專利名稱：開關電源裝置和開關方法
技術領域：
本發明涉及一種開關電源裝置以及它所使用的一種開關方法。
背景技術：
KOKAI公開號為2004-135415的未審查日本專利申請公開了一種常規的開關電源(開關模式電源)裝置。
圖13示出用于說明在上述公報中給出的常規開關電源裝置的電路圖。
該開關電源裝置包括主開關元件Q1、同步整流開關元件Q2、串聯電路26、以及同步開關控制電路27。
主開關元件Q1開關(導通和截止)流經變壓器T1的初級線圈LP的電流。同步整流開關元件Q2連接在變壓器T的次級線圈LS和負載之間。串聯電路26包括同步整流電感元件L1和二極管D1，并且與變壓器T1的次級線圈LS并聯連接。同步整流開關控制電路27包括二極管D2、電容器C51、以及晶體管Q5。
同步整流開關元件Q2在主開關元件Q1的導通期間截止，并且將電能儲存和積累在變壓器T1以及同步整流電感元件L1中。同步整流開關元件Q2在主開關元件Q1的截止期間導通，并且允許儲存的電能釋放。在儲存在變壓器T1中的電能釋放完成之前，二極管D1的動作導致同步整流電感元件L1完成儲存電能的釋放。根據同步整流電感元件L1和二極管D1之間的節點A上的電壓，同步整流開關控制電路27中的二極管D2檢測到同步整流電感元件L1的儲存電能已經釋放，并使同步整流開關元件Q2截止。
在這一開關電源裝置里，即使變壓器T1的儲存電能的釋放已經完畢，節點A上的電壓也不會立即下降。更準確地說，因為同步整流電感元件L1的電感效應和同步整流控制電路27的電容效應，或者同步整流電感元件L1的寄生電容效應，節點A的電壓在儲存的電能從變壓器T1釋放完畢之后，節點A的電壓不會立即下降。節點A上電壓下降的延遲可以在變壓器T1的儲存電能已經釋放完畢之后，保持同步整流開關元件Q2導通。這會降低效率，并且損壞元件。
發明內容
因此，本發明的目的是實現一種開關電源裝置，其中整流開關在合適的時刻導通和截止。
為了實現上述目的，本發明的開關電源裝置包括具有初級和次級線圈(2a、2b)的變壓器(2)；開關流經初級線圈(2a)的電流的主開關元件(3)；控制主開關元件(3)工作的控制器(4)；平滑電路(6)；在次級線圈(2b)和平滑電路(6)之間連接和斷開的整流開關元件(7)；以及驅動整流開關元件的整流元件驅動電路(2c、5、8-33)，并且包括電抗器(5)，與次級線圈(2b)并聯連接，在主開關元件(3)的導通期間儲存能量，在主開關元件(3)的截止期間釋放所儲存的能量，以及驅動電路(2c、8-15、18)，其檢測流經所述電抗器(5)的電流值，并且當流經所述電抗器的電流大于或者等于預定值時，在主開關元件的截止期間使整流開關元件導通，并且當流經電抗器的電流小于預定值時，使整流開關元件截止。
通過采用這種結構，當流經與變壓器次級線圈并聯連接的電抗器的電流大于或者等于預定值時，驅動電路使整流開關元件導通。當流經電抗器的電流變得小于預定值時，整流開關元件截止。這可以防止使整流開關元件導通的導通期間沒有必要地太長。
驅動電路可以包括電流檢測電路，其檢測流經電抗器(5)的電流的電流值。電流檢測電路可以包括有一端連接到電抗器(5)而另一端連接到次級線圈(2b)的電流檢測電阻(9)、以及具有控制電極及第一和第二導通電極的晶體管(18)，所述第一和第二導通電極根據提供給控制電極的信號改變導通狀態的，控制電極(基極)連接到電抗器(5)，第一導通電極(發射極)連接到次級線圈，以及當由于流經電抗器(5)的電流而在電流檢測電阻(9)上產生的電壓降低于晶體管(18)的閥值時，驅動電路(10-18)可以根據所述晶體管的所述第二導通電極上的電壓，截止整流開關元件(7)。
晶體管(18)可以是雙極性晶體管，它的基極、發射極和集電極分別對應于控制電極、第一導通電極和第二導通電極。晶體管(18)可以是MOS晶體管，它的柵極、源極和漏極分別對應于控制電極、第一導通電極和第二導通電極。
驅動電路可以包括截止控制開關(off-control switch)(16)，其具有一個主端子，它的一端(源極)連接到次級線圈(2b)，而另一端(漏極)連接到整流開關元件(7)的控制端；以及一個控制端子(柵極)，其連接到與次級線圈(2b)串聯連接的輔助線圈(2c)以及晶體管(18)的第二導通電極(集電極)，當晶體管(18)截止時，其導通以降低所述整流開關元件(7)的控制端上的電壓。
驅動電路可以包括電流旁通二極管(20)，它的陽極和陰極分別連接到電抗器(5)和晶體管的第二導通電極。
驅動電路可以包括滯回電路(hysteresis circuit)(23)，其包括電阻器和二極管，連接在電抗器(5)和截止控制開關(16)的電流通路的另一端之間，并且在截止控制開關的導通期間，允許流經電抗器的電流部分地流過截止控制開關。
驅動電路可以包括偏置電路(25)，其確保電流從輔助線圈(2c)或整流開關元件的控制端經電阻器(26、27)流到電流檢測電路。
整流元件驅動電路可以包括電容器，其連接在整流開關元件(7)的控制端與輔助線圈(2c)之間，并且具有降低整流開關元件控制端電壓的電壓降低功能，或者具有這些功能，即驅動整流開關元件的驅動功能和電壓降低功能。
驅動電路可以包括驅動晶體管(13)，它的發射極、基極和集電極分別連接到整流開關元件(7)的控制端、截止控制開關主端子的另一端和所述輔助線圈，并且電阻器(12)和齊納二極管(36)連接在所述驅動晶體管的基極和集電極之間。
