專利名稱：防止有源箝位直流/直流變換器關機后重啟動的電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種防止有源箝位直流/直流變換器關機后重啟動的電路。
背景技術：
同步整流技術是低壓大電流DC/DC變換器的關鍵技術，在DC/DC變換器的副邊(次級)，采用同步整流MOS晶體管(MOSFET)來代替肖特基(Schottky)二極管進行整流，能夠有效減小通態損耗。但對于同步整流MOS晶體管的整流管SR1和續流管SR2，其門極需要對應的驅動脈沖來激勵。而在有源箝位(Active clamp)拓撲中，其功率變壓器繞組的電壓波形可以直接作為對應的驅動脈沖來給整流管SR1和續流管SR2提供激勵，有效、方便地實現了同步整流MOS晶體管的自驅動，因此有源箝位同步整流變換器在低壓大電流DC/DC中得到了廣泛的應用。
有源箝位電路中的箝位電路由有源器件和箝位電容串聯組成，并聯在主開關管或變壓器的繞組兩端。有源器件可以是N型MOS晶體管(N-MOSFET)，也可是P型MOS晶體管(P-MOSFET)。圖1a是業界常用的應用有源箝位電路和同步整流技術的直流/直流變換器電路，其中，S1為原邊主開關管(簡稱主管)，SR1和SR2分別為副邊同步整流管和續流管，Cc和S2構成原邊箝位電路，并聯在主管兩端，其中箝位管S2為P型MOS晶體管，當Vg2為負電平時，S2導通；當Vg2為零電平或正電平時，S2關斷。PWM2信號通過一個由C2、D1和R1組成的倒相驅動電路給箝位管S2提供激勵信號。
圖1a中電路的主要信號波形如圖1b所示，UVP為高電平時，PWM主控制電路產生有固定時序關系的兩路信號PWM1、PWM2，分別給S1、S2提供驅動信號；當輸入電源電壓Vin低于欠壓保護點Uuv時，UVP為低電平，控制電路不工作。主電路的工作原理為t1時刻，PWM2為高電平，通過C2、D1的回路給C2充電，C2上電勢左高右低。由于D1導通，Vg2信號近似為零電平，則箝位管S2關斷；緊接著t2時刻，PWM1信號為高電平，則Vg1也為高，主管S1導通，變壓器原邊繞組電壓Vp為正，該電壓耦合到副邊繞組給SR1提供激勵，整流管SR1導通，SR2關斷；t3時刻，PWM1信號為低電平，則Vg1也為低，主管S1關斷；緊接著在t4時刻PWM2信號也低電平，因C2上充有電勢左高右低的電壓，當PWM2信號變為零電平時，Vg2信號瞬間翻轉為負電平，箝位管S2導通，此時箝位電容Cc上電壓減去輸入電源電壓即為變壓器原邊繞組電壓Vp，該電壓為負，使變壓器實現磁復位，同時該電壓耦合到副邊繞組，使得整流管SR1關斷，續流管SR2導通，電感L中電流通過SR2續流；t5時刻，PWM2信號為高，進入下一周期。
該電路利用P型MOS晶體管構成箝位開關管，將主管S1的關斷電壓箝位于電容Cc上的電壓，并在實現變壓器的磁復位的同時，變壓器繞組電壓給副邊同步整流管提供激勵。電路簡單，變換器效率較高。
但同時存在的問題是在電源電壓斷開后，Vin電壓開始降低，在t6時刻，Vin降低至變換器的輸入欠壓點Uuv后，主控制電路關閉PWM1、PWM2信號；PWM1信號為低電平后，主管S1關斷，輸出電壓Vout緩慢放電；PWM2為低電平后，由于電容C2上的電壓要緩慢放電，導致Vg2信號一直保持負電平，箝位開關管S2長期導通，于是箝位電容Cc與變壓器勵磁電感發生諧振，此時，變壓器原邊繞組上電壓Vp為如圖所示的正弦波，該正弦波電壓耦合到副邊繞組，給副邊同步整流管提供激勵，使得同步整流管SR1、SR2仍舊保持交替工作狀態。由于關機后同步整流管SR1、SR2仍在交替工作狀態，輸出電容上的能量通過變壓器向原邊回饋，導致Vin電壓又升高；如果輸出電容上能量比較大，反饋到原邊的能量使得Vin電壓升高到變換器的欠壓恢復點，UVP信號又為高電平，在t7時刻主控制電路又重新開通PWM1、PWM2信號，變換器進入重啟動，該異常過程反應到輸出電壓Vout的波形上則表現為輸出電壓在關機后的下降過程中又出現了電壓反彈，不能滿足時序要求。
發明內容
本發明的目的就是為了解決以上問題，提供一種防止有源箝位直流/直流變換器關機后重啟動的電路，保證關機后輸出電壓單調下降，滿足時序的要求。
為實現上述目的，本發明提出一種防止有源箝位直流/直流變換器關機后重啟動的電路，其特征是包括諧振信號檢測電路，用于采樣所述有源箝位直流/直流變換器原邊繞組電壓信號；主電路工作狀態信號采樣電路，用于采樣所述有源箝位直流/直流變換器的工作狀態；有效信號累積電路，用于在所述有源箝位直流/直流變換器處于異常工作狀態或不工作狀態時，累積諧振采樣電路所采樣的原邊繞組電壓信號，生成累積信號，并且，當在設定時間內沒有收到原邊繞組電壓信號時，使累積信號復位；判斷電路，用于在所述累積信號達到設定值時輸出一個控制信號，該控制信號用于關斷有源箝位直流/直流變換器的PWM主控制電路。
