電車控制裝置的制作方法

專利名稱：電車控制裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及將從架線集電的直流電用電力變換器變換成交流電并驅動交流電動機的電車控制裝置。
背景技術：
在現有的電車控制裝置中，為了除去回線電流中含有的故障電流，根據濾波電容器的電壓振動，在q軸電壓命令vq1上外加修正值dvq1，來控制第1的q軸電流iq1。d軸電流id和第1的q軸電流iq1根據相位通過旋轉坐標變換能求出所檢測的電動機電流。
從dq軸-旋轉坐標系中的交流電動機的電壓方程式(其記載省略)中，能夠明白d軸與q軸和電流與磁通的相互關系。即，當只操作頻率ω1時，不僅控制第1的q軸電流iq1，而且d軸電流id、d軸磁通φd、以及q軸磁通φq也發生變動并引起干擾。這里，將第1的q軸電流iq1用q軸電壓vq來控制，q軸磁通φq用頻率ω1來控制，d軸的電流id用d軸電壓vd來控制，并在控制第1的q軸電流iq1時，抑制d軸電流id和q軸磁通φq的變動(例如，參照專利文獻1)。
特開2002-238298號公報(第5頁、第7頁、圖6)發明內容在現有的電車控制裝置中，由于必須有抑制d軸與q軸的電流和磁通的干擾的裝置，存在結構復雜的問題。
本發明是為了解決上述問題而提出來的，通過將濾波電容器或濾波電抗器的能量值作為控制對象以降低能量值中含有的高次諧波分量，提供一種能夠削減回線電流的高次諧波分量的電車用控制裝置。
本發明的電車控制裝置，在將從架線集電的直流電用濾波電抗器和濾波電容器進行濾波、用電力變換器變換成交流電、并驅動車輛驅動用交流電動機，根據命令的d軸電流命令值和q軸電流命令值用電壓坐標變換器將發往電力變換器的電壓命令進行運算的電車控制裝置中，包括檢測濾波電容器的電壓的電壓檢測器；從該電壓檢測器的輸出中運算濾波電容器的能量值的能量值運算器；將能量值中含有的規定波段頻率分量抽出的波段頻率分量檢測器；波段頻率分量乘上規定系數并輸出q軸電流命令修正值的波段頻率分量系數器；以及將q軸電流命令值與q軸電流命令修正值相加以修正q軸電流命令值的q軸電流命令修正值加法器。
本發明由于通過修正q軸電流命令值，能夠降低電容器能量值中含有的規定波段頻率分量，能夠降低軌道電路的回線電流中的規定波段頻率分量，即高次諧波分量，因此能夠防止安裝在軌道電路上的安全設備產生故障。


圖1是表示實施本發明用的實施方式1的電車控制裝置的結構圖。
圖2是表示圖1的濾波電容器的能量值的控制方塊圖。
圖3(包括圖3a，圖3b)是表示與圖1中的濾波電容器的能量值的控制相關的開環轉換器圖(board)的說明圖。
圖4是表示實施本發明用的實施方式2的電車控制裝置的結構圖。
圖5是表示與圖4中的濾波電抗器的能量值的控制相關的開環轉換器圖的說明圖。
圖6(包括圖6a，圖6b)是表示與圖4中的濾波電抗器的能量值的控制相關的開環轉換器圖的說明圖。
圖7是表示實施本發明用的實施方式3的電車控制裝置的結構圖。
圖8是表示圖7的增益的說明圖。
圖9是表示實施本發明用的實施方式4的電車控制裝置的結構圖。
圖10是表示實施本發明用的實施方式5的電車控制裝置的結構圖。
圖11是表示圖10中的正轉時的濾波電容器的能量值的說明圖。
圖12是表示圖10中的反轉時的濾波電容器的能量值的說明圖。
標號說明1架線3濾波電抗器4濾波電容器6交流電動機9電壓檢測器
11，35能量值運算器12，36頻率分量檢測器13波段頻率分量系數器17q軸電流命令修正加法器39旋轉速度乘法器40旋轉速度系數器43方向命令系數器44方向命令乘法器具體實施方式