驅動電路可以包括檢測流經電抗器(5)的電流的電流值的電流檢測電路，以及諸如NOR電路的門電路，當所述主開關元件截止時，其根據所述電流檢測電路的檢測結果的輸出信號，使整流開關元件導通和截止。
電流檢測電路可以包括電流檢測電阻(9)，其一端連接到電抗器(5)，而另一端連接到次級線圈，以及比較器(40)，其比較電流檢測電阻所產生的電壓和預定電壓，并且當所述主開關元件截止時，驅動電路可以根據比較器(40)的輸出信號，使整流開關元件導通和截止。
為了實現這一目的，根據本發明的一種開關方法包括以下步驟間歇地向變壓器(2)的初級線圈(2a)提供電流；以及根據流經電抗器的電流，在沒有電流流經初級線圈期間，并且當流經與變壓器的次級線圈并聯連接的電抗器(5)的電流的電流值大于或等于預定值時，使整流開關元件導通以便經整流開關元件將變壓器次級線圈(2b)的輸出提供給平滑電路，并且當流經電抗器的電流的電流值小于預定值時使整流開關元件截止。
根據本發明，當流經電抗器的電流小于預定值時，整流開關元件截止。因此，可以防止使整流開關元件導通的時間沒有必要地太長，并且使效率得到提高。
附圖簡述通過閱讀以下詳細說明和附圖，本發明的這些目的和其它目的以及優點將會更加清楚，在這些附圖中圖1是示出根據本發明第一實施例的開關電源裝置的電路圖；圖2(包括圖2A至2H)是說明該開關電源裝置工作的波形圖；圖3是示出根據本發明第二實施例的開關電源裝置的電路圖；圖4是示出根據本發明第三實施例的開關電源裝置的電路圖；圖5是示出根據本發明第四實施例的開關電源裝置的電路圖；圖6是示出根據本發明第五實施例的開關電源裝置的電路圖；圖7是示出根據本發明第六實施例的開關電源裝置的電路圖；圖8是示出根據本發明第七實施例的開關電源裝置的電路圖；圖9是示出根據本發明第八實施例的開關電源裝置的電路圖；圖10是示出根據本發明第九實施例的開關電源裝置的電路圖；圖11是示出根據本發明第十實施例的開關電源裝置的電路圖；圖12是示出根據本發明第十一實施例的開關電源裝置的電路圖；以及圖13是示出常規開關電源設備的電路圖。
優選實施例的詳細說明第一實施例圖1是示出根據本發明第一實施例的開關(開關模式)電源裝置的電路圖。
該開關電源裝置是逆向變換器(flyback converter)，其包括連接到直流(DC)電源1的變壓器2。
變壓器2的初級線圈2a的熱端(hot side)連接到直流電源1的陽極。初級線圈2a的冷端(cold side)連接到N溝道型MOS(金屬氧化物半導體)晶體管(在下文中稱為“NMOS”)3的漏極，其是主要開關元件。控制器4連接到NMOS3的柵極，并且向柵極提供控制信號。NMOS3的源極連接到DC電源1的陰極。
變壓器2還包括通過磁芯與初級線圈2a電磁耦合的次級線圈2b和輔助線圈2c。輔助線圈2c與次級線圈2b的冷端串聯連接。
次級線圈2b的熱端連接到電抗器5的一端、平滑電容器6的負電極、以及地GND。次級線圈2b的冷端連接到用作同步整流開關元件的NMOS7的源極。NMOS7的漏極連接到平滑電容器6的正電極。輸出端Tout連接到平滑電容器6的正電極。從輸出端Tout向未示出的負載提供輸出電壓Vo。
電抗器5的另一端連接到防止回流的二極管(a backflowprevention diode)8的陽極。二極管8的陰極連接到電流檢測電阻器9的一端。電流檢測電阻器9的另一端連接到次級線圈2b的冷端。因而，電抗器5、二極管8、和電阻器9構成的串聯電路與次級線圈2b并聯連接。
連接到次級線圈2b的輔助線圈2c的冷端連接到二極管10的陽極。二極管10的陰極連接到電阻11和12的一端以及NPN晶體管13的集電極。
電阻器12的另一端連接到晶體管13的基極。晶體管13的發射極連接到二極管14的陽極和電阻15器的一端。二極管14的陰極連接到晶體管13的基極。電阻器15的另一端連接到NMOS7的柵極。
晶體管13的基極還連接到NMOS16的漏極。NMOS16的源極連接到次級線圈2b的冷端。
電阻器11的另一端連接到二極管17的陽極。二極管17的陰極連接到NMOS16的柵極以及NPN晶體管18的集電極連接。晶體管18的基極連接到二極管8和電阻器9之間的節點。晶體管18的發射極連接到次級線圈2b的冷端。可以用NPN雙極性晶體管來代替NMOS16。在這種情況下，替代所述NMOS16的所述NPN晶體管的集電極、基極和發射極分別連接到NPN晶體管13的基極、二極管17的陰極、以及次級線圈2b的冷端。
接下來，將說明圖1所示的開關電源裝置的工作過程。
圖2A至2H是說明所述開關電源裝置工作過程的波形圖。
NMOS3響應由控制器4提供的控制信號而導通和截止。在NMOS3處于導通狀態期間，即，當圖2A所示的NMOS3的漏極-源極電壓Vds是(幾乎)0伏時，初級電流(a primary current)Id流經(通過)變壓器2的初級線圈2a，如圖2B所示。
假定NMOS3導通的導通時間的長度是Ton，初級線圈2a的電感是Lp，并且DC電源1的輸出電壓是Vin，則變壓器2在NMOS3的導通期間儲存的能量為(Vin2/2Lp)Ton。
