸電流Iq*和目標d軸電流Id*(通常為零)中減去q軸電流Iq和d軸電流Id，并提供給q軸控制器82以及d軸控制器81。然后由PI控制等線性部件構成的q軸控制器82以及d軸控制器81分別將q軸電壓指令和d軸電壓指令提供給三相變換單元B85。
三相變換單元B85根據馬達旋轉角度對q軸電壓指令和d軸電壓指令執(zhí)行三相變換，從而產生U、V、W相電壓指令Vur、Vvr、Vwr。
接下來，就電壓整流單元101進行詳細說明。
電壓整流單元101，在目標相電流整流單元50中，根據目標q軸電流Iq*、馬達旋轉角度、以及利用微分單元51對馬達旋轉角度執(zhí)行近似微分所得到的馬達旋轉角速度，來產生V相目標相電流，提供給符號反轉器52。符號反轉器52對V相目標電流乘以-1，計算出W相目標電流。二相變換單元A55根據馬達旋轉角度對U、V、W相目標電流執(zhí)行二相變換，然后輸出整流目標q軸電流Iqr以及整流目標d軸電流Idr。
減法器112和減法器113分別從整流目標q軸電流Iqr和整流目標d軸電流Idr中減去目標q軸電流Iq*和目標d軸電流Id*(通常為零)，并將其提供給q軸控制器111以及d軸控制器110。之后，由PI控制等線性部件構成的q軸控制器111以及d軸控制器110分別將q軸電壓指令和d軸電壓指令提供給三相變換單元114。
三相變換單元114根據馬達旋轉角度對q軸電壓指令和d軸電壓指令執(zhí)行三相變換，從而產生U、V、W相電壓整流信號Vus、Vvs、Vws。
圖14表示在U相內發(fā)生了異常的情況下的開放相假定電壓整流dq控制的控制框線圖，在V、W相內發(fā)生了異常的情況下，同樣的開放相假定電壓整流dq控制被安裝在異常時電流控制單元內，從而能夠根據產生了異常的相來執(zhí)行切換。
接下來，為了描述本實施方式7的效果，而說明圖14所示的開放相假定電壓整流dq控制與實施方式6所述的開放相假定dq控制是等效的。
圖14的d軸控制器81、110、q軸控制器82、111是使在其輸入輸出關系中重疊的原理成立的線性部件。
另外，對于三相變換單元A114和三相變換單元B85，若將馬達旋轉角度看作部件內的時變參數，則從dq軸信號到3相信號的輸入輸出關系的重疊原理成立，從而可以稱為線性部件。因此，若考慮對這些部件的輸出執(zhí)行加、減法運算，對輸入執(zhí)行加、減法運算是等價的，則可以將對加法器102、103、104中的三相變換單元A114、三相變換單元B85的輸出進行加法替換為在d軸控制器81、110、q軸控制器82、111的輸入中進行加法，從而能夠將d軸控制器、q軸控制器、三相變換單元設為共用。根據該操作能夠理解圖14所示的開放相假定電壓整流dq控制是與圖13所示的開放相假定dq控制等效的。
如上所述，如圖14所示構成的開放相假定電壓整流dq控制的異常時電流控制單元30c與如圖13所示構成的開放相假定dq控制的異常時電流控制單元30b是等效的，因此，能得到與實施方式6相同的效果。
實施方式8圖15、圖16表示該發(fā)明的實施方式8，是表示將上述實施方式所示的本發(fā)明電動機控制裝置應用于電動動力轉向裝置的一個例子。另外，盡管以電動動力轉向裝置具有3相無刷馬達的情況為例進行了說明，但本發(fā)明也可以應用于將利用多相交流來旋轉驅動的電動機為動力的其他裝置。
圖15是根據本發(fā)明實施方式8的電動動力轉向裝置的概略結構圖。在圖15中，從未圖示的駕駛者向方向盤1施加的轉向力通過轉向軸2經由齒條·小齒輪傳動器(ラツクピニオンギヤ)12傳送到齒條，使車輪3、4轉向。具有U、V、W相3相繞組的無刷馬達5(以下也稱為馬達)經由馬達減速傳動器7與轉向軸2連接。從馬達產生的馬達轉矩(以下也稱為輔助力)經由馬達減速傳動器7被傳達到轉向軸2，從而在轉向時減輕駕駛者施加的轉向力。
