專利名稱：電流型降壓開關調節器的制作方法
技術領域：
本發明大體上涉及一種電流型降壓開關調節器，尤其涉及電流型降壓開關調節器的過電流限制電路。
背景技術：
圖6示出了現有的電流型降壓開關調節器中的過流限制電路的電路圖。開關107為線圈109提供輸入電壓VIN。誤差放大器101放大通過第一電阻110和第二電阻111分割輸出端113的輸出電壓VOUT和由基準電壓源100提供的基準電壓VREF之間的差值。
在減法器103中從誤差放大器101中的輸出信號中減去斜坡校正電路(slopecorrecting circuit)102輸出的校正傾斜波(correcting)而得到的信號被輸入到比較器104的反相輸入端。從斜坡校正電路102輸出的校正傾斜波為鋸齒波，如圖6所示。
通過將流過開關107的電流轉換成電壓而得到的信號被輸入到比較器104的非反相輸入端。雖然沒有圖示，但是電流通常用與開關107串聯的感應電阻檢測。具有與流過開關107的電流成比例的值的信號作為電壓信息被輸入到比較器104的非反相輸入端。
當輸出電壓VOUT低時，誤差放大器101中的輸出電壓增大。因此，為了使比較器104的邏輯狀態可以從L變到H，需要給比較器104的非反相輸入端提供具有較大值的電壓信號。也就是，當輸出電壓VOUT低時，更多的電流(a more current)流過開關107，轉化比較器104的輸出信號。比較器104的輸出信號通過或電路115被輸入到SR鎖存器106的復位端R。
振蕩器105被連接到SR鎖存器106的設置端S。如圖6所示具有固定周期的脈沖信號從該振蕩器105中輸出。SR鎖存器106的輸出端Q連接到開關107。當SR鎖存器106的輸出端Q的電壓水平變為H時，開關107打開。
與比較器104的情況類似，通過將流過開關107的電流轉換成電壓而得到的信號輸入到過流檢測比較器114的非反相輸入端。如上面所描述的，電流通常采用與開關107串聯的感應電阻檢測。具有與流過開關107的電流成比例的值的信號作為電壓信息被輸入到過電流檢測比較器114的非反相輸入端。
另外，基準電壓源113被連接到過電流檢測比較器114的反相端。過電流檢測比較器114的輸出端被連接到或電路115的一個輸入端。當流過開關107的電流增加時，輸入到過流檢測比較器114的非反相輸入端的電壓相應的增加。當電壓大于基準電壓源113設置的電壓時，來自過流檢測比較器114的輸出信號的電壓電平變高。因此，由于SR鎖存器106被復位，所以開關107閉合。也就是，當操作狀態為過電流狀態時，開關107閉合。從而，防止電流再流動的過電流限制功能工作。
當開關107閉合時，流過開關107的電流值變為零。因此，由于來自于過電流檢測比較器114的輸出信號的電壓電平變低，SR鎖存器106被從振蕩器105輸出的下一個脈沖設置，以將開關107打開。當流過開關107的電流再一次增大時，操作重復執行，其中過流檢測比較器114非反相輸入端的電壓電平變高以將開關107閉合(參考在降壓控制器，“MAX796/MAX797/MAX799”，的數據列表中的PWM控制器的詳細框圖(第14頁)，其用于MAXIM有限公司制造的同步校正型CPU電源。)。
當載荷電流增大以提供過電流限制狀態時，在輸出端113的輸出電壓VOUT降低，從而獲得穩定的狀態。然而，由于在輸入端117的輸入電壓VIN是恒定的，因此用于控制開關107的信號的負載(duty)變小。負載實際上由下面的等式決定Duty＝VOUT/VIN當負載變小時，在比較器104和過電流比較器114中的響應延遲給負載帶來的影響變大。圖7示出了流過連接到輸出端113的載荷116的載荷電流IOUT和輸出電壓VOUT之間的關系。當載荷電流IOUT超過A點所指示的過電流檢測電平時，過電流控制功能工作，使得輸出電壓VOUT為0V。如果比較器的延遲時間是零，負載實際上由等式Duty＝VOUT/VIN決定。然而，實際上，比較器具有延遲時間，該延遲時間對負載產生影響。當由VOUT/VIN決定的負載(負載時間)大時，比較器中的延遲時間可以被忽略掉。然而，當負載變小時，由比較器中的延遲時間帶來的影響不能被忽略掉。在圖6中示出的現有的電路中，遇到這樣一個問題，當輸出電壓VOUT低時，由于比較器的響應延遲帶來的影響在某些情況下，負載不能被減小到等于或是小于延遲時間的水平的情況，因此過電流限制功能不能工作。
