包含具有可變偏流源的反饋電路的諧振逆變器的制作方法

專利名稱：包含具有可變偏流源的反饋電路的諧振逆變器的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種諧振逆變器，用于給AC負載、優選氣體放電燈供電，以及用于對這樣的燈進行調光。本發明還涉及調節的DC/DC轉換器電路。
背景技術：
下列參考文獻被引入作為參考美國專利5,245,253；4,998,046；6,246,183；5,723953和5,719,472；美國專利申請US2003/0147263 A1；IR Application Notes AN-995A“ElectronicBallast Using the Cost-Saving IR2155X Drivers”；IR Design TipDT98-1“Variable frequency Drive Using IR215X selfoscillating IC’s”；以及Melvin C.Cosby和R.M.Nelms于1994年8月在IEEE Transactions On Industrial Electronics的第41卷第4期發表的“A Resonant Inverter for Electronic BallastApplication”。
氣體放電管通常使用用于將AC線電壓轉換為高頻電流的電子鎮流器，以便給燈供電。常規的電子鎮流器包含AC/DC轉換器以及將DC電壓轉換為燈高頻電流的諧振逆變器。該諧振逆變器包含產生高頻矩形AC電壓的開關晶體管，該高頻矩形AC電壓被施加到具有串聯的電感器和電容器的電壓諧振電路上。該氣體放電管與該電容器并聯耦合。對于高頻電子鎮流器來說，自激振蕩諧振逆變器是產生用于啟動的AC電壓和用于給燈供電的AC電流的普通部件。自激振蕩諧振逆變器利用耦合在諧振回路電路和開關晶體管的柵極之間的反饋變壓器來為柵極提供用于維持振蕩的正弦電壓。諧振逆變器也可用于DC/DC轉換器中。
諧振逆變器的主要優點是零電壓開關，該零電壓開關允許以較高的切換頻率操作。典型的諧振逆變器包含具有功率MOSFET的半橋(或全橋)，用于產生高頻AC以便給諧振負載供電。通過與LC部件耦合的有效負載而有所區別的三種類型諧振負載是常見的即串聯、并聯和串并聯電路配置。在諧振負載部件的任何組合中，控制電路為有效和可靠的MOSFET操作提供高于諧振頻率的MOSFET切換。當切換高于諧振時，諧振負載的輸入是感性的。當切換低于諧振時，這個輸入是容性的并且應該被避免。被構建為具有正反饋的振蕩器的自激振蕩逆變器電路自動提供穩定的感性模式操作。在這樣的振蕩器中，切換頻率超前于諧振負載的諧振頻率并且跟蹤諧振負載的任何變化。
具有高頻振蕩逆變器標準工業控制器和自激振蕩半橋的鎮流器、例如International Rectifier的IR215X和IR53H(D)系列或STMicroelectronics的L6579系列等不具有自激振蕩諧振逆變器電路的缺點。然而，預調整的切換頻率對諧振負載的諧振頻率變化不敏感并且易受噪聲和集成電路(IC)電源電壓Vcc的變化的影響。考慮到這一點，這些控制器的直接應用是不可能的。在沒有校正切換頻率的情況下，當在一些穩態條件、調光模式下或在燈啟動時低于諧振頻率工作時MOSFET能夠交叉導通和截止。同樣，不提供具有上述IC的功率控制。
一種用于避免這個問題的解決方法在由InternationalRectifier發表的Application Notes AN 995A“Electronic BallastUsing the Cost-Saving IR215X Drivers”中進行了描述。這個參考文獻建議了一種具有兩個反并聯功率二極管的反饋電路，這兩個反并聯功率二極管與作為零電流檢測器的諧振負載串聯連接。所述二極管產生矩形AC脈沖信號，該矩形AC脈沖信號迫使IC中的定時電路與這個信號同步切換。反饋信號表示諧振負載中的電流的相位。然而，在諧振負載的任意部分中的零電流檢測不提供高于諧振頻率的鎖相操作所需的360°正反饋角。另外，當功率二極管用作同步信號源時，功率二極管給鎮流器增加了顯著的功率損耗。
