專利名稱：使用模擬級聯控制器的單相有源電力濾波器的制作方法
技術領域：
本發明涉及有源濾波技術，特別涉及一種使用模擬級聯控制器的單相有源電力濾波器。
背景技術：
今天，對電能的使用已從簡單的線性負載擴大到具有非線性、沖擊性和不平衡性等用電特性的電子電力設備，例如固態馬達驅動(solid-state motordrive)、個人計算機和節能鎮流器。在這些具有畸變的輸入電流的特性的設備中，往往使用整流器。此外，典型的開關電源采用二極管整流器來進行交直流轉換。這些二極管從供電系統取用短脈沖的輸入電流，而不是光滑的正弦波的輸入電流。然后，為了用短脈沖傳遞相同量的功率，電流峰值會非常高。這就會給配線、電路斷路器甚至公用事業公司提供的配電裝置施加壓力。同時，由于這些設備從供電系統取用的電流是非正弦的，這些類型的設備接口會產生諧波，從而輸入功率因素(PF)低劣和總諧波畸變(total harmonicdistortion，即THD)高企，即，會對供電質量造成污染，導致電力系統產生問題。
為了使功率處理能力最大化，可以增加功率因素校正(PFC)電路和有源功率濾波器，以改善輸入電流的波形。理想情況下，輸入電流應當是正弦的，并且與電源電壓同相。沒有PFC電路時，典型的開關電源具有大約0.6的功率因素并具有相當多的奇次諧波畸變。
另外，歐共體還有限制輸入諧波內容和產品的國際標準IEC61000-3-2，該標準建立了對輸入電流的諧波的限制。為了符合這些標準例如IEC61000-3-2和IEEE 519，開關電源的設計需要這些特征，例如，降低輸入電流諧波以符合諧波限值，得到高的輸入功率從而最小化無功功率。
為了一般目的的用途，優選的還是使用有源電力濾波器，因為它們可以安裝在備種應用中。然而，只能買到三相商用有源電力濾波器產品，并且它們非常昂貴，因此安裝數量不多。
發明內容
鑒于以上原因，本發明的目的是提供一種成本非常低、解決電能質量問題非常好的單相并聯有源電力濾波器(single phase shunt active power filter，簡稱SPSAPF)。
本發明的技術方案是這樣實現的一種單相并聯有源濾波器，并聯在電力系統與非線性負載之間，包括控制電路和與其連接的主電路，其特征在于，所述控制電路包括第一比例積分控制器，其一個輸入端接收參考電壓，另一個輸入端接收從所述主電路輸出的已調直流母線電壓，用于將所述參考電壓減去所述已調直流母線電壓之后進行第一比例積分；乘法器，其一個輸入端接收所述第一比例積分控制器的輸出，另一個輸入端接收縮小的電源電壓；減法器，其一個輸入端接收所述乘法器的輸出，另一個輸入端接收負載電流，用于將所述乘法器的輸出減去所述負載電流而得到參考電流；前饋控制器，其接收所述電源電壓與所述已調直流母線電壓，用于將所述電源電壓與已調直流母線電壓的和除以一個電壓量；第二比例積分控制器，其一個輸入端接收所述參考電流，另一個輸入端接收從所述主電路輸出的濾波器電流，用于將所述參考電流減去所述濾波器電流之后進行第二比例積分；加法器，其一個輸入端接收所述前饋控制器的輸出，另一個輸入端接收所述第二比例積分控制器的輸出，得到控制信號，并輸出到所述主電路。
本發明的原理是由這些模擬器件構成電壓環在外電流環在內的兩個控制環，通過電壓環調節直流母線電壓，以及為并聯型濾波器產生參考電源電流，跟蹤參考濾波器電流，最后產生指令信號給主電路來產生補償電流。
其中，第一比例積分控制器的積分增益KI1由公式15確定，比例增益KxP1由公式16確定，其中，fv為電源頻率，n為正數，電壓環的帶寬是電源頻率fv的1/n倍。
其中，第二比例積分控制器的積分增益KI2由公式7確定，比例增益KP2由公式8確定，其中，fs為濾波器的開關頻率，m為正數，電流環的未衰減的自然角頻率ωI設置為濾波器的開關頻率的1/m倍。