與由斜坡校正電路102輸出的鋸齒波的振蕩頻率無關，比較器的響應延遲是恒定的。因此，當振蕩頻率變高時，由比較器的延遲時間帶來的影響變大，其類似于負載變小的情況。當電流限制功能不工作時，出現這樣一個問題，促使流過線圈109的電流和促使流過開關元件107的電流不受限制。同樣，當電流超過允許的電流值時，將不能獲得原始的感應值。此外，當MOSFET被用到開關元件107中時，MOSFET被加熱。
發明內容
為了解決上述的問題，根據本發明提出一種具有過流檢測電路的電流型降壓開關調節器，其根據來自于過流檢測電路的過流檢測信號改變開關輸出信號，其包括脈沖調節電路，其接收來自于過流檢測電路的過流檢測信號作為其輸入，其中，在過流狀態，開關輸出信號通過脈沖調節電路被減弱以被輸出。
此外，脈沖調節電路包括SR鎖存電路，并且在過流狀態，在脈沖從過流檢測電路輸出后，任意數量的脈沖被減弱，被輸入到SR鎖存電路的設置端子。
根據本發明上述的結構，存在等價于在過電流狀態中振動頻率降低的情況的影響。因此，可以降低比較器中響應延遲造成的影響。
基于來自于用來檢測過流狀態的比較器的輸出信號，在過流狀態中，振動器的振動頻率被減小以降低過流檢測比較器中的反應延遲的影響，因此，即使當過流限制功能工作以降低輸出電壓時，過流限制特性也可以被加強。
在附圖中圖1是電路圖，其示出了根據本發明實施例的電流型降壓開關調節器的結構；圖2是電路圖，其示出了本發明的電流型降壓開關調節器中的脈沖調節電路例子的詳細結構；
圖3是波形圖，示出了在圖2中的脈沖調節電路部分中的波形；圖4是電路圖，示出了本發明的電流型降壓開關調節器中的脈沖調節電路另一個例子的詳細結構；圖5是波形圖，示出了在圖4中的脈沖調節電路部分中的波形；圖6是電路圖，示出了一個現有的電流型降壓開關調節器的結構；圖7是曲線圖，示出了現有的電流型降壓開關調節器的過流限制電路中的載荷電流IOUT和輸出電壓VOUT之間的關系，以及本發明的電流型降壓開關調節器的過電流限制電路中的載荷電流IOUT和輸出電壓VOUT之間的關系。
具體實施例方式
在過流狀態，在脈沖從過流檢測比較器中輸出后，任意數量的脈沖被跳過，其被輸入到SR鎖存器的設置端子，由此帶來等價于振動頻率降低的情況的影響，因此過流檢測比較器中的響應延遲帶來的影響被降低，并且當輸出電壓VOUT較低時，過流限制性能被加強。
下面參照附圖描述本發明的一個實施例。
圖1是一個電路圖，示出了根據本發明的一個實施例中的電流型降壓開關調節器的結構。
開關107為線圈109提供輸入電壓VIN。誤差放大器101將通過第一電阻110和第二電阻111分割在輸出端113上的輸出電壓VOUT得到的電壓與基準電壓源100提供的基準電壓VREF之間的差值放大。
在減法器103中從誤差放大器101中的輸出信號減去從斜坡校正電路102輸出的校正傾斜波而得到的信號被輸入到比較器104的反相輸入端。從斜坡校正電路102輸出的校正傾斜波為鋸齒形波，如圖6所示。
通過將流過開關107的電流轉換成電壓而得到的信號被輸入到比較器104的非反相輸入端。雖然沒有圖示但通常用與開關107串聯的感應電阻檢測電流。具有與流過開關107的電流成比例的值的信號作為電壓信息被輸入到比較器104的非反相輸入端。
當輸出電壓VOUT低時，來自誤差放大器101的輸出電壓增大。因此，為了使比較器104的邏輯狀態可以從L變化到H，需要給比較器104的非反相輸入端提供具有較大值的電壓信號。也就是，當輸出電壓VOUT低時，更多的電流流過開關107，使比較器104的輸出信號反相。來自比較器104的輸出信號通過或電路115被輸入到SR鎖存器106的復位端R。
與比較器104的情況類似，通過將流過開關107的電流轉換成電壓而得到的信號輸入到過流檢測比較器114的非反相輸入端。如上面所描述的，通常電流采用與開關107串聯的感應電阻檢測。具有與流過開關107的電流成比例的值的信號作為電壓信息被輸入到過電流檢測比較器114的非反相輸入端。
另外，基準電壓源113被連接到過電流檢測比較器114的反相端。過電流檢測比較器114的輸出端被連接到或電路115的一個輸入端。
此外，來自于過電流檢測比較器114的輸出信號被輸入到脈沖調整電路118中，以改變振蕩器200的輸出信號，由此當過電流產生時，被輸入到SR鎖存器106的設置端S中的任意數量的脈沖被跳過。
SR鎖存器106的輸出端Q與開關107連接。因此，當SR鎖存器106的輸出端Q的邏輯電平變為H時，開關107打開。
例如，當恰好在脈沖從過電流檢測比較器114輸出來之后被輸入到SR鎖存器106的設置端S的設置脈沖被跳過一個時，會帶來等價于振蕩頻率降低的情況的影響。因此，比較器中的響應延遲帶來的影響被降低。