在美國專利5,723,953和5,719,472中公開了其他現有技術的IC驅動的諧振逆變器。這兩個專利講授了通過改變正弦控制信號振幅的半橋IC反饋控制。利用這個方法，迫使相移依賴于反饋信號的振幅以及因此特別是在瞬變過程中振蕩系統的穩定性是完美的。
美國專利申請2003/0147263 A1公開了控制逆變器的相位延遲控制。這種控制具有靜態的反饋電路，該反饋電路具有表示電感器電流相位的輸入信號，該輸入信號與表示參考相位的信號進行比較。差值或誤差信號被提供給壓控振蕩器(VCO)以控制逆變器頻率和功率。這種控制技術利用合并在控制器中的有源元件來處理脈沖信號。
本申請人的現有申請(S.N.10/649,898)公開了一種用于通過自激振蕩驅動器IC的同步來控制諧振逆變器的方法。該方法利用衰減的電壓和相移的反饋正弦信號來用于環路鎖定。即使如此，仍需要具有較寬范圍的控制和較好的穩固性以及相移控制的電路。
用于內部同步IC驅動的諧振半橋逆變器的現有技術電路的問題之一是它們需要顯著的相位旋轉以得到反饋信號的360°總相移。為了進行可靠的相位鎖定并且在閉合環路之前十分期望產生注入的反饋信號，該反饋信號具有相對于外部同步信號的最小的相位差。為了進行可靠的同步，也十分期望在工作頻率的寬范圍中所注入的信號足夠高于斜坡信號。也十分期望具有通過小的外部DC信號的逆變器輸出功率控制(如在調光時)。

發明內容
本發明的一個目的是提供一種用于根據小的正弦信號來寬范圍地可靠地同步自激振蕩IC的方法和電路。
本發明的另一目的是經由同步電路為諧振逆變器提供反饋相位鎖定電路。
本發明的又一目的是提供利用便宜的無源元件構建的具有最小的所需相移的電壓相位鎖定電路。
本發明的又一目的是提供具有可變相移的電壓反饋電路，用于產生正弦相位信號以及在燈啟動期間增加逆變器頻率。
本發明的另一目的是提供組合的電壓/燈電流相位控制反饋電路，用于優化啟動以及穩態操作模式。
本發明的又一目的是提供具有可變結構的反饋電路，用于產生相位信號以及在燈啟動期間增加逆變器頻率。
本發明的又一目的是在逆變器開路期間和在穩態燈操作期間提供編程的逆變器頻率。
本發明的一個附加目的是提供利用小的DC信號的逆變器功率控制(調光)。
本發明的另一個附加目的是提供功率轉換器調節的輸出電壓或電流。
不同于具有相位控制的現有諧振逆變器，本發明包含控制系統，該控制系統在它的相位控制中利用正弦信號，因此可以將無源元件用于相移。相反，現有技術系統利用有源元件來處理脈沖信號以便用于相移。本發明提供一種有效率的并且成本有效的系統，用于通過成本有效的IC來控制諧振逆變器。僅僅利用一些外部元件，獲得有效的同步和調光。利用添加與這些輸入端耦合的電壓和電流反饋，可以獲得用于給氣體放電燈供電的鎮流器逆變器電路。


通過下面的說明將更好地理解本發明的上述的以及其他的特征和優點。
圖1A是本發明的第一實施例中由具有電壓環路鎖定和外部控制的自激振蕩IC驅動的諧振逆變器的電路圖。
圖1B顯示了在圖1A的定時電路中形成同步選通脈沖的信號的波形。
圖2A是另一個實施例的電路圖，其中諧振逆變器由類似于圖1A、但具有倒相的控制信號的自激振蕩IC驅動。
圖2B顯示了在圖2A的定時電路中形成同步選通脈沖的信號的波形。
圖3A是又一實施例的電路圖，其中諧振逆變器使用基于反饋環路中的NPN晶體管的控制。
圖3B顯示了在圖3A的控制電路中形成同步選通脈沖的信號的波形。
圖4A顯示了用于環路鎖定電路中配備有可變相移的鎮流器的電壓諧振逆變器的電路圖。
圖4B顯示了穩態模式下在圖4A的電路中形成選通脈沖的信號的波形。
圖4C顯示了與在圖4B中相同的、但是在逆變器開路模式下或在燈啟動間隔開始時的波形。
圖4D顯示了在燈啟動期間圖4A的諧振逆變器的頻率特性。