實施方式1圖1是表示實施本發明用的實施方式1的電車控制裝置的結構圖。在圖1中，從架線對直流電集電的集電器2經濾波電抗器3和濾波電容器4與電力變換器5相連。接著，輸出電力變換器5的交流電的輸出側與電車驅動用感應電動機6相連。
從架線1經集電器2輸入直流電，通過濾波電抗器3和濾波電容器4濾波直流電壓之后，通過電力變換器5將直流電變換成任意的交流電以驅動車輛驅動用感應電動機6。
而且，電流檢測器7為了將感應電動機6控制在任意的速度，檢測感應電動機6的電流(三相電流，iu、iv、iw)。而且旋轉速度檢測器8檢測感應電動機6的旋轉速度ωr。
用電壓檢測器9檢測濾波電容器4的電壓Efc。接著，電壓Efc輸入乘法器10進行Efc的2次方運算。乘法器10的運算結果通過能量值運算器11乘上0.5×C(C濾波電容器4的靜電電容)。從能量值運算器11輸出濾波電容器4的能量值Wc。該能量值Wc通過波段頻率分量檢測器12抽出規定波段頻率分量dWc，通過波段頻率分量系數器13將該值dWc乘上K，運算q軸電流命令修正值diq*。
減法器14從與感應電動機6的磁通軸相對應的d軸電流命令值id*減去通過電流檢測器7和電流坐標變換器15得到的感應電動機6的d軸電流值id。該減法結果通過d軸電流控制器16，例如進行比例控制或比例積分控制，輸出d軸電壓修正信號值vd2。
而且，q軸電流命令修正加法器17將與感應電動機6的轉矩軸相對應的q軸電流命令值iq*與q軸電流命令修正值diq*相加，輸出修正后的q軸電流命令值iq2*。減法器18從修正的q軸電流命令值iq2*減去通過電流坐標變換器15得到的感應電動機6的q軸電流值iq。減法結果通過q軸電流控制器19，例如進行比例控制或比例積分控制，輸出q軸電壓修正信號值vq2。
差額控制器20根據d軸電流命令值id*和q軸電流命令值iq*運算轉差頻率命令值ωs*。加法器21將旋轉速度檢測器8輸出的感應電動機6的旋轉速度ωr與轉差頻率命令值ωs*相加，輸出電力變換器頻率命令ω1。這相當于電力變換器5輸出的頻率。ω1輸入到積分器22，得到相位θ。
而且，將d軸電流命令值id*、q軸電流命令值iq*、以及ω1輸入到電壓補償器23，運算dq軸上的非干擾控制項vd1、vq1。在加法器24運算電力變換器5產生的d軸電壓值vd*，在加法器25中運算電力變換器5產生的q軸電壓值vq*。接著，將d軸電壓值vd*和q軸電壓值vq*輸入到電壓坐標變換器26，最后計算電力變換器5應產生的電壓命令信號(vu*，vv*，vw*)。
但是，當著眼于含有q軸電流命令修正值diq*的控制系統時，就得到了圖2的方框圖。圖2中，27是減法器，28是q軸電流控制系統，29是感應電動機6中的q軸電流轉為轉矩的傳遞方塊，30是乘法器，31是系數器，32是由濾波電抗器3和濾波電容器4構成的受電裝置。系數器31是在波段頻率分量系數器27上附加負值，但在圖2中，由于已改成將dWc的命令值設為0并在減法器27中進行減法運算的表現形式，對于例如dWc為正的標號，diq*就成為正的標號，與圖1的標號相一致。
Q軸電流控制系統28由減法器18、q軸電流控制器19、加法器25、電壓坐標變換器26、電力變換器5構成，構成按照q軸電流命令修正值diq*，感應電動機6的q軸電流值為diq的控制系統。還有，關于輸入信號iq*的控制系統，在圖2省略了q軸電流命令修正值加法器17的圖示，但同時使其按照q軸電流命令值iq*，感應電動機6的q軸電流成為iq地進行控制。因此，感應電動機6的電流值控制成iq2*(iq*+diq*)。然而，圖2只表示著眼于相對于q軸電流修正值diq*的控制系統的方框圖。