其中，優選的是，前饋控制器除以的電壓量為兩倍的目標直流母線電壓。
利用本發明，可以使用低成本的模擬設備而不需要微處理器就能實現可以很好地抑制諧波和校正功率因素的有源電力濾波器，從而大大降低了有源電力濾波器的生產成本，并且沒有計算負載電流的基波和諧波所需要的大的數學負擔，可以安裝在各種位置來解決電能質量問題。
圖1示出一般的單相并聯型有源電力濾波器應用于電力系統的示意圖；圖2示出本發明電流環控制的方框圖；圖3(a)示出本發明電壓控制環的方框圖；圖3(b)示出圖3(a)在穩定狀態電壓環的方框圖；圖4示出本發明的由電流環和電壓環兩個控制環組成的并聯型有源電力濾波器的級聯控制方框圖；圖5(a)和圖5(b)示出使用本發明參考濾波器電流和濾波器電流之間的傳遞函數的Bode圖；圖6(a)和圖6(b)示出使用本發明參考電壓和直流母線電壓之間的傳遞函數的Bode圖；圖7示出本發明并聯型有源電力濾波器的一種實例的電路原理圖；圖8(a)至圖8(d)分別示出一般非線性負載時的系統電源電流波形、電源電流頻譜、電源電流THD以及功率因素；圖9(a)至圖9(d)分別示出在加入本發明的有源電力濾波器于一般非線性負載時的系統后的電源電流頻譜、電源電流THD以及功率因素；圖10示出圖9(a)至圖9(d)所應用的有源電力濾波器的內部信號；圖11(a)至圖11(d)分別示出低的非線性負載時的系統的電源電流波形、電源電流頻譜、電源電流THD以及來自功率因素；圖12(a)至圖12(d)分別示出在加入本發明的有源電力濾波器于低的非線性負載的系統后的電源電流頻譜、電源電流THD以及功率因素；圖13示出圖12(a)至圖12(d)所應用的有源電力濾波器的內部信號；
圖14(a)至圖14(d)分別示出在電源電壓減少至80Vrms時的系統中的電源電流波形、電源電流頻譜、電源電流THD以及功率因素；圖15(a)至圖15(d)分別示出在加入本發明的有源電力濾波器于電源電壓減少至80Vrms時的系統后的電源電流頻譜、電源電流THD以及功率因素；圖16示出了圖15(a)至圖15(d)所應用的有源電力濾波器的內部信號。
具體實施例方式
為了更為有效地解決電源諧波問題，安裝多個較小額定值的有源濾波器更好。同時，為了便于低成本模擬控制，在本發明中建議使用PFC并聯型有源電力濾波器的級聯控制。
1.概述可以基于并聯型有源電力濾波器的狀態平均模型(state average model)很容易地設計簡單的比例積分控制器。整個設計包括電壓環在內電流環之外的兩個控制環。只要內部的電流環的速度遠遠快于外部的電壓環，就能夠實施級聯控制。為獲得高的功率因素和低的電流THD，電流環的帶寬必須足夠快，以產生補償電流。同時，電流環必須有足夠的能力減少電源電壓和已調直流母線電壓(regulated DC busbar voltage)對感應器電流(即濾波器電流)的影響。為了能夠執行級聯控制以及提供穩定的參考感應器電流，電壓環的帶寬不能太快。
下文將描述建立本發明有源電力濾波器的數學模型，以設計提供指令信號給主電路的控制電路，包括用于電流環和電壓環的帶寬的設置，為減少干擾影響和改善電流跟蹤能力，對PI控制器的設計。最后，還將給出所采用的控制電路的電路實施方案和演示使用本發明有源電力濾波器的效果。
2.建立本發明有源電力濾波器的數學模型圖1示出一般的單相并聯型有源電力濾波器應用于電力系統時的示意圖。
由圖1可見，該有源電力濾波器僅包括主電路，該主電路由一組電壓型PWM變流器和直流電容構成。首先，建立公式(1)，其描述了電壓和電流動力的狀態空間平均模型Li·F(t)=(2d(t)-1)vc(t)-vs(t)]]>Cv·c(t)=-iF(t)]]>(1)其中，L表示濾波器電感量，C表示電容量，iF(t)是濾波器感應電流，vc(t)是直流母線電壓，vs(t)是電源電壓，而d(t)是占空比。