轉矩傳感器8檢測通過駕駛者轉動方向盤1而施加給轉向軸2的轉向力?？刂破鲉卧?根據轉矩傳感器8檢測出的轉向力，來決定馬達5提供的輔助力的方向和大小，為了產生該輔助力而控制從電源11流向馬達的電流。另外，6是檢測馬達旋轉角度的馬達角度傳感器。
圖16是表示控制器單元9的結構框圖。
在圖16中，控制單元9由映射部(マツプ)20和電動機控制裝置10構成，其中映射部20用于計算出與馬達轉矩的目標值相當的馬達驅動電流指令(以下也稱為目標q軸電流)。電動機控制裝置10接受來自檢測馬達的旋轉角的馬達角度傳感器6的信號，然后利用馬達旋轉角度檢測電路21計算馬達的旋轉角。
另外，利用電流檢測電路22來計算流過馬達各相的電流。
預先存儲有應輸出的馬達轉矩的映射部20決定對應于轉矩傳感器8檢測出的轉向力的馬達轉矩的方向和大小，并計算出馬達驅動電流指令。電流控制單元23根據馬達驅動電流指令、各相的檢測電流、馬達旋轉角度來決定3相電壓指令。FET驅動電路24對該3相電壓指令執(zhí)行PWM調制，并對轉換開關25指示FET驅動。轉換開關25接受FET驅動信號來實現斬波控制。利用從電源提供的電力，使馬達5的各相上流過電流。
通過流過各相的電流，產生基于馬達引起的輔助力。
本電動機控制裝置10例如是實施方式1所示的結構，在異常時電流控制單元30a中，執(zhí)行開放相假定三相獨立控制，在單位目標相電流發(fā)生單元71中，執(zhí)行圖5的轉矩方向對應驅動方式。
這里，就電動動力轉向裝置中的1相斷線異常時的缺陷進行說明。
在實施方式1中也說明過，如圖7所示，1相斷線異常時，由于無論執(zhí)行哪種控制都存在馬達轉矩必為零的馬達旋轉角度，因此就存在轉矩脈動增大，難于接近正常時的馬達操作的問題。為此，由于輔助力是振動的，因此，駕駛者不舒服感較大。于是存在以下問題若在該馬達轉矩變?yōu)榱愕男D角附近，馬達旋轉角速度變?yōu)榱?，電動機的旋轉停止，則只要不從外部加力使其旋轉就不產生馬達轉矩。此時，由于在駕駛者將轉向力增大以使馬達旋轉之前，不產生基于馬達引起的輔助力，因此，駕駛者感覺不舒服的感覺大。
另一方面，根據如上所述構成的電動動力轉向裝置，在馬達或轉換開關的1相內發(fā)生了異常的情況下，在電流控制單元23中，通過利用異常時電流控制單元來代替正常時電流控制單元繼續(xù)進行電流控制，從而能夠使來自馬達的馬達轉矩繼續(xù)輸出，能夠減小駕駛者不舒服感。
另外，在異常時電流控制單元中，通過使用圖3的開放相假定三相獨立控制，從而能夠執(zhí)行適合于在馬達或轉換開關的1相中電流不流過的異常狀態(tài)的電流控制。
即，如實施方式1中所述，例如在U相斷線異常時，能夠以必要的最低限電壓提供V相W相之間的電壓差，并且是有效的。
另外，由于若使用開放相假定三相獨立控制，通過設法調整單位目標相電流的形狀，就能夠指定各相的目標電流的形狀、馬達轉矩的形狀，因此，能夠解決前述馬達轉矩陷入零的問題等、能夠接近正常時的馬達操作，能夠減小駕駛者的不舒服感。即，在單位目標相電流發(fā)生單元71中，通過使用圖5所示的轉矩方向對應驅動方式來生成單位目標相電流，在即將到達馬達轉矩變?yōu)榱愕鸟R達旋轉角度之前，將馬達的旋轉加速度增大，能夠使其以馬達轉矩變?yōu)榱愕鸟R達旋轉角度不停地旋轉，因此，能夠防止由于馬達產生的輔助力停止的現象，從而能夠減小駕駛者的不舒服感。
進而，以上所述的本實施方式8的電動機控制裝置10是實施方式1中所示的結構，但是，也可以使用實施方式3的電動機控制裝置來代替它，在單位目標相電流發(fā)生單元71中，也可以使用圖10所示的反正弦波驅動方式。
由此，能夠將馬達轉矩形狀設為如圖10(b)所示的梯形形狀，并且與使用了圖7(b)所示的正弦波驅動的普通dq控制時的馬達轉矩相比，能夠減小轉矩波動的振幅。