傳送方塊29表示q軸電流轉為轉矩的傳遞特性，由q軸電流iq表示感應電動機6產生的轉矩。而且由于滿足轉矩(dτ)×旋轉數(ωr)＝功率(dp)的關系，乘法器30表示感應電動機6產生的功率(power)dp。感應電動機6產生的功率經過電力變換器5流向受電裝置32，成為濾波電容器3的能量值Wc。
而且，由于在直流架線中濾波電容器3的電壓Efc有直流分量，因此當由Efc運算Wc時，能量值Wc含有直流分量的能量。直流分量不是抑制對象分量，因此在受電裝置32中的濾波電容器4的能量值Wc中，用波段頻率分量檢測器12將規定的交流分量作為規定的波段頻率分量dWc抽出。構成反饋電路(feedback loop)，使得波段頻率分量dWc為0，對于命令值0用減法器27運算誤差，經系數器31運算q軸電流命令修正值diq*。如上所述，q軸電流控制系統是含有q軸電流控制器19的控制系統，這里對于q軸電流命令修正值diq*以足夠高的響應進行電流追隨，能夠得到與diq*大致上相一致的diq。
但是，在通過電流坐標變換器15在感應電動機6的dq軸上進行控制的前提下，一般感應電動機中的q軸電流iq與轉矩τ的關系能用式(1)來表示。因此，同樣diq與dτ的關系也能用式(1)來表示，得到從diq流向dτ的傳遞方塊29。還有，Pm是極對數，M是互感，Lr是2次電感，φdr是d軸磁通。
數學方程式1τ=PmLr·M·φdr·iq---(1)]]>而且由于轉矩dτ與感應電動機6的旋轉速度ωr的積為功率dp，因此在圖2中用乘法器30能夠表示功率dp。進一步功率dp輸入到受電裝置32，在濾波電容器4中存儲能量值Wc。
這里，控制對象為濾波電容器4的能量值Wc中含有的規定波段頻率分量的交流分量dWc，其命令值為0。濾波電容器4的能量變動被圖2的反饋電路衰減，其結果抑制了回線電流的交流分量。
接著闡述從受電裝置32的功率dp流向能量值Wc的傳遞函數。當因只用交流分量，而忽略受電裝置32的直流要素(架線的直流電壓源)時，受電裝置32只由濾波電抗器3和濾波電容器4構成。當將感應電動機6流向受電裝置32的功率設為P時，P與Wc的關系用式(2)來表示。即，利用感應電動機6的功率能夠控制濾波電容器4的能量值。還有，在式(2)中，L是濾波電抗器3的電感值，C是濾波電容器4的靜電電容，R是濾波電抗器3的電阻分量值，s是將時間函數進行拉普拉斯變換后的s函數的復數參數。
數學方程式2Wc=sCL+RCs2CL+sRC+1·P---(2)]]>
根據圖2的方框圖，將開環轉換器圖的例子示于圖3。這里將q軸電流控制系統28設定為300(rad/sec)的響應，在系數器31設成K＝1，將波段頻率分量檢測器12設定為具有40db/dec的斷路特性且通過頻帶為10～300Hz。而且設定L＝10mH，C＝4000μF，R＝0.4Ω，Pm＝2，Lr＝35.5mH，M＝34.3mH，φdr＝3.4[Wb]。作為參數感應電動機6的旋轉速度ωr如圖3(a)所示，選定為2π×50(rad/sec)，2π×25(rad/sec)，2π×10(rad/sec)的3種形式。隨著旋轉速度ωr的上升，開環增益(Gain[dB])也上升。在該情況下，如圖3(b)所示，無論哪種形式，增益為0dB以上時，由于相位(Phase[deg])不可能為±180°，所以能夠成為穩定的控制系統。因此，濾波電容器4的能量值Wc中含有的規定波段頻率分量的交流分量在開環轉換器圖的增益為0dB以上的波段中，只降低其增益量。