如圖2C所示，在NMOS3的導通期間，次級線圈2b在它的熱端產生電壓VT，并且熱端上的電壓變得比冷端上的電壓高。輔助線圈2c在它的熱端產生電壓，并且熱端上的電壓變得比冷端上的電壓高。當輔助線圈2c熱端上的電壓比輔助線圈2c冷端上的電壓高時，晶體管13被設置成處于截止狀態。因而，如圖2H所示，沒有產生NMOS7的柵極-源極電壓Vgs，并且NMOS7被設置成處于截止狀態。
假定變壓器2的初級線圈2a上的匝數是np，并且次級線圈2b上的匝數是ns，則在NMOS3的導通期間內在次級線圈2b上產生的電壓VT可以用等式表示為VT＝(ns/np)Vin當次級線圈2b的熱端上的電壓變得比冷端上的電壓高時，電流IL從電抗器5流到二極管8和電阻器9，如圖2E所示。電流IL在NMOS3的導通期間內增大。
當由于流過電阻器9的電流而在電阻器9兩端上產生的電壓降變得大于晶體管18的閥值時，晶體管18進入導通狀態。相應地，電阻器9兩端上的電壓降如圖2F所示那樣變化。如果二極管8的正向電壓與電阻器9兩端上的電壓降VR或晶體管18的基極-發射極電壓VR之和為ΔV(t)，則施加到電抗器5上的電壓為VT-ΔV(t)。
當NMOS3根據控制器4的控制信號截止時，變壓器2的次級線圈2b和輔助線圈2c從冷端產生比熱端上的電壓高的電壓。由于變壓器2次級線圈2b上的電壓，通過NMOS7的寄生二極管對電容器6進行充電。
在NMOS3剛剛截止之后，晶體管18處于導通狀態，并且NMOS16處于截止狀態，從而使輔助線圈2c冷端上的電壓變得高于輔助線圈2c熱端上的電壓。這通過電阻12提高了晶體管13的基極電壓，使晶體管13導通。
晶體管13的導通動作導致NMOS7導通。當NMOS7導通時，儲存在變壓器2中的能量被作為次級電流IT通過NMOS7釋放掉，如圖2D所示。通過次級電流IT對電容器6進行充電。
次級電流IT隨著時間減小。次級電流IT的下降斜率可以表示為(Vo2/2LS)t2。在這里，LS表示次級線圈2b的電感。
初級和次級線圈2a和2b的匝數np和ns、初級線圈2a的電感LP和次級線圈2b的電感LS具有由以下等式表示的關系
LS＝(ns2/np2)LP相應地，直到次級電流IT停止流動的時間t可以表示為t＝(nsVin/npVo)Ton當NMOS3截止時，電抗器5通過二極管8釋放在NMOS3導通期間儲存的能量。假設二極管8的正向電壓和電阻器9的電壓降或晶體管18的基極-發射極電壓之和為ΔV(t)on，并且電抗器5的電感為L以及NMOS3的導通時間是Ton，則在NMOS3的導通期間結束時流經電抗器5的電流IL可以表示為IL＝(VT-ΔV(t)on)Ton/L流經電抗器5的電流IL在NMOS3截止的周期內減小。
假設二極管8的正向電壓和電阻器9兩端上的電壓降或晶體管18的基極-發射極電壓為ΔV(t)off，則流經電抗器5的電流IL變成零的時間將被表示為t＝(VT-ΔV(t)on)Ton/(Vo+ΔV(t)off)＝((ns/np)Vin-ΔV(t)on)Ton/(Vo+ΔV(t)off)(1)與次級線圈2b產生的電壓V2和電壓Vo相比，ΔV(t)on和ΔV(t)off是足夠小的值。相應地，如圖2D和2E所示，流經電抗器5的電流IL變成0要比次級電流IT略快一點。
當流經電抗器5的電流IL減小，并且電阻器9兩端上的電壓降VR變得低于晶體管18的閥值時，晶體管18截止。相應地，通過電阻器11和二極管17使NMOS16的柵極啟動(向其施加高電壓)，導致NMOS16導通。NMOS16的導通動作使晶體管18處于截止狀態，從而通過二極管14將電荷從NMOS7的柵極拉出。這導致NMOS7的柵極-源極電壓Vgs下降，由此使NMOS7截止。
流經電抗器5，確定NMOS7截止時刻的電流IL可以按照以下等式設置IL＝VBE/R9
其中VBE是晶體管18的基極-發射極電壓，以及R9是電阻器9的電阻值。
增大電阻值R9可以將NMOS7的截止時刻設置為剛好在流經電抗器5的電流變成零之前。因此，因為等式(1)表示的關系，NMOS7在次級電流IT變成零之前截止。在NMOS7截止以后，NMOS7的寄生二極管進行整流。由于次級電流IT基本上是三角波，所以即使電流IL被寄生二極管整流，電流與這個期間的時間的乘積僅是總電流的百分之幾，這不會在實質上影響損耗。
在電抗器5中的能量被釋放期間，以如圖1所示的方式連接到次級線圈2b的電抗器5兩端上的電壓為(Vo+ΔV)，并且在能量釋放結束之后變成零。檢測電抗器5兩端上的電壓使得可以剛好在次級電流IT變成零之前使NMOS7截止。然而，因為電抗器5的電感和電壓檢測電路的電容，或者電抗器5的寄生電容，電抗器5兩端上的電壓不會立即下降。由于這一延遲，存在NMOS7在次級電流IT變成零之后保持導通的危險性。
考慮這種延遲來設計開關電源裝置需要增大與電抗器5串聯連接的電阻器9的電阻值，并且要求串聯連接多個二極管8。由于負載和溫度改變電壓降，同步整流時間應該被設計得更短。減小電抗器5的電感L使得電抗器5兩端上的電壓下降速度更快，但是電流IL相應地增大，由此增大了損耗。
因此，當根據電抗器5上的電壓變化使NMOS7截止時，損耗可能增大，封裝空間可能增加，導致難以實現成本降低。相反，本實施例的開關電源裝置借助電阻器9檢測流經電抗器5的電流IL的值，并且根據該電流值使NMOS7截止。因而，可以在次級電流IT變成零之前確保使NMOS7截止，而不會受到由電抗器5的電感所產生的延遲的影響。這可以以低成本實現有效的開關電源裝置。