3.設計控制電路下面將具體分析如何建立本發明的有源電力濾波器的控制電路，以提供指令信號給主電路去產生補償電路。
設計控制電路主要是對級聯控制器的設計，即互相級聯連接的電流環的PI控制器(簡稱PI2)與電壓環的PI控制器(簡稱PI1)的設計。
根據公式(1)，并聯型有源電力濾波器可以分解為電壓控制環和電流控制環。
3.1電流環控制根據公式(1)，如果假設將直流母線電壓很好地調節在Uc處，即Uc為預設的目標直流母線電壓，濾波電流約為公式(2)Li·F(t)=2Ucd(t)-vc(t)-vs(t)---(2)]]>圖2示出電流環控制的方框圖。其中，ir(t)是參考濾波器電流。為了減少直流母線電壓vc(t)和電源電壓vs(t)對濾波器電流iF(t)的影響，控制環內還包括前饋控制器GF(s)和PI控制器PI2。前饋控制器GF(s)的目的是消除vc(t)和vs(t)和對輸出濾波器電流iF(t)的影響，其采用公式(3)GF(s)=12Uc---(3)]]>所加入的PI控制器PI2試圖補償控制環中的差異，并且它采用公式(4)GPI2(s)=KP2s+KI2s---(4)]]>其中，KP2與KI2是常數。使用所加入的前饋和反饋控制器，輸出濾波器電流iF(t)變為
IF(s)=2Uc(KP2s+KI2)Ls2+2KP2Ucs+2KI2UcIr(s)---(5)]]>其中，IF(s)和Ir(s)是濾波器電流iF(t)和參考濾波器電流ir(t)的拉普拉斯(Laplace)變換，而s是Laplace變量。根據公式(5)可知，KP2與KI2的設置在并聯型有源電力濾波器中扮演重要的角色，因為它們影響排除干擾的能力和參考電流Ir(s)。在實踐中，直流母線電壓含有直流成分和若干個小的紋波組成。vs(t)與參考濾波器電流ir(t)同相。
需要說明的是，在電流控制環中主要關注的是，減少干擾效應，跟蹤參考濾波器電流Ir(s)。
為達此目的，本發明的前饋控制器GF(s)和反饋控制器(PI2)用于減少由vc(t)和vs(t)造成的干擾影響。如上所述，參考電流ir(t)通過電源電壓和負載電流獲得，該參考信號的頻率內容由電源頻率和比其更高次的諧波組成。為了跟蹤該參考電流，必須將電流控制環的帶寬設置得盡可能得高，以使閉環控制過程的直到第20次的諧波的增益和相位變量都很小。
該電流環的特征方程為Δ(s)=Ls2+2KP2Ucs+2KI2]]>如果電流環的未衰減的自然角頻率ω1設置為濾波器的開關頻率的1/m倍，將得到公式(6)ω1=2πfsm=2KI2UcL,m≥4---(6)]]>其中，fs是濾波器的開關頻率，PI控制器PI 2所需要的積分增益K12由公式(7)給出KI2=(2π)2fs2L2m2Uc---(7)]]>電流環的阻尼比ξ由以下公式確定
2ζω1=2KP2UcL]]>其中，ξ是電流環的阻尼比。如果電流環設定為臨界衰減，即阻尼比為1時，PI控制器PI2所需要的比例增益KP2由公式(8)給出2ω1=2KP2UcL⇒KP2=2πfsLmUc---(8)]]>因此，使用公式(4)的電流環PI控制器PI2(其常數KI2、KP2由(7)和(8)決定)，電流環的未衰減的自然頻率將會是開關頻率的1/m倍，從而電流環處于臨界衰減。根據公式(5)，如果將母線電壓很好地調節在Uc處，電流環的工作獨立于負載電流和電源電壓。