接著，闡述濾波電容器4的能量值Wc與濾波電抗器3的電流(回線電流Is)的關系。當將Efc分成直流分量vdc和交流分量vac中時，能量值Wc就滿足式(3)。能量值Wc的交流分量Wcac滿足式(4)。
數學方程式3Wc=12C·Efc2=12C(vdc+vac)2]]>=12C(vdc2+2vdc·vac+vac2)---(3)]]>數學方程式4Wcac=12C(2vdc·vac+vac2)=12C(2vdc+vac)·vac---(4)]]>例如，在受電裝置32的直流電壓為1500V的情況下，由于vac＜＜2vdc(＝3000V)，所以式(5)就成立。由此，抑制能量值Wc的交流分量就等同于抑制vac，其結果就等同于抑制回線電流Is。
數學方程式5Wcac=12C·2vdc·vac=C·vdc·vac---(5)]]>根據這樣的結構，檢測濾波電容器4的能量值Wc，進行反饋控制，使能量值Wc的規定波段頻率分量變為0，由于降低能量值Wc的交流分量，因此能夠使軌道電路中的回線電流的規定波段頻率的交流分量衰減，能夠消除軌道電路的故障。
而且，實現反饋控制時，只要改變q軸電流命令值即可，能夠使結構更簡單。
而且，通過將濾波電容器4的能量值Wc作為控制對象，以謀求反饋控制的線性化，因此由單純的開環轉換器圖進行設計，能夠更精確地設計回線電流的交流分量的下降量。
實施方式2圖4是表示實施本發明用的實施方式2的電車控制裝置的結構圖。在圖4中，1～8，14～26與實施方式1的相同。
用電流檢測器33檢測濾波電抗器3的電流Is。電流Is輸入乘法器34進行電流Is的2次方運算。乘法器34的結果通過能量值運算器35乘上0.5×L(L濾波電抗器3的電感值)。作為能量值運算器35的輸出運算濾波電抗器3的能量值WL。從能量值運算器35輸出濾波電感3的能量值WL。從該能量值WL中利用波段頻率分量檢測器36抽出規定波段頻率分量dWL，波段頻率分量dWL通過相位補償器37的系數器37a乘上K后運算q軸電流命令修正值diq*。進一步，相位補償器37表示為如式(6)所示的傳遞特性G(s)，選定為常數，以穩定反饋控制系統。在式(6)中，T1、T2為時間常數。
數學方程式6G(s)=T2·s+1T1·s+1·K---(6)]]>且說，當著眼于包含q軸電流命令修正值diq*的控制系統時，就能得到如圖5所示的方框圖。在圖5中，38為減法器，是在系數器37a上附加負值而得到的，但在圖5中，由于已改成將dWL的命令值設為0并在減法器38中進行減法運算的表現方式，對于例如dWL為正的標號，diq*就成為正的標號，與圖4的標號相一致。
在受電裝置32中的濾波電抗器3的能量值WL中，用波段頻率分量檢測器36將規定波段的交流分量作為規定波段頻率分量dWL抽出。構成反饋電路(feedback loop)，使得波段頻率分量dWL為0，對于命令值0用減法器38運算誤差，經相位補償器37運算作為q軸電流命令修正值的diq*。q軸電流控制系統是含有q軸電流控制器19的控制系統，對于q軸電流命令修正值diq*以足夠高的響應進行電流追隨，能夠得到與q軸電流命令修正值diq*大致上相一致的diq。