圖4E顯示了對稱半橋諧振逆變器中的控制系統的實現。
圖4F顯示了在電壓鎖定環路中具有相位延遲補償器的本發明的一個實施例。
圖5A顯示了具有組合的電壓和電流鎖定環路的諧振逆變器的電路圖，該諧振逆變器用于優化啟動和穩態模式。
圖5B顯示了在燈啟動后圖5A的電路圖中的波形。
圖6A是具有調光特性的本發明的鎮流器諧振逆變器的電路圖。
圖6B顯示了當DC調光控制信號是正的時在圖6A的電路圖中形成同步選通脈沖的信號的波形。
圖7A顯示了具有基于PNP晶體管的同步控制和具有調光特性的本發明的鎮流器諧振逆變器的電路圖。
圖7B顯示了當DC調光控制信號是負的時在圖7A的電路圖中形成同步控制選通脈沖的信號的波形。
圖8顯示了當給同一氣體放電燈供電時具有圖6A(NPN)和圖7A(PNP)的控制電路的鎮流器逆變器的調光特性(輸出功率對DC控制信號)。
具體實施例方式
圖1A是具有標準自激振蕩驅動器集成電路(IC)10的鎮流器諧振逆變器的方塊電路圖，示出了本發明的同步控制裝置。IC 10的HO和LO輸出驅動半橋功率級，該半橋功率級包含MOSFET 11和12以及柵極電阻器13和14。IC 10配備有自舉電容器CB，該自舉電容器CB與IC10的管腳VB連接，該IC 10的管腳VB與自舉二極管耦合(未示出)。MOSFET 11和12連接到高電壓(+VBUS)DC，以便在諧振回路15的輸入端上產生AC電壓。負載16、例如氣體放電燈或具有帶濾波器的整流器的變壓器與諧振回路15耦合。控制器IC 10具有內置的振蕩器，該振蕩器與工業標準CMOS 555定時器類似。可利用定時電路對初始振蕩器頻率進行編程，該定時電路包含與IC 10的管腳CT和RT耦合的外部定時電阻器17和定時電容器18。在圖1A的電路和以下公開的其他類似電路中，IC 10的低側輸出LO與RT管腳電壓信號同相。由于RT管腳電壓電勢相對于公共端子(COM)在低(0)和高(+VCC)之間變化，所以CT管腳電壓VCT具有疊加在DC電壓上的斜坡形狀。IC 10振蕩器在高(2/3VCC)和低(1/3VCC)的預定的CT管腳電壓電平上切換。
在本發明的一個方面中，通過在COM端子和定時電容器18之間插入具有兩個反并聯二極管19和20以及串聯電阻器21和22的網絡來改善定時電路，該串聯電阻器21和22都與COM端子耦合。小電容器23(例如，100-200pf)連接到二極管19和電阻器21之間的節點上以及通過電阻器24連接到+VCC端子上。電容器23和電阻器24之間的節點連接到零信號檢測器(ZSD)25的輸出端上，當在第一輸入端子上的輸入信號Vin改變極性時該零信號檢測器(ZSD)25切換。ZSD 25可以是高頻放大器、電壓比較器或單個晶體管。圖1A的電路使用倒相型ZSD。當ZSD 25的正弦輸入信號從負變為正時，ZSD 25將啟動電容器23到電阻器21的瞬時放電。在電阻器21上產生的負選通脈沖將被疊加在CT管腳斜坡電壓VCT上。在控制IC中可以使用這個選通脈沖控制，該控制IC使用具有與地(公共)連接的定時電容器CT的不同類型的振蕩器。
圖1B說明了圖1A的電路中的波形，包含當ZSD 25的正弦輸入信號Vin從負變為正時由ZSD 25所產生的負選通脈沖。在斜坡電壓VCT達到較低的1/3VCC界限之前疊加在斜坡電壓VCT上的負選通脈沖促使IC10切換。
可以利用任何類型的全波諧振逆變器(串聯、并聯或串并聯)以及任何類型的負載(氣體放電燈、電感加熱器、具有帶濾波器和DC負載的整流器的變壓器，等等)來構建控制系統。
根據本發明的另一個方面，經由相位補償器26從諧振回路15的輸出端到ZSD 25的輸入端提供電壓鎖定環路。相位補償器26為反饋信號提供相位超前(或延遲)，該相位超前通過在反饋環路中提供直至360°的相移而在所希望的頻率上同步控制器。諧振回路15的輸出電壓Vout通過相位補償器26被衰減并且被相移。在圖1A中，顯示了具有串聯電容器27和28以及與電容器28并聯連接的電阻器29的相位補償器26的經濟版本。以下公開了同樣利用無源元件構建的相位補償器26的其他實施例。