3.1.1魯棒(Robustness)分析對于電流控制環，輸出的已調電壓Uc會導致不確定。但是在使用本發明的電流環的情況下，如果母線電壓增加20％，根據公式(6)，未衰減的自然角頻率變為1.2ω1=1.0954ω1,]]>電流環的衰減比變為1.2=1.0954.]]>當母線電壓減少20％時，根據公式(6)，未衰減的自然角頻率變為0.8ω1=0.8944ω1,]]>電流環的衰減比變為0.8=0.8944.]]>可見，即使輸出的已調電壓有20％的變化，仍能夠很好控制電流環，即未衰減的自然頻率和衰減比的變化很小。在實際中，一般情況下，母線電壓紋波將會比已調電壓的5％要小，從而未衰減的自然頻率以及衰減比的變化會小得更多。
3.2主電壓控制環根據公式(1)，如果將濾波器電流iF(t)作為并聯型濾波器的控制輸入量，已調母線電壓與濾波器電流之間的傳遞函數為Gv(s)=Vc(s)IF(s)=-1Cs---(9)]]>電壓控制環的目的是對直流母線電壓進行控制，以使電源電流跟蹤電源電壓，通過產生參考電流，進而補償負載中的諧波，從而獲得高的功率因素和低的電流THD。通過取電源電流is(t)和負載電流iL(t)之間的差，可以獲得參考電流ir(t)。通過在該控制環內，引入PI控制器PI1，可以獲得所需要的電源電流is(t)。考慮PI控制器PI1為公式(10)GPI1(s)=KP1+KI1s---(10)]]>其中，KP1和KI1常數。將會把從電源電壓vs(t)獲得的所需要的電源電流is(t)以及KP1和KI1應用到公式(9)。
圖3(a)示出了電壓控制環的方框圖，其中，α是常數。假定可以達到穩定狀態，并且PI控制器w(t)的穩定狀態輸出是Wo，在穩定狀態電壓環的方框圖約為圖3(b)。輸出的母線電壓Vc(t)約為Vc(s)=Gv(s)1-GPI1(s)Gv(s)(αWoVs(s)-Wos+IL(s))-GPI1(s)Gv(s)1-GPI1(s)Gv(s)Vr(s)]]>=-sCs2+KP1s+KI1(αWoVi(s)-Wos+IL(s))+KP1s+KI1Cs2+KP1s+KI1Vr(s)]]>(11)其中，Vr(s)是參考電壓vr(t)的拉普拉斯變換，IL(s)是負載電流iL(t)的拉普拉斯變換。
需要說明的是，這里的PI控制器PI1的目的是調節直流母線電壓Vc(t)，以及為并聯型濾波器產生參考電源電流is(t)(其從電源電壓vs(t)產生)。此PI控制器PI2可以很容易地消除恒定項Wo和負載電流的直流成分。
由于vs(t)是電源電壓，而iL(t)是負載電流，它們的頻率包括電源頻率、更高次的諧波，或者直流成分組成。為了減少電源電壓和輸出負載電流對直流母線電壓的影響以及為了具有平滑的穩定狀態的PI控制器PI2輸出，電壓環的帶寬必須遠遠小于電源頻率，以使電壓控制環能同時衰減參考電流的基波頻率和更高次的諧波。如果穩定狀態的PI控制器輸出是平滑的，所產生的參考電源電流is(t)將具有小的THD。如果電壓環的帶寬太高，干擾將會反映在直流母線電壓上，結果，還會反映在所產生的參考電源電流is(t)上。(該參考電源電流將被更高次的諧波破壞)。電壓環的特征方程為Δ(s)=Cs2+KP1s+KI1---(12)]]>
其未衰減的自然角頻率為ωn=KI1C---(13)]]>阻尼比ξ由下列公式確定2ζωn=KP1C]]>或ζ=KP12ωnC---(14)]]>顯然，未衰減的自然角頻率ωn獨立于負載電流。如果電壓環的帶寬設為電源頻率fv的1/n倍，PI控制器PI1的積分增益KI1變為KI1=(2π)2fv2Cn2---(15)]]>如果電壓環的衰減比設為1，PI控制器PI1的比例增益KP1變為KP1=4πfvCn---(16)]]>由上可知，對于電壓控制環，其特性獨立于負載的狀況。因此，采用公式(10)、(15)和(16)的控制設計將會在負載條件不同的各種情況產生一個控制很好的控制電壓環。