另外，也可以代替實施方式1的電動機控制裝置，而使用實施方式4的電動機控制裝置，在單位目標相電流發(fā)生單元71內，使用圖11所示的旋轉方向對應驅動方式。
由此，在馬達轉矩和馬達旋轉角速度的方向一致的情況下，由于在即將到達馬達轉矩變?yōu)榱愕鸟R達旋轉角度之前，將馬達轉矩的大小增大，能夠加速馬達的旋轉，因此，能夠防止由于馬達而產生的輔助力停止的現象，能夠減小駕駛者的不舒服感。
進而，也可以代替使用實施方式1的電動機控制裝置而使用實施方式5的電動機控制裝置，在單位目標相電流發(fā)生單元71中，使用圖12所示的加速度旋轉方向對應驅動方式。
這種情況下也即在馬達轉矩和馬達旋轉角速度方向一致的情況下，在即將到達馬達轉矩變?yōu)榱愕鸟R達旋轉角度之前，將馬達轉矩的大小增大，能夠加速馬達的旋轉，進而，在加速度的大小小時，增大馬達轉矩的大小，從而能夠進一步加速馬達的旋轉。因此，能夠防止由于馬達產生的輔助力停止的現象，從而能夠減小駕駛者的不舒服感。
另外，也可以代替使用實施方式1的電動機控制裝置而使用實施方式2的電動機控制裝置，在異常時電流發(fā)生單元中，既可以執(zhí)行開放相假定三相獨立控制的異常時電流控制單元30d，還可以使用實施方式6的電動機控制裝置，在異常時電流控制單元中，執(zhí)行開放相假定dq控制的異常時電流控制單元30b。
進而，也可以代替使用實施方式1的電動機控制裝置而使用實施方式7的電動機控制裝置，在異常時電流控制單元中，執(zhí)行開放相假定電壓整流dq控制的異常時電流控制單元30c。
在上述任何一種情況下，都可以得到與圖3所示的開放相假定三相獨立控制的異常時電流控制單元30a相同的效果。
實施方式9在前述的實施方式1-5中，對實際馬達旋轉角度和檢測出的馬達旋轉角度間沒有誤差的情況進行了說明，但是，在實際的馬達旋轉角度和檢測出的馬達旋轉角度之間存在誤差的情況下，如圖18所示，在馬達轉矩變?yōu)榱愕鸟R達旋轉角度附近，有可能發(fā)生與要求的馬達轉矩的方向相反的馬達轉矩。
圖18是存在檢測角度小于實際角度這種誤差的情況。若根據包含該誤差的檢測角度來流過電流，則它將成為不是為真實的馬達旋轉角度所準備的電流。發(fā)生反向馬達轉矩的理由是在馬達轉矩變?yōu)榱愕鸟R達旋轉角度附近，由于馬達旋轉角度誤差而產生了錯誤，從而流過與以該馬達旋轉角度(真實值)本來應當流過的電流方向相反方向的電流。
在該反向馬達轉矩的影響下，容易發(fā)生不能產生要求方向的馬達轉矩的期間持續(xù)的現象。
本發(fā)明的實施方式9用于解決該問題。
圖19是表示根據本發(fā)明實施方式9的、單位目標相電流和馬達旋轉角度(檢測值)關系的波形的一個例子。圖19(a)表示目標q軸電流為正的情況，圖19(b)表示目標q軸電流為負的情況。
即，在本實施方式9中，對單位目標相電流進行設置，使得在馬達轉矩變?yōu)榱愕鸟R達旋轉檢測角附近、例如是實施方式1中說明過的圖5所示的方式中在單位目標相電流的值設定為零的馬達旋轉檢測角附近，根據目標q軸電流的方向，設置單位目標相電流的值為零的區(qū)域，使其具有某個寬度。
根據實施方式9，即便在實際的馬達旋轉角度和檢測出的馬達旋轉角度中存在誤差的情況下，在馬達轉矩變?yōu)榱愕鸟R達旋轉角度附近，不產生與所要求的馬達轉矩的方向相反方向的馬達轉矩，從而能夠防止不能產生所要求方向的馬達轉矩的期間持續(xù)的現象。
另外，在本實施方式9中，在實施方式1中說明過的圖5所示的單位目標相電流中添加了零的區(qū)域，但是，對于上述實施方式3-5的任何一種方式，能夠應用同樣的方法，得到同樣的效果。
實施方式10圖20是根據本發(fā)明實施方式10的異常時電流控制單元30e的控制框線圖。