上述系統可以配備用于附加的逆變器頻率/功率控制的控制器。通過改變選通脈沖相位來控制系統振蕩頻率。如圖1A中所示，該控制器可以包含可變DC偏流ic的源32，該源32經由電阻器33與ZSD 25的輸入端Vin耦合，用于外部選通脈沖相位控制。具有電阻器30和31的電阻分壓器可被用作ZSD 25的輸入的匹配網絡。節點N可以(a)通過電阻器31連接到相位補償器26上；(b)通過電阻器33連接到DC偏流IC的源32上；(c)連接到與地連接的電阻器30上；以及(d)連接到ZSD 25的第一輸入端子上。
圖2A顯示了另一個實施例，該實施例包含非倒相ZSD 34，它的輸出端經由另一個電容器35與電阻器22耦合。通過經由ZSD 34使另一個電容器35放電給電阻器22，在串聯電阻器22上產生正選通脈沖。這個實施例與第一實施例類似，除了另一個電容器35連接在二極管20和電阻器22之間的節點上以及ZSD 34的另一個輸入端子接收Vin。利用這個連接，可以控制定時電容器18的充電間隔。通過限制電阻器36從負輔助電壓源Vaux對另一個電容器35進行充電。當ZSD 34的輸入信號Vin從正變為負時，通過經由ZSD 34使電容器35放電給電阻器22，在電阻器22上產生正選通脈沖。
如從圖2B可以看到，正選通脈沖被疊加在VCT斜坡電壓上。結果，在斜坡電壓VCT達到較高的2/3Vcc界限的時間點之前，選通脈沖迫使振蕩器切換。
這兩個實施例的負和正選通脈沖都提供寬范圍的可靠頻率控制，因為選通脈沖的振幅與峰-峰斜坡電壓是可比較的并且可以比這個電壓更高。
圖1A和2A的電路具有相同的開環控制特性并且可以使用用于相位鎖定的相同的反饋信號偏移。也就是說，DC控制信號IC可以被施加到ZSD 25或34的正弦電壓反饋輸入端上以偏移ZSD 25或34的開關角。在閉合的鎖定環路情況下，借助于偏流源32的反饋環路中的相位偏移提供對諧振逆變器的頻率控制。
以下描述的其它實施例是第一和第二實施例的變型方案，這些變型方案還提供另外的改進以及促進對本發明的理解。
圖3A-B示出具有作為零信號檢測器的NPN晶體管36的實施例。為了提供來自AC電流源的對稱切換，反并聯二極管37連接到晶體管36的基極發射極結上。晶體管36的輸入端經由電阻器38與相位補償器26的輸出端耦合，因此晶體管36可被認為是電壓驅動裝置。當晶體管36截止時，通過源自+Vcc電壓的小電流經由電阻器24和21對電容器23充電。當晶體管36導通時，電容器23立即放電給電阻器21，從而產生負選通脈沖。該選通脈沖使IC 10的振蕩器與正弦電壓Vsync同步。輸出逆變器電壓Vout和外部同步正弦電壓Vsync(假定在電阻器38處開環)之間的相位角對應于來自相位補償器26的用于在逆變器工作頻率上相位鎖定的相移角。針對包含氣體放電燈的大多數AC負載，使用相位超前相位補償器26(在所有附圖中顯示了相位超前示意圖)。如果需要小的相位延遲，則可以使用相位延遲補償器。例如，為了相位延遲或零相移，附加的電阻器(未顯示)可以與相位補償器26中的電容器27并聯連接。來自源32的控制電流Ic經由電阻器33為晶體管36的基極提供DC偏流，以用于逆變器頻率/功率控制。
圖4A顯示了本發明的另一個實施例，在鎮流器諧振并聯逆變器中具有作為負載的氣體放電燈39。逆變器的諧振回路可以包含諧振電感器40和與燈39并聯耦合的諧振電容器41。DC阻塞電容器43與電感器40串聯連接。逆變器相位鎖定反饋網絡可包含具有非線性串聯網絡的改進的相位補償器44，該非線性串聯網絡具有背對背連接的齊納二極管45和46以及電阻器47。這個串聯網絡與相位補償器44的較低電容器28并聯連接。齊納二極管45和46具有比在穩態模式下相位補償器的Vsync輸出電壓的峰值高一點的閾值電壓。因此，電阻器47在這個模式期間將不傳導任何電流。在這個模式下，相位補償器44的操作類似于圖3A中相位補償器26的操作。