綜上所述，由內部的電流環和外部的電壓環組成的兩個控制環所建議的控制機制的方框圖參見圖4。
4.實驗設置和結果。
已建立的實驗用的并聯型有源電力濾波器設置為，主電路的L＝500μH，C＝470μF，標稱電源電壓＝110Vrms，電源頻率是fv＝50Hz。直流母線電壓設為Uc＝200V。
請注意，Uc的設置必須大于峰值電源電壓vs(t)，而α被設為0.01，從而αvi(t)的峰值約為1.56v。α設置的原則是可以確保乘法器輸出不會很容易地飽和即可。開關頻率被設為fs＝40kHz，而電流環未衰減的自然頻率設為開關頻率的1/5倍，即m＝5。根據公式(7)KI2=(2πfs)2L2m2Uc=(2π)2×400002×500×10-62×52×200=3158.3]]>如果電流環的阻尼比設為1，根據公式(8)KP2=2πfsLmUc=2π×40000×500×10-65×200=0.1257]]>公式(4)的電流環PI控制器PI2的傳遞函數變為GPI2(s)=0.1257+3158.3s]]>圖5(a)和圖5(b)示出使用本發明，在理想條件下，在參考濾波器電流和濾波器電流之間的傳遞函數的Bode圖。
由圖5(a)和圖5(b)可見，在到達1kHz以前，增益變化和相位是可以忽略的，這意味著在1kHz內，感應器電流可以很好地跟隨參考濾波器電流。對于電壓控制環，帶寬設為電源頻率fv的1/10倍，通過公式(15)、(16)獲得的比例增益和積分增益為KP1=4πfvCn=4π×50×470×10-610=0.0295]]>和KI1=(2πfv)2Cn2=(2π×50)2×470×10-6102=0.4638]]>公式(10)的電壓環PI控制器PI1的傳遞函數變為GPI1=0.0295+0.4683s]]>圖6(a)和圖5(b)示出使用本發明，在理想情況下參考電壓和輸出直流母線電壓之間的傳遞函數的Bode圖。50Hz及以上的頻率成分將具有至少14dB的衰減。因此，50Hz及以上的頻率成分將被該控制環衰減，從而電壓環PI控制器PI1的輸出響應將是非常穩定的，幾乎不受電源電壓和負載電流的影響。
電壓環PI控制器PI1的穩定的輸出保證了很好的產生參考電源電流。
圖4示出本發明并聯型有源電力濾波器的方框圖。
參見圖4，本發明的使用模擬級聯控制器的單相并聯有源濾波器包括控制電路和與其連接的主電路VSI，其中，控制電路包括第一比例積分控制器PI1，其一個輸入端接收參考電壓vr(t)，另一個輸入端接收從所述主電路輸出的已調直流母線電壓vc(t)，用于將所述參考電壓減去所述已調母線電壓之后進行第一比例積分；乘法器，其一個輸入端接收所述第一比例積分控制器的輸出，另一個輸入端接收縮小的電源電壓αvs(t)；減法器，其一個輸入端接收所述乘法器的輸出，另一個輸入端接收負載電流iL(t)，用于將所述乘法器的輸出減去所述負載電流iL(t)而得到參考電流ir(t)；前饋控制器，其接收所述電源電壓vs(t)與所述已調直流母線電壓vc(t)，用于將所述電源電壓vs(t)與已調母線電壓vc(t)的和除以一個電壓量2Uc；第二比例積分控制器PI2，其一個輸入端接收所述參考電流ir(t)，另一個輸入端接收從所述主電路輸出的濾波器電流iF(t)，用于將所述參考電流ir(t)減去所述濾波器電流iF(t)之后進行第二比例積分；加法器，其一個輸入端接收所述前饋控制器的輸出，另一個輸入端接收所述第二比例積分控制器的輸出，得到控制信號，并輸出到所述主電路。
圖7示出了校正功率因素的并聯型有源電力濾波器的硬件實施方式。
請一并參考圖4來理解圖7。圖4和圖7中的附圖標記說明如下1 第一比例積分控制器2 乘法器3 減法器4 前饋控制器5 第二比例積分控制器6 加法器4.1實驗結果為演示在不同工作條件下本發明的濾波性能，測試不同的電源電壓和安裝條件。