本實施方式10的異常時電流控制單元30e是例如在實施方式1中說明過的圖3所示的異常時電流控制單元30a內添加了目標高頻振動電流整流單元200的裝置，利用加法器201，在目標電流整流單元50輸出的V相目標電流上，加上目標高頻振動電流整流單元200輸出的V相目標高頻振動電流，將該相加所得到的輸出信號重新當作V相目標電流。
目標高頻振動電流整流單元200根據目標q軸電流和馬達旋轉角度，生成振動信號，并作為V相目標高頻振動電流進行輸出。V相目標高頻振動電流例如使用正弦波、三角波、矩形波等，使其振幅與目標q軸電流成比例，使相位依賴于馬達旋轉角度。
根據本實施方式10的異常時電流控制單元，利用V相目標高頻振動電流能夠在馬達轉矩上重疊微小振動。為此，由于在馬達旋轉角速度中產生了微小振動，能夠難以使馬達旋轉停止，因此能夠防止馬達轉矩變?yōu)榱愕钠陂g持續(xù)的現象。
另外，作為其他V相目標高頻振動電流的形狀，還例舉了以下例子。
將振幅與目標q軸電流成比例、將相位依賴于時間的正弦波形狀的信號與圖10(a)所示的反正弦波形狀的信號相乘，將所得到的信號用作V相目標高頻振動電流。
根據該V相目標高頻振動電流，能夠將振幅與q軸目標電流成正比而將相位依賴于時間的近似于正弦波形狀的馬達轉矩振動疊加在馬達轉矩上。
即，若將與想要重疊產生的馬達轉矩振動(目標高頻振動轉矩)成比例的信號和圖10(a)所示的反正弦波形狀的信號相乘所得到的信號用作V相目標高頻振動電流，則能夠將與所期望的馬達轉矩振動相近(目標高頻振動轉矩)的形狀的馬達轉矩振動重疊在馬達轉矩上。
進而，在該實施方式10的上述說明中，對在實施方式1中說明過的圖3所示的異常時電流控制單元30a內添加了目標高頻振動電流整流單元200的情況進行了說明，但是，在實施方式2到實施方式7所示的異常時電流控制單元中，同樣，通過在目標相電流整流單元50的輸出信號上加上目標高頻振動電流整流單元200的輸出信號，也能夠得到同樣的效果。
實施方式11
圖21是本發(fā)明實施方式11的異常時電流控制單元30f的控制框線圖。
本實施方式11的異常時電流控制單元30f的特征在于，由dq控制單元100、目標高頻振動電流整流單元200、目標電壓變換單元210、以及加法器220、221、222構成，它利用目標電壓變換單元210，將目標高頻振動電流整流單元200輸出的V相目標高頻振動電流轉換為三相高頻振動電壓指令，并利用加法器220、221、222將dq控制單元100輸出的三相電壓指令、與目標電壓變換單元210輸出的三相高頻振動電壓指令相加所得到的輸出信號重新設定為異常時三相電壓指令。
目標高頻振動電流整流單元200根據目標q軸電流和馬達旋轉角度，生成振動的信號，并將其作為V相目標高頻振動電流進行輸出。
目標電壓變換單元210利用例如1相異常時的馬達電路方程式的逆模型，將V相目標高頻振動電流轉換為三相電壓值。
根據本實施方式11的異常時電流控制單元，能夠在馬達轉矩上重疊微小振動。為此，由于在馬達旋轉角速度中產生了微小振動，馬達旋轉難以停止，因此能夠防止馬達轉矩為零的期間持續(xù)的現象。
另外，目標高頻振動電流整流單元200能夠使用與上述實施方式10中說明過的目標高頻振動電流整流單元相同的部件，能夠重疊同樣的馬達轉矩振動。
另外，在上述實施方式1-11中，馬達的接線方法無論是星形連線還是三角形連線，都可以得到同樣的效果。
權利要求