在圖4B中顯示了在穩態模式下的波形，其中可以看出相位超前角Ψ1由相位補償器44產生以便提供額定燈頻率。在燈啟動或開路模式期間，諧振負載的諧振頻率變高并且可能在逆變器元件中引起電壓和電流應力。實際上，對MOSFEF產生應力的容性模式是可能的。在燈啟動期間在圖4A的逆變器中防止這種情況。由于逆變器的輸出電壓Vout在啟動時比在穩態模式下高得多，則相位補償器44的電容器28上的Vsync電壓也較高并且齊納二極管45和46開始導通。通過引入電阻器47，與電容器28耦合的總阻抗降低并且相位補償器44的超前角甚至高于在穩態模式下的超前角。這導致較高的切換頻率以及在啟動和開路模式下輸出電壓的降低。鎮流器逆變器在諧振頻率之上工作。在圖4C中顯示了在開路或燈啟動模式下的波形。即使到ZSD 36的正弦輸入電流有一點失真，這個準正弦電流的超前角與穩態模式相比被增加(Ψ2＞Ψ1)。
圖4D顯示了傳遞函數(實電壓增益|Vout/Vin|對相對頻率ω/ω0，其中ω0是無負載的諧振回路的諧振頻率)。曲線1對應于開路諧振回路傳遞函數，該傳遞函數假定一些功率損耗。曲線2顯示了由手術照明燈加載的相同諧振回路的傳遞函數。圖4D也顯示了圖4A中的實施例的鎮流器/燈啟動軌跡。在燈點燃之前，它的阻抗很高(曲線1)并且逆變器產生高電壓Vout。相位補償器44在諧振逆變器的鎖定環路中提供較高的相位超前角Ψ2。因此，逆變器以較高的切換頻率ω2在感性模式下工作，該切換頻率ω2是點燃的初始頻率(圖4D中的IGN)。當啟動燈并且諧振回路加載有實電阻時，諧振頻率減小。同時，相位補償器44的相位角減小到Ψ1并且切換頻率也減小到ω1。系統工作點從IGN轉移到對應于逆變器的額定輸出功率的RUN。在燈啟動期間逆變器通常在其可變諧振頻率之上工作。
圖4E顯示了對稱半橋并聯加載的諧振逆變器的實施例。負載、例如氣體放電燈39與諧振電容器48并聯連接并且與諧振電感器40串聯連接。諧振電容器48和燈39的第一公共端子與串聯的儲能電容器49和50的接點連接。在電容器27上的電壓反饋環路的輸入端與燈39和諧振電容器48的第二公共端子連接。電容器27阻止來自儲能電容器50的DC電壓進入鎖定環。
圖4F顯示了具有增強的相位補償器51的另一個實施例，該相位補償器51在鎖定環中提供信號延遲。相位補償器51的輸入端與電壓源連接，該電壓源產生與輸出電壓Vout成比例的電壓信號。相位補償器51與串聯諧振電容器52和53的接點連接，該串聯諧振電容器52和53表示逆變器的并聯諧振電容。相位補償器51可以包含具有電阻器54和電容器55的第一相位延遲RC網絡以及包含電容器56和電阻器38的第二RC信號相位超前網絡。相位補償器51也包含非線性網絡，該非線性網絡類似于圖4B中具有齊納二極管45、46和電阻器47的非線性網絡。
在穩態模式下，電阻器47中沒有電流。第一RC網絡的延遲角被選擇用于過度補償第二RC網絡的相位超前。通過在鎖定環中具有相位延遲，可以達到較高的輸出功率。該功率可以利用從負輔助電壓Vaux經由電阻器57到晶體管36的基極的負DC偏流被進一步提高。圖4F中的實施例將負偏流添加到晶體管36的輸入端上以提供深度燈調光(deep lamp dimming)。
當啟動燈時或在開路模式下，圖4F中的逆變器通過增大它的切換頻率而被保護以免于過電壓以及容性模式操作。在高壓下，齊納二極管45和46開始導通，并且通過引入具有電容器56和電阻器47的附加的串聯相位超前RC網絡來改變鎖定環的結構，該串聯相位超前RC網絡提供顯著的相位超前和系統頻率提高。
圖5A顯示了合并兩個反饋鎖定環的實施例上述的根據本發明的電壓環(例如，圖1A)和燈電流環。與燈39串聯連接的電容器58被用作燈電流傳感器。當燈關閉時，電阻器59(可選)加速電容器58放電。電容器58經由電阻器60與晶體管36的基極耦合。