第二實施例圖3是示出根據本發明第二實施例的開關電源裝置的電路圖，并且用同樣的標記表示與圖1中的第一實施例相同的元件。
該開關電源裝置包括電流旁通二極管20和圖1所示的結構。其余結構與第一實施例的開關電源裝置的結構相同。
二極管20的陽極連接到電抗器5的一端和二極管8的陽極之間的節點。二極管20的陰極連接到晶體管18的集電極。
該開關電源裝置的基本工作過程與第一實施例相同。然而，在晶體管18導通以后流經電抗器5的電流IL流進晶體管18的集電極及其基極，因為在電抗器5的一端和晶體管18的集電極之間設有二極管20。
在第一實施例的開關電源裝置中，流經電抗器5的電流IL全部變成晶體管18的基極電流，一般而言，晶體管基極電流的絕對最大額定值小于其集電極電流，并且具有小信號的控制晶體管不能增大流經電抗器5的電流IL。
通過增大電抗器5的電感L，可以在標準內限制流經電抗器5的電流IL的值。然而，太多的限制不能在晶體管18上獲得足夠的電流增益。因而，使電抗器5的全部電流IL流進晶體管18的基極是不可取的。
在本實施例的開關電源裝置中，流經電抗器5的電流IL部分地流進晶體管18的集電極。這可以防止晶體管18的基極電流超過絕對最大額定值。在這種情況下，晶體管18這樣進入A類操作，使得晶體管18的集電極-發射極電壓變得等于其基極-發射極電壓。因而，在NMOS16具有低閥值，或者使用雙極性晶體管來代替NMOS16的情況下，需要通過使用分壓電阻等來對晶體管18的集電極電壓進行分壓，將分壓以后的電壓施加到NMOS16的柵極或雙極性晶體管的基極。
第三實施例圖4是示出根據說明本發明第三實施例的開關電源裝置的電路圖，并且用同樣的標記表示與圖3中的第二實施例相同的元件。
該開關電源裝置用NMOS21替換第二實施例的晶體管18。其余結構與第二實施例的開關電源裝置的結構相同。
NMOS21的柵極連接到二極管8的陰極和電阻器9之間的節點，并且NMOS21的漏極連接到二極管17、20的陰極和NMOS16的柵極。NMOS21的源極連接到變壓器2的次級線圈2b的冷端。
在該開關電源裝置里，在由于從電抗器5流出的電流IL而在電阻器9上產生的電壓降大于NMOS21的閥值的情況下，NMOS21導通。在由于電流IL而在電阻器9上產生的電壓降變得小于NMOS21的閥值的情況下，NMOS21截止。當NMOS21截止時，NMOS16導通。相應地，NMOS7截止，并且停止同步整流。
NMOS21的柵極電壓不同于晶體管18的基極-發射極電壓，并且即使NMOS1處于導通狀態NMOS21的柵極也不會被鉗制在恒定電壓上。因而，根據等式(1)，與流經次級線圈2b的次級電流IT相比，從電抗器5流出的電流IL和電阻器9上的電壓降的增大明顯地縮短了從電抗器5流出的電流IL變成零之前的時間。由于在NMOS21導通以后，二極管使來自電抗器5的電流IL流進NMOS21的漏極，所以二極管20如此發揮作用，從而將電流檢測電阻器9上的電壓降抑制在NMOS21的閥值附近大約1到2伏的范圍之內。因此，與次級電流IT相比，可以防止大大縮短電流IL變成零之前的時間。在這種情況下，當NMOS16具有低閥值，或者使用雙極性晶體管代替NMOS16時，也需要通過使用分壓電阻等來對NMOS21的漏極電壓進行分壓，將分壓以后的電壓施加到NMOS16的柵極或雙極性晶體管的基極。
第四實施例圖5是示出根據本發明第四實施例的開關電源裝置的電路圖，并且用同樣的標記表示與圖3中的第二實施例相同的元件。
該開關電源裝置包括二極管23和電阻器24。其余結構與第二個實施例的開關電源裝置的結構相同。
二極管23的陽極連接到電抗器5的一端、二極管8、20的陽極。二極管23的陰極連接到電阻器24的一端，而電阻器24的另一端連接到晶體管13的基極和NMOS16的漏極之間的節點。
在逆向變換器中，當主開關元件處于截止狀態，變壓器2中的能量釋放結束時，產生阻尼振蕩(ringing)。在第二實施例的開關電源設備中，當NMOS3處于截止狀態，變壓器2的能量釋放結束時，產生阻尼振蕩，并且在次級線圈2b上產生等于輸出電壓Vo的正弦電壓。電抗器5還根據該正弦電壓儲存和釋放能量。
為了最大程度地進行同步整流，這樣設置電阻器9的電阻值，使得NMOS7正好在流經電抗器5的電流IL變成零之前保持導通狀態，這會導致晶體管18在阻尼振蕩期間保持在導通狀態，并且可以這樣驅動NMOS7從而使其導通。
本發明的這個實施例的開關電源裝置可以解決開關電源裝置中與逆向變換器同樣的問題。
當變壓器2中的能量釋放結束，并且從次級線圈2b流出的次級電流IT變成零時，從電抗器5流出的電流IL也變成零。這導致晶體管18截止，并且NMOS16導通。隨后，因為阻尼振蕩的產生，在阻尼振蕩電壓使電流IL再次流經電抗器5時，除了電阻器9以外，電流IL還經二極管23和電阻器24流進NMOS16。
假設NMOS16的導通電阻例如為200mΩ，并且流經NMOS16的最大電流是50mA，則NMOS16的漏極-源極電壓是10mV，并且遠遠小于晶體管18基極和發射極之間大約0.6伏的閥值。因此，如果忽略NMOS16的漏極-源極電壓，并且二極管8的正向電壓等于二極管23的正向電壓，則當電阻器9和電阻器24的組合電阻產生的電壓降小于晶體管18的閥值時，晶體管18導通。事實上，電阻器9和電阻器24的電阻值分別為R9和R24，并且當電流IL變成如下式表示的情況下，IL2＝VBE(R9+R24)/(R9.R24)晶體管18導通。