一般的非線性負載是使用全橋整流電路的AC到DC變換。標稱電源電壓是110Vrms，電壓THD約為3％。圖8(a)至圖8(d)分別示出了這種非線性負載的系統的電源電流波形、電源電流頻譜、電源電流THD以及來自Fluke 41B功率諧波分析器(美國福祿克公司制造)的功率因素。
由圖8(a)至圖8(d)分別可知，額定輸出的電源電流(rms)是1.21A。很明顯，這里有許多第三、第五和第七等高次諧波，電源電流THD是80.4％。電路的功率因素是0.76。
圖9(a)至圖9(d)分別示出了在加入所建議的有源電力濾波器于一般非線性負載時的系統后的效果，即電源電流波形、電源電流頻譜、電源電流THD以及來自Fluke 41B功率諧波分析器(美國福祿克公司制造)的功率因素。
由圖9(a)至圖9(d)分別可知，額定輸出的電源電流變為1.26A。很明顯，高次諧波已經被減少，從而電源電流THD為6.4％。整個系統的功率因素是0.99。顯然，在引入有源電力濾波器之后，功率因素和電流THD得到顯著改善。
圖10示出了圖9中所應用的有源電力濾波器的內部狀態，圖中上面的曲線是信道2的曲線，由虛線分割的每個線段表示5V，下面的曲線是信道1的曲線。其中，信道1表示濾波器電流，信道2表示交流耦合直流母線電壓。直流母線電壓被很好地調節為大約9V的峰到峰變化。
圖11(a)至圖11(d)分別示出了低負載時的系統的電源電流波形、電源電流頻譜、電源電流THD以及來自Fluke 41B功率諧波分析器(美國福祿克公司制造)的功率因素。額定輸出的電源電流是0.87A。很明顯，這里有許多第三、第五和第七等高次諧波，電源電流THD是84.8％。電路的功率因素是0.73。
圖12(a)至圖12(d)分別示出了在加入所建議的有源電力濾波器于低負載時的系統后的效果。額定輸出的電源電流變為0.92A。很明顯，高次諧波已經被減少，從而電源電流THD為8.4％。整個系統的功率因素是0.98。
圖13示出了圖12中所應用的有源電力濾波器的內部狀態，圖中上面的曲線是信道2的曲線，由虛線分割的每個線段表示5V，下面的曲線是信道1的曲線。其中，信道1表示濾波器電流，信道2表示交流耦合直流母線電壓。直流母線電壓被很好地調節為大約7V的峰到峰變化。
為進一步演示本發明有源電力濾波器的功能，將電源電壓減少至80Vrms。圖14(a)至圖14(d)分別示出了在此情況下，電源電流波形、電源電流頻譜、電源電流THD以及來自Fluke 41B功率頻譜分析器的功率因素。額定輸出的電源電流是1.54A。很明顯，這里有許多第三、第五和第七等高次諧波，電流THD是69.1％。電路的功率因素是0.78。
圖15(a)至圖15(d)分別示出了在加入所建議的有源電力濾波器于電源電壓減少至80Vrms的系統后的電源電流波形、電源電流頻譜、電源電流THD以及來自Fluke 41B功率頻譜分析器的功率因素。額定的電源電流變為1.26A。顯然，高次諧波已經被減少，從而電流THD為3.7％。整個系統的功率因素是1.00。顯然，在引入有源電力濾波器后可以大大改善功率因素和電流THD。
圖16示出了圖15中所應用的有源電力濾波器的內部狀態，圖中上面的曲線是信道2的曲線，由虛線分割的每個線段表示5V，下面的曲線是信道1的曲線。其中，信道1表示濾波器電流，信道2表示交流耦合直流母線電壓。直流母線電壓被很好地調節為大約8V的峰到峰變化。
所有實驗結果表示所推薦的有源電力濾波器能很好地調節直流母線電壓，以及在諧波減少和功率因素校正方面的明顯改善效果。
5.結論首先，根據狀態平均模型和濾波器設置，可以很容易地獲得控制器設置，最終的級聯控制器可以很容易地使用低成本的模擬設備來實現，從而不需要微處理器。