圖5B示出了在燈啟動之后圖5A中的逆變器控制網絡中的信號的波形。在燈啟動期間，來自燈電流傳感器(電容器58)的信號很小。系統經由電壓反饋被鎖定，該電壓反饋以這樣的相位提供電流iv給ZSD 36，以致系統以給燈39提供規定的啟動電壓所需的低功率產生較高的頻率。
通常，電壓環在啟動期間提供相對于輸出電壓Vout的相位超前。然后，燈電流增大并且有限的電流信號io出現在電流環中。電容器58上的電壓和電流io相對于逆變器輸出電壓Vout延遲大約90°。現在高于電流iv+io＝iin的幾何和是相位延遲偏移的特征(見圖5B中的偏移角Ψ3)，iin被施加到ZSD 36的輸入端上。這導致疊加在斜坡信號VCT上的選通脈沖的相應相移。結果，降低了逆變器頻率并且增加了功率，因此在燈啟動之后由逆變器產生額定燈功率。
圖6A顯示了可調光的燈的鎮流器逆變器的電路圖，并且是在圖4A中所示的逆變器電路的一個版本。調光控制電流Ic為正弦信號電流iin提供DC偏移(見圖6B中的波形)。如果調光信號是正的(Ic＞0)，則晶體管36較早地導通，選通脈沖相位超前并且增大了切換頻率。當調光信號是負的時，則減小了切換頻率(未示出)。
圖7A和7B顯示了用于可調光的燈的鎮流器逆變器的調光控制，該逆變器具有從圖2A中的逆變器電路圖得到的電路圖。這個實施例使用PNP晶體管36作為零信號檢測器。
圖8顯示了圖6A和7A的諧振逆變器的調光控制特征曲線。這兩個逆變器幾乎相同并且是來自155VDC總線的功率標準T8燈。
雖然在上面的說明和附圖中已經描述了本發明的實施例，但在根據說明書和附圖閱讀時應理解的是，本發明由下述權利要求所限定。逆變器都利用在125kHz以額定燈功率工作的IR21531控制器。通過施加DC偏流(Ic)，電壓反饋電路中的相位超前(延遲)角可從45°變化到-45°，這提供寬范圍的頻率和功率調節能力。
權利要求
1.一種諧振逆變器，其包含自激振蕩驅動器電路；定時電路，該定時電路與所述驅動器電路的輸入端連接；零信號檢測器，當在第一輸入端子上接收到的輸入信號改變極性時所述零信號檢測器改變輸出信號，所述零信號檢測器的輸出端與所述定時電路連接；諧振回路，該諧振回路與所述驅動器電路的輸出端連接；以及反饋電路，該反饋電路將所述諧振回路的輸出端與所述零信號檢測器的所述第一輸入端子連接，所述反饋電路包含可變偏流源，該可變偏流源與所述零信號檢測器的所述第一輸入端子連接，以便偏移一個角度，在該角度上極性改變以控制所述諧振逆變器的頻率。
2.如權利要求1所述的諧振逆變器，其中所述反饋電路還包含相位補償器，該相位補償器與包含所述偏流源的控制器連接。
3.如權利要求2所述的諧振逆變器，還包含一對由所述驅動器電路操作的并且在所述諧振回路的輸入端上產生電壓的開關晶體管，其中所述諧振回路的所述輸出端與所述相位補償器連接。
4.如權利要求2所述的諧振逆變器，其中所述相位補償器包含兩個串聯連接在所述諧振回路的所述輸出端和公共端子之間的電容器、以及與所述兩個電容器中最接近于所述公共端子的那個電容器并聯的另一個電阻器。
5.如權利要求4所述的諧振逆變器，其中所述相位補償器還包含與所述另一個電阻器并聯的背對背連接的一對齊納二極管。
6.如權利要求2所述的諧振逆變器，其中所述控制器包含第二節點，該第二節點與所述零信號檢測器的所述第一輸入端子、所述相位補償器和所述偏流源連接。
全文摘要
具有自激振蕩驅動器IC的諧振逆變器用于給AC負載、例如氣體放電燈或調節的DC/DC轉換器供電，該諧振逆變器包含定時電路，該定時電路產生注入定時電路的控制選通脈沖。該定時電路通過反饋電路與逆變器諧振回路耦合，該反饋電路為諧振逆變器提供相位鎖定。該反饋電路包含可變偏流源，該可變偏流源與零信號檢測器的輸入端子連接以偏移一個角度，在該角度上極性改變以控制該諧振逆變器的頻率。
文檔編號H02M3/28GK1719711SQ20051008229
公開日2006年1月11日 申請日期2005年7月7日 優先權日2004年7月7日
發明者F·I·亞歷山德洛夫 申請人:奧斯蘭姆施爾凡尼亞公司