因為NMOS16的柵極和源極之間的電容，保持NMOS16的柵極電壓，直到晶體管18導通，并且這樣設置電阻器24的電阻值R24，使得IL2變得大于由于阻尼振蕩而流經電抗器5的電流，這防止在阻尼振蕩期間驅動NMOS7而使其導通。
在采用雙極性晶體管替換NMOS16的情況下，通過在二極管17的陰極和次級線圈2b的冷端之間連接電容器，并且通過該電容器保持雙極性晶體管的基極電壓，由此使基極電流保持流動，來得到類似的效果。
由于作為主開關元件的NMOS3導通，所以次級線圈2C的熱端上的電壓高于次級線圈2C的冷端上的電壓。這樣，通過二極管10、電阻器11、以及二極管17沒有電壓驅動NMOS16的柵極，并且NMOS16截止，沒有電流流經電阻器24。因而，通過電阻器9的電阻值，可以設置在晶體管18處于截止狀態時，流經電抗器5的電流IL，并且剛好在流經電抗器5的電流IL變成零之前使NMOS7截止。
在反饋負載狀態并且調整主開關元件的導通時間長度的逆向變換器的情況下，當負載小時，次級線圈2b的次級電流IT可能減小。在這種情況下，損害可能降低。然而，在大負載和小負載中用于驅動NMOS7的電功率都是相同的。因此有時，由于進行同步整流而造成的損耗可能變得大于不進行同步整流時的損耗。
在本實施例的開關電源中，當具有小負載的NMOS3的導通時間很短時，流經電抗器5的電流IL減小，并且晶體管18不導通，這樣不進行同步整流。因此，本實施例的開關電源裝置可以獲得減小小負載情況下的損耗的效果。
第五實施例圖6是示出根據本發明第五實施例的開關電源裝置的電路圖，并且用同樣的標記表示與圖3中的第二實施例相同的元件。
該開關電源裝置包括二極管25、電阻器26、27、二極管28和電容器29、以及與第二實施例的開關電源裝置相同的結構。。
二極管25的陽極連接到電阻器15的一端和晶體管13的發射極之間的節點，而二極管25的陰極連接到電阻器26的一端。電阻器26的另一端連接到電阻器27的一端、二極管28的陽極和電容器29的一個電極。電阻器27的另一端連接到晶體管18的基極。二極管28的陰極連接到晶體管18的集電極。電容器29的另一個電極連接到變壓器2次級線圈2b的冷端。
該開關電源裝置可以取得與第四實施例的開關電源裝置類似的效果，并且防止在產生阻尼振蕩并且負載不大時NMOS7導通。
當為主開關元件的NMOS3處于導通狀態，或者在阻尼振蕩期間沒有將任何電壓施加到同步整流NMOS7的柵極時，只有流經電抗器5的電流IL流進電阻器9。由于當在那種情況下晶體管8導通時流經電抗器5的電流IL的值IL3用晶體管18的基極-發射極電壓VBE和電阻器9的電阻值R9表示，所以IL3可以被表示成IL3＝VBE/R9因而，通過這樣設置電阻器9的電阻值R9，使得電流值IL3變得大于在阻尼振蕩期間和當負載不大時流經電抗器5的電流IL，可以防止晶體管18導通，從而防止NMOS7在阻尼振蕩期間和負載不大時導通。
相反，在驅動NMOS7的柵極并且NMOS7處于導通狀態的情況下，偏置電流從NMOS7的柵極經二極管25和電阻器26、27流進電阻器9。
在此時，由于二極管28，電阻器26和電阻器27之間節點上的電壓變為晶體管18的集電極-發射極電壓VCE與二極管28的正向電壓VF之和。如上所述，在晶體管18，當集電極-發射極電壓VCE變得等于基極-發射極電壓VBE時，電阻器26和電阻器27之間的節點被VBE+VF的值所鉗制。因此，當晶體管18處于導通狀態時，如果電阻器27的電阻值是R27，則流經電阻器9的偏置電流為VF/R27。
在流經電抗器5的電流IL與通過電阻器27偏置的電流的和在電阻器9上產生的電壓低于晶體管18的閥值時，晶體管18截止。假設在晶體管18截止時流經電抗器5的電流IL的值為IL4，則通過設置開關電源裝置，使其滿足以下等式IL4+VF/R27＝VBE/R9也就是，R27＝VF(IL3-IL4)，可以在產生阻尼振蕩并且負載不大時抑制NMOS7導通。
擔心在晶體管18截止之后在NMOS16導通以及NMOS7的柵極電壓下降之前的短時間內，電阻器26、27節點上的電壓會增大，并且電阻器9的偏置增大，從而再次導通晶體管18，但是由于電容器29延遲電阻器26、27的節點上的電壓增大，所以這可以防止晶體管18再次導通。
通過使用電阻器和二極管，而不穩定流進電阻器9的偏置電流，可以使偏置電流從NMOS7的柵極或者輔助線圈2c直接流進電阻器9，然而，在這種情況下，需要考慮在輔助線圈2c上產生的電壓的變化和晶體管的溫度特性來設置偏置。
第六實施例圖7是示出根據本發明第六實施例的開關電源裝置的電路圖，并且用同樣的標記表示與圖5中的第四實施例相同的元件。
該開關電源裝置包括二極管30、電容器31、電阻器32，以及與第五實施例的開關電源裝置相同的結構。
二極管30的陽極連接到二極管14的陰極，而二極管30的陰極連接到電容器31的一個電極。電容器31的另一個電極連接到變壓器2的輔助線圈2c的冷端。電阻器32連接在電容器31的兩端之間。