圖2示出了脈沖調節電路118的例子。來自于振蕩器200的輸出信號被輸入到單觸發(ong-shot)多振蕩器201，振蕩器201適于與脈沖前置沿(leadingedge)反應。來自于單觸發多振蕩器201的輸出信號被輸入到單觸發振蕩器202，振蕩器202適于與脈沖的后置沿(trailing edge)反應。來自單觸發多振蕩器202的輸出信號輸入到與電路206的一輸入端。
另外，來自于振蕩器200的輸出信號也被輸入到D型觸發器(flip-flop)203的時鐘端。來自于D型觸發器203的Q-B端的輸出信號被輸入到D型觸發器203的數據端D以及與電路206的另一個輸入端中的每一個。
圖1中示出的過電流檢測比較器114的輸出端與SR鎖存器204的設置端S相連接。與電路206的輸出端與SR鎖存器204的復位端R相連接。SR鎖存器204的輸出端通過轉換器205與D型觸發器203的復位端R相連接。
如圖1中所示，與電路206的輸出端與SR鎖存器106的設置端S相連接。
圖3示出了圖2中的A1到G1點波形。當來自于過流檢測比較器114的脈沖信號(具有在點D1處的波形X1)被輸入到SR鎖存器204的設置端S時，輸出到D型觸發器203的復位端R的輸出信號改變。因此，D型觸發器203的輸出信號變化，并且來自于過電流多諧振蕩器202的輸出信號在這段時間段中(在C1點為波形Y1)不從與電路206輸出。因此，脈沖信號被輸出，其中本來應該輸出到SR鎖存器106的設置端S的一個脈沖被跳過(在G1點的波形)。
圖4示出了脈沖調節電路118的另一個實施例，其中D型觸發器207被加入到圖2中示出的電路中。D型觸發器203的輸出端Q與D型觸發器207的時鐘端相連接。轉換器205的輸出端與D型觸發器207的復位端R相連接。D型觸發器207的輸出端Q-B與D型觸發器207的數據端D相連接。D型觸發器207的輸出端Q-B也與與電路206相連接。圖5示出了此時A2到G2點的波形。
可以從圖5中看出，當來自于過流檢測比較器114的脈沖信號(具有在點D2處的波形X2)被輸入到SR鎖存器204的設置端S時，輸出到D型觸發器203和207的每一個復位端RS的輸出信號會改變。因此，來自于D型觸發器203和207的輸出信號變化，并且來自于過電流多諧振蕩器202的輸出信號在這段時間段中(在C2點波形Y2、Y3)不從與電路206中輸出。因此，脈沖信號被輸出，其中本來應該輸出到SR鎖存器的設置端S的兩個脈沖被跳過(在G2點的波形)。
此外，可以明顯的看出，D型觸發器207的額外提供可以增加在脈沖信號(在G2點的波形)中跳過的脈沖的數量，該脈沖信號在脈沖信號(在D2點的波形)被輸入到過電流檢測比較器114中后被輸入到SR鎖存器106的設置端S。
圖7示出了當這個實施例中的過流限制電路被采用時，載荷電流IOUT和輸出電壓VOUT之間的關系。可以理解，當根據本實施例的過流限制電路被采用時，過流限制功能工作，并且因此即使當輸出電壓VOUT減小時，過流限制性能與現有的電路的情況相比被加強。
另外，即使電路結構不同于圖2和4中示出的實施例的電路結構，只要振蕩頻率可以根據過流檢測比較器114的輸出信號改變，就可以獲得與圖2和4中示出的本發明實施例中的電路結構一樣的效果。因此，本發明不限于圖2和4中示出的電路結構。
權利要求
1.一種電流型降壓開關調節器，包括過流檢測電路的，用于根據來自于過電流檢測電路的過電流檢測信號改變開關輸出信號，包括脈沖調節電路，其接收來自于過流檢測電路的過流檢測信號作為其輸入，其中，在過流狀態，開關輸出信號通過脈沖調節電路被減弱以被輸出。
2.如權利要求1中的電流型降壓開關調節器，其中所述脈沖調節電路包括SR鎖存電路，并且在過流狀態，在脈沖從過流檢測電路輸出后，任意數量的脈沖被減弱，被輸入到SR鎖存電路的設置端子。
全文摘要
提供一種電流型降壓開關調節器，即使當過電流限制功能工作以降低輸出電壓時，仍可以增加過電流限制性能。該電流型降壓開關調節器包括脈沖調節電路。當過電流被檢測時，為了降低視在振蕩頻率(apparent oscillation frequency)，開關輸出信號通過脈沖調節電路被減弱以被輸出，從而降低了在過流檢測比較器中由響應延遲帶來的影響。
文檔編號H02M3/156GK1725138SQ20051008961
公開日2006年1月25日 申請日期2005年5月12日 優先權日2004年5月12日
發明者福井厚夫 申請人:精工電子有限公司