同時，對于功率因素校正和諧波負載減少問題，本發明所建議的級聯控制器提供了一個簡單的解決方案，能夠有效地對抗負載和電源的變化，從而大大減輕了解決負載電流的基波和諧波的計算負擔，可以很簡單的得到濾波器電流。
進一步地，實驗結果證明基于這種控制策略的有源電力濾波器不僅能同時完成無功補償、諧波抑制等功能，而且控制簡單，可靠性高，補償效果好。這些優點使它具有廣闊的應用前景。
簡言之，使用本發明的濾波器可以大大改善電能質量，節約能源，節省成本，并滿足能源法案(energy code)要求，所以，本發明可以安裝在各種位置來解決電能質量問題。
權利要求
1.一種單相并聯有源濾波器，并聯在電力系統與非線性負載之間，包括控制電路和與其連接的主電路，其特征在于，所述控制電路包括第一比例積分控制器，其一個輸入端接收參考電壓，另一個輸入端接收從所述主電路輸出的已調直流母線電壓，用于將所述參考電壓減去所述已調直流母線電壓之后進行第一比例積分；乘法器，其一個輸入端接收所述第一比例積分控制器的輸出，另一個輸入端接收縮小的電源電壓；減法器，其一個輸入端接收所述乘法器的輸出，另一個輸入端接收負載電流，用于將所述乘法器的輸出減去所述負載電流而得到參考電流；前饋控制器，其接收所述電源電壓與所述已調直流母線電壓，用于將所述電源電壓與已調直流母線電壓的和除以一個電壓量；第二比例積分控制器，其一個輸入端接收所述參考電流，另一個輸入端接收從所述主電路輸出的濾波器電流，用于將所述參考電流減去所述濾波器電流之后進行第二比例積分；加法器，其一個輸入端接收所述前饋控制器的輸出，另一個輸入端接收所述第二比例積分控制器的輸出，得到控制信號，并輸出到所述主電路。
2.如權利要求1所述的單相并聯有源濾波器，其特征在于所述第一比例積分控制器的積分增益KI1由公式(15)確定，比例增益KP1由公式(16)確定，KI1=(2π)2fv2Cn2]]>公式(15)KP1=4πfvCn]]>公式(16)其中，L表示電感量，Uc表示參考電壓，fv為電源頻率，n為正數，1/n代表電壓環的帶寬是電源頻率fv的1/n倍。
3.如權利要求1或2所述的單相并聯有源濾波器，其特征在于所述第二比例積分控制器的積分增益KI2由公式(7)確定，比例增益KP2由公式(8)確定，KI2=(2π)2fs2L2m2Uc]]>公式(7)KP2=2πfsLmUc]]>公式(8)其中，fs為濾波器的開關頻率，m為正數，1/m代表電流環的未衰減的自然頻率設置為濾波器的開關頻率的1/m倍。
4.如權利要求3所述的單相并聯有源濾波器，其特征在于所述前饋控制器所除以的電壓量為兩倍的目標直流母線電壓。
5.如權利要求4所述的單相并聯有源濾波器，其特征在于所述縮小的電源電壓的大小為使所述乘法器的輸出不飽和的值。
全文摘要
本發明提出一種使用模擬級聯控制器的單相有源電力濾波器，其包括控制電路和與其連接的主電路，控制電路包括第一比例積分控制器、乘法器、減法器、前饋控制器、第二比例積分控制器、加法器。其原理是由這些模擬器件構成電壓環在外電流環在內的兩個控制環，通過電壓環調節母線直流電壓，以及為并聯型濾波器產生參考電源電流，并通過電流環減少干擾效應，跟蹤參考濾波器電流，最后產生指令信號給主電路來產生補償電流。利用本發明，可以使用低成本的模擬設備而不需要微處理器就能實現可以很好地抑制諧波和校正功率因素的有源電力濾波器，從而大大降低了有源電力濾波器的生產成本，并且沒有計算負載電流的基波和諧波所需要的大的數學負擔。
文檔編號H02J3/01GK1893215SQ20051008228
公開日2007年1月10日 申請日期2005年7月6日 優先權日2005年7月6日
發明者曾啟明, 陳偉樂 申請人:香港理工大學