當輸出電壓Vo為低時，例如，在開始階段，逆向變換器不能從次級線圈2c的冷端產生用于驅動NMOS16的柵極的電壓。因此，即使流經電抗器5的電流變成零，并且晶體管18截止，也不會在NMOS16的柵極產生預定電壓，這就導致不確定的NMOS7柵極電壓。通過這種方式，在作為主開關元件的NMOS3導通，并且NMOS7的源極電壓相對于NMOS7的漏極電壓變低而NMOS7的柵極電壓又不確定的情況下，通過NMOS7的反饋電容對輸入電容進行充電，并且在NMOS7的柵極產生電壓。由于這一柵極電壓，擔心NMOS7將導通，并且穿透電流流過。
相反，在本實施例的開關電源裝置中，在NMOS16處于截止狀態并且NMOS3導通的情況下，NMOS7源極上的電壓相對于它的漏極變低，并且輔助線圈2c冷端的電勢相對于NMOS7源極的電勢進一步變低。因而，通過二極管14、二極管30和電容器31對NMOS7的反饋電容進行充電。由于通過NMOS16的寄生二極管的正向電壓而使二極管14陰極的電勢相對于NMOS7的源極變低，所以NMOS7的柵極電壓幾乎變為0伏，并且不導通。此外，沒有施加任何負的過載電壓。
第七實施例圖8是示出根據本發明第七實施例的開關電源裝置的電路圖，并且用同樣的標記表示與圖7中的第六實施例相同的元件。
該開關電源裝置包括二極管33，代替第六實施例的開關電源裝置的電阻器32。二極管33的陽極連接到二極管30的陰極和電容器31之間的節點，而二極管33的陰極連接到晶體管13的集電極。
在第六實施例中，通過電阻器32對在NMOS3導通期間儲存在電容器31中的電荷進行放電，但是在本實施例的開關電源裝置中，儲存在電容器31中的電荷通過晶體管13的集電極提供給NMOS7的柵極。也就是說，儲存在電容器31中的電荷用于驅動NMOS7，這導致有效利用所述電荷。
第八實施例圖9是示出根據本發明第八實施例的開關電源裝置的電路圖，并且用同樣的標記表示與圖7中的第六實施例相同的元件。
該開關電源裝置除去第六實施例的開關電源裝置中的晶體管13和二極管10、14，而包括二極管34、35。
電容器31的一個電極通過電阻器15連接到NMOS7的柵極，而電容器31的另一個電極直接連接到輔助線圈2c的冷端。二極管34的陽極連接到電容器31的一個電極，而二極管34的陰極則連接到電阻器24和NMOS16的漏極之間的節點。二極管35的陽極連接到NMOS7的源極，而二極管35的陰極則通過電阻器15連接到NMOS7的柵極。
在該開關電源裝置中，通過電容器31驅動同步整流NMOS7。當作為主開關元件的NMOS3導通時，由在次級線圈2c中感應的電壓通過二極管35對電容器31進行充電。當作為主開關元件的NMOS3截止并且輔助線圈2c的電壓反轉時，NMOS7被儲存在電容器31中的電荷和在輔助線圈2c中感應的電壓導通。如果電容器31能夠驅動NMOS7的柵極，它就足夠了，這樣電容器31的電容可以是很小的值。
當流經電抗器5的電流IL減小并且NMOS16導通時，NMOS16導通。因此，從NMOS7的柵極通過二極管34釋放電荷，從而使NMOS7截止。這樣，電容器31處于這樣一種狀態，它的一個電極連接到輔助線圈2c的熱端，并且被反向充電。一直保持對電容器31進行充電，直到電容器31的充電電壓變得等于輔助線圈2c所產生的電壓。此后，沒有電流流經輔助線圈2c。這樣，功率損耗很小。此外，電容器31的電容可以相對較小，由此流經輔助線圈2c的電流很小。
二極管34防止流經電抗器5的電流IL流回到電容器31的一個電極中。
在上述開關電源裝置中，可以除去晶體管13，并且可以通過電容器31驅動NMOS7，該電容器31比晶體管13便宜。可以減少二極管和電阻器的元件數量，從而減少該開關電源裝置的成本。
第九實施例圖10是示出根據本發明第九實施例的開關電源裝置的電路圖，并且用同樣的標記表示與圖8中的第七實施例相同的元件。
該開關電源裝置包括齊納二極管36。
齊納二極管36的陰極連接到二極管10的陰極，而齊納二極管36的陽極則連接到電阻器12的一端，并且電阻器12的另一端連接到晶體管13的基極。
在該開關電源裝置中，在像剛開始這種時候輸出電壓Vo很低，并且輔助線圈2c所產生的電壓很低的情況下，齊納二極管36防止基極電流流進晶體管13。這可以抑制像剛開始這種時候可能出現的不穩定工作。
第十實施例圖11是示出根據本發明第十實施例的開關電源裝置的電路圖，并且用同樣的標記表示與圖5中的第四實施例相同的元件。
該開關電源裝置包括DC電源1、變壓器2、為主開關元件的NMOS3、以及控制NMOS3導通/截止的控制器。以與第一至第九實施例相似的方式將DC電源1和NMOS3連接到變壓器2。
變壓器2的次級線圈2b的冷端連接到電阻器11的一端和電容器6的一個電極。電容器6的另一個電極連接到地GND。
次級線圈2b的熱端連接到電阻器37的一端、輔助線圈2c的冷端、以及同步整流NMOS7的漏極。電阻器37的另一端連接到電阻器38的一端，并且電阻器38的另一端連接到NMOS7的源極。NMOS7的源極連接到地GND。
輔助線圈2c的熱端連接到電抗器5的一端。電抗器5的另一端連接到二極管8、20和23的陽極。二極管8的陰極通過電阻器9連接到地GND，并連接到晶體管18的基極。
二極管20的陰極連接到晶體管18的集電極，并且晶體管18的發射極連接到地GND。二極管17的陽極連接到電阻器11的另一端，而二極管17的陰極則連接到晶體管18的集電極。