接著闡述受電裝置32的功率dp流向能量值WL的傳送函數。當因只用交流分量，而忽略受電裝置32的直流要素(架線的直流電壓源)時，受電裝置32只由濾波電抗器3和濾波電容器4構成。將感應電動機6流向受電裝置32的功率設為P時，P與WL的關系能用式(7)來表示。即，利用感應電動機6的功率能夠控制濾波電抗器3的能量值。還有，在式(7)中，L是濾波電抗器3的電感值，C是濾波電容器4的靜電電容，R是濾波電抗器3的電阻分量值。
數學方程式7WL=1s3CL+s2RC+s·P---(7)]]>根據圖5的方框圖，將開環轉換器圖的例子示于圖6。這里將q軸電流控制系統28設定為300(rad/sec)的響應，在系數器37a設定增益K＝0.005，將波段頻率分量檢測器36設定為具有40db/dec的斷路特性且頻帶為10～300Hz。而且設定L＝10mH，C＝4000μF，R＝0.4Ω，Pm＝2，Lr＝35.5mH，M＝34.3mH，φdr＝3.4[Wb]。而且，將式(6)的T1定為0.016，T2定為0.0016。作為參數感應電動機6的旋轉速度ωr如圖6(a)所示，選定為2π×50(rad/sec)，2π×25(rad/sec)，2π×10(rad/sec)的3種形式。隨著旋轉速度ωr的上升，開環增益(Gain[dB])也上升。在該情況下，如圖6(b)所示，無論哪種形式，增益為0dB以上時，由于相位(Phase[deg])不可能為±180°，所以能夠成為穩定的控制系統。因此，濾波電抗器3的能量值WL中含有的規定波段頻率分量的交流分量在開環轉換器圖的增益為0dB以上的波段中，只降低其增益量。而且，圖6中當旋轉速度ωr為2π×10(rad/sec)時，增益為0dB以下，因此沒有降低能量值WL的交流分量的效應，但當旋轉速度ωr上升時，增益就變為0dB以上，出現了降低效應。
根據這樣的結構，檢測濾波電抗器3的能量值WL，進行反饋控制，使能量值WL的規定波段頻率分量變為0，降低能量值WL的交流分量，因此能夠使回線電流的規定波段頻率分量的交流分量衰減，能夠消除軌道電路的故障。
而且，實現反饋控制時，只要改變q軸電流命令值即可，能夠使結構更簡單。
而且，通過將濾波電抗器3的能量值WL作為控制對象，以謀求反饋控制的線性化，因此由單純的開環轉換器圖進行的設計，能夠精確地設計回線電流的交流分量的下降量。
而且，由于能夠降低抑制回線電流的交流分量用的濾波電抗器3和濾波電容器4的容量，因此能夠力求做到整個裝置既小又輕。
實施方式3圖7是表示實施本發明用的實施方式3的電車控制裝置的結構圖。在圖7中，1～26與圖1中的相同。
將波段頻率分量系數器13輸出的q軸電流命令修正值diq*輸入到旋轉速度乘法器39。而且，旋轉速度檢測器8輸出的旋轉速度ωr在旋轉速度系數器40設定成旋轉速度系數K2。
如圖2和圖5的方框圖，或圖3和圖6的開環轉換器圖所示，增益與感應電動機6的旋轉速度ωr成比例地變化。例如，當旋轉速度ωr為2π×25(rad/sec)時，在2π×50(rad/sec)時就產生6dB的差值，旋轉速度ωr越低，濾波電容器4或濾波電抗器3的能量值的交流分量的下降就越受影響。
這里，通過以下方法，使得即使旋轉速度下降，利用旋轉速度系數K2在開環轉換器圖上的增益也不會下降。根據圖2和圖5的方框圖，開環轉換器圖的增益與旋轉速度ωr成比例，因此將旋轉速度系數K2(ωr)設定為如圖8所示的與旋轉速度ωr成反比例的增益。在該例子中，將開環轉換器圖的增益不管在怎么樣的頻率，總是設定為很高。這里，將旋轉速度系數K2與旋轉速度ωr的關系定為式(8)，成為ωr＝2π×50(rad/sec)時的狀態。