1.一種多相交流電動機的電動機控制裝置，所述多相交流電動機的電動機控制裝置具有馬達旋轉角度檢測單元，用于計算電動機的旋轉角度；電流檢測電路，用于計算流過所述電動機的各相的電流；電流控制單元，根據與電動機發(fā)生的轉矩的目標值相當的目標q軸電流、來自所述電流檢測電路和馬達旋轉角度檢測單元的各相的檢測電流、以及馬達旋轉角度，來決定多相電壓指令；開關元件驅動電路，對來自該電流控制單元的多相電壓指令執(zhí)行PWM調制，并對轉換開關指示開關操作；以及，轉換開關，接受來自該開關元件驅動電路的開關操作信號，對所述電動機的各相施加電壓，從而使電流流過，其特征在于，所述電流控制單元具有正常時使用的正常時電流控制單元；異常時使用的異常時電流控制單元；檢測電動機或轉換開關的異常狀態(tài)的異常判定單元；以及根據來自所述異常判定單元的指令來選擇所述正常時電流控制單元或異常時電流控制單元之一的切換單元，在所述電動機或轉換開關的1相內發(fā)生了異常的情況下，利用所述切換單元來選擇異常時電流控制單元，并將該異常時電流控制單元產生的異常時多相電壓指令設定為對于所述開關元件驅動電路的多相電壓指令。
2.如權利要求1所述的電動機控制裝置，其特征在于所述異常時電流控制單元為了滿足發(fā)生了異常的相以外的正常各相的電壓指令之和為零的平衡條件，而產生各相的電壓指令，并將它們作為異常時多相電壓指令進行輸出。
3.如權利要求1所述的電動機控制裝置，其特征在于，所述異常時電流控制單元具有目標相電流整流單元，為滿足發(fā)生了異常的相以外的正常各相的目標電流之和為零的平衡條件，根據與馬達轉矩的目標值相當的目標q軸電流和馬達旋轉角度，計算各相的目標電流，并輸出為多相目標電流；以及，控制器，根據正常各相的目標電流和來自所述電流檢測電路的各相檢測電流，產生所述異常時多相電壓指令；利用所述目標相電流整流單元，獨立指定各相的目標電流，從而獨立控制電動機各相電流。
4.如權利要求1所述的電動機控制裝置，其特征在于，所述異常時電流控制單元具有目標相電流整流單元，用于根據與馬達轉矩的目標值相當的目標q軸電流以及馬達旋轉角度，來產生第1相的目標電流；1個控制器，根據該第1相的目標電流和來自所述電流檢測電路的檢測電流，輸出第1相的電壓指令；以及，變換單元，將來自所述控制器的第1相的電壓指令變換為正負相反而絕對值相等的電壓指令，然后將其作為第2相的電壓指令進行輸出；將所述第1相的電壓指令和所述第2相的電壓指令作為多相電壓指令進行輸出，從而控制3相交流電動機。
5.如權利要求1所述的電動機控制裝置，其特征在于，所述異常時電流控制單元具有目標相電流整流單元，為滿足發(fā)生了異常的相之外的正常的各相目標電流之和為零的平衡條件，根據與馬達轉矩的目標值相當的目標q軸電流以及馬達旋轉角度，來計算各相的目標電流，并輸出為多相目標電流；二相變換單元，根據馬達旋轉角度對所述多相目標電流執(zhí)行二相變換，從而產生整流d軸目標電流和整流q軸目標電流；以及dq控制單元，根據來自所述二相變換單元的整流d軸目標電流以及整流q軸目標電流、來自所述電流檢測電路的各相檢測電流、以及馬達旋轉角度來執(zhí)行dq控制，從而產生多相電壓指令，其中，利用所述目標相電流整流單元，獨立指定各相的目標電流，利用所述dq控制單元，執(zhí)行將所述整流d軸目標電流、整流q軸目標電流設為d軸電流、q軸電流的目標信號的dq控制。
6.如權利要求1所述的電動機控制裝置，其特征在于，所述異常時電流控制單元具有dq控制單元，根據與馬達轉矩的目標值相當的目標q軸電流、來自電流檢測電路的各相檢測電流、以及馬達旋轉角度來執(zhí)行dq控制，從而產生各相電壓指令；目標相電流整流單元，為滿足發(fā)生了異常的相以外的正常的各相目標電流之和為零的平衡條件，根據與馬達轉矩的目標值相當的目標q軸電流和馬達旋轉角度，來計算各相的目標電流，并作為多相目標電流進行輸出；以及電壓整流單元，它具有二相變換單元，根據馬達旋轉角度對多相目標電流執(zhí)行二相變換，產生整流d軸目標電流和整流q軸目標電流；以及，從所述整流d軸目標電流和整流q軸目標電流中減去目標d軸電流和目標q軸電流，并根據該減法值來產生d軸電壓指令和q軸電壓指令，然后根據該d軸電壓指令、q軸電壓指令、馬達旋轉角度，來產生各相電壓整流信號的單元；對所述dq控制單元的各相電壓指令和所述電壓整流單元的各相電壓整流信號進行相加，輸出多相電壓指令。