二極管17的陰極還連接到NMOS16的柵極。二極管23的陰極連接到電阻器24的一端，而電阻器24的另一端連接到NMOS16的漏極。NMOS16的源極連接到地GND。
電阻器37和電阻器38之間的節點連接到二輸入NOR電路39的一個輸入端。NOR電路39的另一個輸入端連接到晶體管18的集電極。NOR電路39的輸出端經電阻器15連接到NMOS7的柵極。
在按照上述方式連接的開關電源裝置中，電抗器5根據輔助線圈2c所產生的電壓儲存和釋放能量。電阻器9檢測流經電抗器5的電流IL，并且類似于第一至第九實施例的開關電源裝置，晶體管18根據流經電抗器5的電流導通。
晶體管18的導通動作導致將低電平信號輸入到NOR電路39的另一個輸入端中。晶體管18的截止動作導致將高電平信號輸入到NOR電路39的另一個輸入端中。
串聯的電阻37和38連接在NMOS7的源極和漏極之間。因此，當NMOS(主開關)3導通時，將次級線圈2b上的電壓和輸出電壓Vo施加到電阻器37和38。當NMOS3截止時，NMOS7的寄生二極管正向偏置。因此，將低電壓施加到電阻器37和38。因此，電阻器37和38之間的連接節點，即，NOR電路39的一個輸入端當NMOS3導通時處于高電壓，當NMOS3截止時處于低電壓。
因此，當大于預定電流水平的電流流經電抗器5以使晶體管18導通并且作為主開關的NMOS3截止時，NOR電路39輸出高電平信號。從NOR電路39輸出的高電平輸出信號驅動或導通NMOS7。
在第一至第九實施例的開關電源裝置中，由于NMOS7的柵極被輔助線圈2c所產生的電壓驅動，因此難以將輔助線圈2c所產生的電壓設置成極低的電平，但是在本實施例中，由于輔助線圈2c只用于儲存和釋放電抗器5的能量，因此可以減少匝數ns，這使得可以用較小和便宜的電抗器替換電抗器5。
第十一實施例圖12是示出根據本發明第十一實施例的開關電源裝置的電路圖，并且用同樣的標記表示與圖11中的第十實施例相同的元件。
該開關電源裝置是在第十實施例的開關電源裝置中除去二極管17、20、電阻器11、晶體管18、NMOS16、以及NOR電路39，但是包括了比較器40、基準電壓發生器41、二極管42、反相器43、以及AND電路44的開關電源裝置。
與第十實施例一樣，陽極與電抗器5的另一端連接的二極管8連接到電阻器9的一端，并且連接到比較器40的一個輸入端、以及二極管42的陽極。二極管42的陰極連接到電阻器9的另一端和地GND。將基準電壓發生器41產生的基準電壓輸入到比較器40的另一個輸入端。基準電壓低于二極管42的正向電壓。
陽極連接到電抗器5的另一個電極的二極管23的陰極連接到電阻器24的一端，而電阻器24的另一端連接到比較器40的輸出端。
與第十實施例一樣，電阻器37、38的串聯電路連接在NMOS7的漏極和它的源極之間。反相器43的輸入端連接到電阻器37和電阻器38之間的節點，而反相器43的輸出端則連接到AND電路43的一個輸入端。AND電路43的另一個輸入端連接到比較器40的輸出端。AND電路43的輸出端經電阻器15連接到NMOS7的漏極。
在該開關電源裝置中，比較器40將電阻器9上的電壓降與基準電壓發生器41產生的基準電壓進行比較，并且當電阻器9上的電壓降大于基準電壓時，也就是大于預定水平的電流流經電抗器5時，輸出高電平信號給AND電路的一個輸入端。電阻器37和38串聯連接在NMOS7的漏極和源極之間。因此，電阻器37和38之間的連接節點當NMOS3導通時處于高電平，并且當NMOS3截止時處于低電平。電阻器37和38的連接節點通過反相器電路43連接到AND電路44的另一個輸入端。因此，當NMOS3導通并且大于預定電流水平的電流流經電抗器5時，AND電路44輸出高電平信號，以便使NMOS7導通。二極管42將電阻器9上的電壓降鉗制在它的正向電壓上，以保護比較器40。在本實施例中，通過比較電阻器9上的電壓降和基準電壓來對流經電抗器5的電流進行檢測。與晶體管的基極-發射極電壓相比，基準電壓由于溫度的變化而變化很小。因而，比較器40的比較結果變得穩定。因此，可以抑制NMOS7的導通/截止時刻隨著溫度變化而發生變化。
在不背離本發明的廣義精神和范圍的情況下，可以對其進行各種實施和改變。上述實施例旨在舉例說明本發明，而不是限制本發明的范圍。通過附加的權利要求而非實施例來示出本發明的范圍。在本發明的權利要求的等價含義內和在權利要求內進行的各種修改將被認為是落入本發明的范圍內。
本申請是以2004年11月19日提交的日本專利申請No.2004-336307為基礎，并且包括說明書、權利要求書、附圖以及摘要。在此完整并入上述日本專利申請的公開內容作為參考。
權利要求
1.一種開關電源裝置，包括變壓器(2)，具有初級和次級線圈(2a、2b)；主開關元件(3)，開關流經所述初級線圈(2a)的電流；控制器(4)，控制所述主開關元件(3)的操作；平滑電路(6)；整流開關元件(7)，在所述次級線圈(2b)和所述平滑電路(6)之間連接和斷開；以及整流元件驅動電路(2c、5、8-33)，驅動所述整流開關元件，并且包括電抗器(5)，與所述次級線圈(2b)并聯連接，在所述主開關元件(3)的導通期間儲存能量，并且在所述主開關元件(3)的截止期間釋放所述儲存的能量，以及驅動電路(2c、8-15、18)，檢測流經所述電抗器(5)的電流的電流值，并且當流經所述電抗器的所述電流大于或者等于預定值時，在所述主開關元件的所述截止期間使所述整流開關元件導通，而當流經所述電抗器的所述電流小于所述預定值時，使所述整流開關元件截止。