數學方程式8K2＝50/(ωr/2π) (8)根據這樣的結構，不管感應電動機的旋轉速度ωr怎樣，通常能夠設計成可得到恒定的開環增益，因此即使旋轉速度ωr很低時，也能夠降低濾波電容器4中的交流分量。
還有，實施方式3中，是將濾波電容器4的能量作為控制對象作說明的，但即使是將實施方式2的圖4所示的濾波電抗器3的能量作為控制對象的結構，也能夠期望得到同樣的效果。
進一步，在實施方式3中，是將旋轉速度系數器40的輸入作為感應電動機6的旋轉速度ωr作說明的，但在差額控制器20的輸出ωs*的值與旋轉速度ωr相比足夠小的情況下，將電力變換器頻率命令ω1作為旋轉速度系數器40的輸入時，也能夠期望得到同樣的效果。
實施方式4圖9是表示實施本發明用的實施方式4的電車控制裝置的結構圖。在圖9中，1～16，18，19，21，22～26與實施方式1的相同。在圖9中，將q軸電流命令值iq*和q軸電流命令修正值diq*用加法器41進行相加，輸出修正后的q軸電流命令值iq2*。通過將該修正后的q軸電流命令值iq2*輸入到差額控制器42，轉差頻率ωs*也與q軸電流命令值iq*一起改變。這樣，在原理上將感應電動機6控制在dq軸上，因此也可以使轉差頻率ωs*與q軸電流命令值iq2*一致地進行改變。
根據這樣的結構，在與感應電動機6一致的dq軸上控制q軸電流，因此能夠使濾波電容器4的能量值中的交流分量更精確地下降。
還有，在實施方式4中，是將濾波電容器4的能量作為控制對象的，但在將濾波電抗器3的能量值作為控制對象時，也能夠期望得到同樣的效果。
實施方式5圖10是表示實施本發明用的實施方式5的電車控制裝置的結構圖。在圖10中，1～26與實施方式1的相同。當方向命令系數器43接到電車的前進或倒退的行進方向命令時，在接到前進命令時輸出[1]，接到倒退命令時輸出[-1]。接著，當波段頻率分量系數器13輸出的q軸電流命令修正值diq*和方向命令系數器43輸出的行進方向命令輸入到方向命令乘法器44時，從方向命令乘法器44輸出附有與行進方向命令相對應的標號的q軸電流命令修正值diq**。
圖11是模式化地表示前進時(感應電動機6的正轉時)的濾波電容器4的能量值Wc與iq2*的關系的說明圖。圖11中的(a)是加速時，(b)是減速時的說明圖。在(a)中，當濾波電容器4的能量值Wc只上升規定的波段頻率分量dWc時，感應電動機6就能得到q軸電流命令修正值diq**，使其奪取濾波電容器4的能量。在(b)中，能得到q軸電流命令修正值diq**，使能量不再回到濾波電容器4。
圖12是模式化地表示倒退時(感應電動機6的反轉時)的濾波電容器4的能量值Wc與iq2*的關系的說明圖。圖12中的(a)是加速時，(b)是減速時的說明圖。在(a)中，能得到q軸電流命令修正值diq**，使其奪取濾波電容器4的能量。在(b)中，能得到q軸電流命令修正值diq**，使能量不再回到濾波電容器4。
由于在前進和倒退中，本來q軸電流命令iq*的標號是相反的，如圖11和圖12所示q軸電流命令修正diq*的標號也相反。即，也可以根據前進和倒退的命令，如q軸電流命令修正diq**那樣地改變標號。
根據這樣的結構，通過根據前進和倒退如q軸電流命令修正信號diq**那樣地改變標號，不管是前進還是倒退，都能有效地降低濾波電容器4的能量的交流分量。
還有，在實施方式5中，將濾波電容器4的能量作為控制對象，但即使將濾波電抗器3的能量作為控制對象，也能夠期望得到同樣的效果。