7.如權利要求3-6中任意一項所述的電動機控制裝置，其特征在于，利用所述異常時電流控制單元的目標相電流整流單元所生成的多相目標電流，是根據與馬達轉矩的目標值相當的目標q軸電流以及馬達旋轉角度計算出的，進而還利用目標q軸電流的方向來執(zhí)行修正。
8.如權利要求3-6中任意一項所述的電動機控制裝置，其特征在于，利用所述異常時電流控制單元的目標相電流整流單元所生成的多相目標電流，是根據與馬達轉矩的目標值相當的目標q軸電流、與馬達旋轉角度有關的余弦的反函數來計算的。
9.如權利要求3-6中任意一項所述的電動機控制裝置，其特征在于，利用所述異常時電流控制單元的目標相電流整流單元所生成的多相目標電流，是根據與馬達轉矩的目標值相當的目標q軸電流、馬達旋轉角度以及馬達旋轉角速度來計算的。
10.如權利要求3-6中任意一項所述的電動機控制裝置，其特征在于，利用所述異常時電流控制單元的目標相電流整流單元所生成的多相目標電流，是根據與馬達轉矩的目標值相當的目標q軸電流、馬達旋轉角度、馬達旋轉角速度以及馬達旋轉角加速度來計算的。
11.如權利要求3-6中任意一項所述的電動機控制裝置，其特征在于，它具有根據電動機各相的檢測電流和馬達旋轉角度來計算電動機產生的轉矩，并產生馬達轉矩信號的馬達轉矩檢測單元，由所述異常時電流控制單元的目標相電流整流單元所生成的多相目標電流是根據與馬達轉矩的目標值相當的目標q軸電流馬達旋轉角度來計算的，進而還利用馬達轉矩信號來對其進行修正。
12.如權利要求3-6中任意一項所述的電動機控制裝置，其特征在于，由所述異常時電流控制單元的目標相電流整流單元所生成的多相目標電流，在多相目標電流的正負符號發(fā)生變化的馬達旋轉角度附近，具有多相目標電流被設定為零的區(qū)域。
13.如權利要求3-6中任意一項所述的電動機控制裝置，其特征在于，所述異常時電流控制單元具有目標高頻振動電流整流單元，用于根據與馬達轉矩的目標值相當的目標q軸電流和馬達旋轉角度來生成振動的信號，并輸出為目標高頻振動電流，其中，使所述目標高頻振動電流重疊在由目標相電流整流單元輸出的多相目標電流上，并將其設為新的多相目標電流。
14.如權利要求1所述的馬達控制裝置，其特征在于，所述異常時電流控制單元具有dq控制單元，根據與馬達轉矩的目標值相當的目標q軸電流、來自電流檢測電路的各相檢測電流、以及馬達旋轉角度來執(zhí)行dq控制產生各相電壓指令；目標高頻振動電流整流單元，根據目標q軸電流和馬達旋轉角度生成振動的信號，并輸出為各相的目標高頻振動電流；以及，目標電壓變換單元，用于將所述目標高頻振動電流轉換為三相高頻振動電壓指令，其中，將所述dq控制單元輸出的各相電壓指令與由所述目標電壓變換單元輸出的三相高頻振動電壓指令相加，輸出為多相電壓指令。
全文摘要
一種電動機控制裝置，其中，向轉換開關25的驅動電路24提供多相電壓指令的電流控制單元28具有正常時使用的正常時電流控制單元31、異常時使用的異常時電流控制單元30、異常判定單元32，電動機或轉換開關的1相內發(fā)生了異常的情況下，將異常時電流控制單元30發(fā)生的異常時多相電壓指令設定為對于轉換開關驅動電路的多相電壓指令。
文檔編號H02P21/00GK1934781SQ20058000883
公開日2007年3月21日 申請日期2005年3月16日 優(yōu)先權日2004年3月19日
發(fā)明者家造坊勛, 木全政弘, 堤和道, 藤本千明, 福住公志, 井上知之 申請人:三菱電機株式會社