2.根據權利要求1所述的開關電源裝置，其中所述驅動電路包括電流檢測電路，其檢測流經所述電抗器(5)的所述電流的電流值，并且所述電流檢測電路包括電流檢測電阻器(9)，一端連接到所述電抗器(5)，而另一端連接到所述次級線圈(2b)；以及晶體管(18)，具有控制電極(基極)，以及根據施加到所述控制電極的信號改變導通狀態的第一和第二導通電極(發射極、集電極)，所述控制電極(基極)連接到所述電抗器(5)，所述第一導通電極(發射極)連接到所述次級線圈，以及當由于流經所述電抗器(5)的所述電流而在所述電流檢測電阻器(9)上產生的電壓降變得小于所述晶體管(18)的閥值時，所述驅動電路(10-18)根據所述晶體管(18)的所述第二導通電極上的電壓，使所述整流開關元件(7)截止。
3.根據權利要求2所述的開關電源裝置，其中所述晶體管(18)是雙極性晶體管，它的基極、發射極和集電極分別對應于所述控制電極、所述第一導通電極和所述第二導通電極。
4.根據權利要求2所述的開關電源裝置，其中所述晶體管(18)是MOS晶體管，它的柵極、源極和漏極分別對應于所述控制電極、所述第一導通電極和所述第二導通電極。
5.根據權利要求2所述的開關電源裝置，其中所述驅動電路包括截止控制開關(16)，其具有電流通路，一端(源極)連接到所述次級線圈(2b)，而另一端(漏極)連接到所述整流開關元件(7)的控制端；以及控制端(柵極)，連接到與所述次級線圈(2b)串聯連接的輔助線圈(2c)、以及所述晶體管(18)的所述第二導通電極(集電極)；當所述晶體管(18)截止時，所述截止控制開關(16)導通以降低所述整流開關元件(7)的所述控制端上的電壓。
6.根據權利要求2所述的開關電源裝置，其中所述驅動電路包括電流旁通二極管(20)，它的陽極和陰極分別連接到所述電感器(5)、以及所述晶體管的所述第二導通電極。
7.根據權利要求5所述的開關電源裝置，其中所述驅動電路包括具有電阻器和二極管的滯回電路(23)，連接在所述電抗器(5)和所述截止控制開關(16)的所述電流通路的所述另一端之間，并且在所述截止控制開關的導通期間，允許流經所述電抗器的所述電流部分地流經所述截止控制開關。
8.根據權利要求5所述的開關電源裝置，其中所述驅動電路包括偏置電路(25)，其確保電流從所述輔助線圈(2c)或所述整流開關元件的所述控制端通過電阻器(26、27)流到所述電流檢測電路。
9.根據權利要求5所述的開關電源裝置，其中所述整流元件驅動電路包括電容器，其連接在所述整流開關元件的所述控制端和所述輔助線圈之間，并且具有減小所述整流開關元件的所述控制端上的電壓的功能。
10.根據權利要求5所述的開關電源裝置，其中所述整流元件驅動電路包括電容器，其連接在所述整流開關元件(7)的所述控制端和所述輔助線圈(2c)之間，并且具有減小所述整流開關元件的所述控制端上的電壓的功能、以及驅動所述整流開關元件的功能。
11.根據權利要求5所述的開關電源裝置，其中所述驅動電路包括驅動晶體管(13)，它的發射極、基極和集電極分別連接到所述整流開關元件(7)的所述控制端、所述截止控制開關的主端子的另一端、以及所述輔助線圈，并且電阻器(12)和齊納二極管(36)連接在所述驅動晶體管的所述基極和所述集電極之間。
12.根據權利要求1所述的開關電源裝置，其中所述驅動電路包括電流檢測電路，檢測流經電抗器(5)的電流的電流值；以及門電路(39)，當所述主開關元件截止時，根據所述電流檢測電路的檢測結果，使所述整流開關元件導通和截止。
13.根據權利要求1所述的開關電源裝置，其中所述電流檢測電路包括電流檢測電阻器(9)，一端連接到所述電抗器(5)，而另一端連接到所述次級線圈，以及比較器(40)，對所述電流檢測電阻器所產生的電壓與預定電壓進行比較，并且當所述主開關元件截止時，所述驅動電路根據所述比較器(40)的輸出信號，使所述整流開關元件導通和截止。
14.一種開關方法，包括以下步驟間隙地將電流提供給變壓器(2)的初級線圈(2a)；以及根據流經所述電抗器的所述電流，在沒有電流流經所述第一線圈期間以及當流經與所述變壓器的所述次級線圈并聯的電抗器(5)的電流的電流值大于或者等于預定值時，使整流開關元件導通，以便通過整流開關元件將所述變壓器的次級線圈(2b)的輸出提供給平滑電路，而當流經所述電抗器的所述電流的所述電流值小于所述預定值時，使所述整流開關元件截止。
全文摘要
流經電抗器(5)的電流流經電阻器(9)，其根據電流的值產生電壓。當由電阻器(9)產生的電壓大于或者等于晶體管(18)的閥值時，晶體管(18)處于導通狀態。當流經電抗器(5)的電流減小，并且由電阻器(9)產生的電壓變得小于晶體管(18)的閥值時，晶體管(18)截止，并且NMOS(16)導通。因而，通過二極管(14)降低NMOS(7)的柵極電壓，確保NMOS(7)在流經變壓器(2)的次級線圈(2b)的電流變成零之前截止。
文檔編號H02M3/28GK1848652SQ200510124820
公開日2006年10月18日 申請日期2005年11月21日 優先權日2004年11月19日
發明者京野羊一 申請人:三墾電氣株式會社