而且，實施方式1到實施方式5，雖然說明了將感應電動機6的旋轉速度ωr用旋轉速度檢測器8來進行檢測的方法，但即使是根據q軸電流命令值iq*等推定旋轉速度推定值ωr，也能夠期望得到同樣的效果。
進一步，實施方式1到實施方式5，雖然說明了用電力變換器5的輸出驅動感應電動機6的方法，但關于同步電動機等的交流電動機也能夠期望得到同樣的效果。
權利要求
1.一種電車控制裝置，其特征在于，在將從架線集電的直流電用濾波電抗器和濾波電容器進行濾波、用電力變換器變換成交流電、并驅動車輛驅動用交流電動機，根據命令的d軸電流命令值和q軸電流命令值用電壓坐標變換器將發往所述電力變換器的電壓命令進行運算的電車控制裝置中，包括檢測所述濾波電容器的電壓的電壓檢測器；從該電壓檢測器的輸出中運算所述濾波電容器的能量值的能量值運算器；將所述能量值中含有的規定波段頻率分量抽出的波段頻率分量檢測器；所述波段頻率分量乘上規定系數并輸出q軸電流命令修正值的波段頻率分量系數器；以及將所述q軸電流命令值與所述q軸電流命令修正值相加以修正所述q軸電流命令值的q軸電流命令修正值加法器。
2.一種電車控制裝置，其特征在于，在將從架線集電的直流電用濾波電抗器和濾波電容器進行濾波、用電力變換器變換成交流電、并驅動車輛驅動用交流電動機，根據命令的d軸電流命令值和q軸電流命令值用電壓坐標變換器將發往所述電力變換器的電壓命令進行運算的電車控制裝置中，包括檢測所述濾波電抗器的電流的電流檢測器；從該電流檢測器的輸出中運算所述濾波電抗器的能量值的能量值運算器；將所述能量值中含有的規定波段頻率分量抽出的波段頻率分量檢測器；所述波段頻率分量乘上規定系數，同時進行相位補償并輸出q軸電流命令修正值的相位補償器；以及將所述q軸電流命令值與所述q軸電流命令修正值相加以修正所述q軸電流命令值的q軸電流命令修正值加法器。
3.如權利要求1或2的任何一項所述的電車控制裝置，其特征在于，包括檢測所述交流電動機的旋轉速度的旋轉速度檢測器；輸出與所述旋轉速度成反比的旋轉速度系數的旋轉速度系數器；以及將所述q軸電流命令值與所述旋轉速度系數相乘并根據所述旋轉速度將所述q軸電流命令修正值進行修正的旋轉速度乘法器。
4.如權利要求1或2的任何一項所述的電車控制裝置，其特征在于，包括將接受所述電車的前進或倒退的行進方向命令按照行進方向的方向系數進行輸出的方向命令系數器；以及將所述q軸命令修正值與所述方向命令系數相乘并將所述q軸電流命令修正值按照所述前進方向進行修正的方向命令乘法器。
5.如權利要求1或2的任何一項所述的電車控制裝置，其特征在于，包括將所述q軸電流命令值與所述q軸電流命令修正值相加采用修正所述q軸電流命令值的q軸電流命令修正值加法器的輸出，從而對感應電動機的轉差頻率命令進行運算的差額控制器。
全文摘要
一種電車控制裝置，將濾波電容器或濾波電抗器的能量值作為控制對象以降低能量值中含有的高次諧波分量。包括檢測濾波電容器4的電壓的電壓檢測器9；從該電壓檢測器9的輸出中運算濾波電容器4的能量值的能量值運算器11；將能量值中含有的規定波段頻率分量抽出的波段頻率分量檢測器12；波段頻率分量乘上規定系數并輸出q軸電流命令修正值的波段頻率分量系數器13；以及將q軸電流命令值與q軸電流命令修正值相加以修正q軸電流命令值的q軸電流命令修正值加法器17。
文檔編號H02P27/06GK1722606SQ20051006489
公開日2006年1月18日 申請日期2005年4月5日 優先權日2004年5月25日
發明者丸山高央, 東圣 申請人:三菱電機株式會社