所述諧振信號檢測電路包括感應于變換器原邊繞阻的輔助繞阻和串聯于輔助繞阻的單向導通器件；主電路工作狀態信號采樣電路包括晶體管，其控制極接于變換器的PWM主控制電路，其主電流導通極接于單向導通器件的輸出端和地之間，有效信號累積電路包括充電電容和與其并聯的放電電阻，二者并聯后接于單向導通器件的輸出端和地之間；所述判斷電路包括比較器，其兩個輸入端分別接參考電壓和充電電容遠地端，其輸出端接變換器PWM主控制電路。
所述放電電阻與充電電容構成的放電時間常數遠大于充電電阻與充電電容構成的充電時間常數，或者充電電阻上的平均充電電流大于放電電阻上的放電電流，從而使充電電容在反復充電時其端電壓能夠不斷累積。
由于采用了以上的方案，累積信號電平的高低間接反映了關機后變換器輸入電源電壓的情況。當關機后輸出電容上存儲的能量向原邊反饋的比較多，則主電路諧振時間比較長，輸入電源電壓和累積信號都升高比較多，而累積信號高到一定程度就會使變換器的使得PWM主控制電路關斷，因此因為諧振引起的輸入電源電壓的升高不會導致變換器進入重啟動，輸出電壓波形也就不會出現反彈。通過調整累積信號的及時復位，也能模擬輸入電源電壓在諧振停止后的回落情況，使所述比較器電路及時翻轉PWM主控制電路關斷信號，主控制電路處于可工作狀態。本發明電路結構簡單，成本低，效率高。
圖1a為現有技術中常用的有源箝位電路；圖1b為現有技術中常用的有源箝位電路正常工作和關機后的波形圖；圖2a為本發明的防止有源箝位電路關機后重啟動電路實施例；圖2b為本發明的典型工作圖。
圖3a、3b、3c是本發明實施例二的三種電路示意圖。
圖4是本發明實施例三示意圖。
具體實施例方式下面通過具體的實施例并結合附圖對本發明作進一步詳細的描述。
如上所述，本發明的基本構思是，檢測有源箝位電路關機后主電路LC的諧振情況，若關機后主電路諧振次數較多，則該檢測電路通過屏蔽主控制電路中的PWM信號，使直流/直流變換器短時間內不會重新進入工作，輸出電壓就不會發生反彈。
實施例一圖2a是本發明的典型實施例。本例中，所述有效信號累積電路是由計時信號(Vsig)產生電路組成，判斷電路是由比較器電路組成，主電路工作狀態信號采樣電路是由屏蔽電路組成，換句話說，本例中所述防止有源箝位電路關機后重啟動電路包括諧振信號(Vres)檢測電路、計時信號(Vsig)產生電路和比較器電路。所述諧振信號(Vres)通過二極管采自于變壓器繞組，所述計時信號(Vsig)反映了關機后主電路LC的諧振時間，計時信號(Vsig)和一個參考電壓基準(Vref)分別接與比較器的兩個輸入端，比較器輸出端接PWM主控制電路的工作狀態控制輸入端。通過二極管采自于變壓器繞組的諧振信號(Vres)同步于PWM信號，在變換器正常工作時PWM信號將諧振信號(Vres)屏蔽；關機后諧振信號(Vres)使計時信號(Vsig)升高，并通過比較器電路在主電路諧振期間將PWM主控制電路處于“關斷”狀態。
所述諧振信號(Vres)檢測電路包括一變壓器輔助繞組Vf和二極管D2；所述計時信號(Vsig)產生電路包括R5、R6、C3組成的計時電路，R3、R4、Q1組成屏蔽電路；所述比較器電路在本實施例中采用運放U1A，該運放正輸入端為一參考電壓基準(Vref)，運放負輸入端接計時信號(Vsig)，運放輸出端接PWM主控制電路的工作狀態控制輸入端，當運放輸出端SHUT信號為高電平時，PWM主控制電路可以工作，當SHUT信號為低電平時，PWM主控制電路處于“關斷”狀態。所述采樣諧振信號(Vres)的變壓器繞組可直接利用輔助電源繞組，參考電壓基準(Vref)也可采用PWM主控制電路中的基準電壓。變換器正常工作時所述電路對變換器工作沒有影響。
圖2a中電路的主要信號波形如圖2b所示，在直流/直流變換器正常工作時，在t1時刻，PWM1為高電平，主管S1導通，變壓器原邊繞組電壓波形Vp為正向電平，此時，變壓器輔助繞組Vf波形也感應為正向電平，但此時因PWM1為高電平，Q1導通，計時信號Vsig為低電平；在t2時刻，PWM1為低電平，Q1關斷，主管S1關斷，此時原邊繞組電壓Vp和輔助繞組電壓Vf為負，由于D2的隔離作用，諧振信號Vres為低電平，因此此時計時信號Vsig仍為低電平。所以在正常工作時，Vsig一直保持低電平，運放U1A輸出端SHUT信號一直為高電平，對PWM主控制電路的工作沒有影響。在t3時刻，Vin降低至變換器的輸入欠壓點Uuv后，主控制電路關閉PWM信號，如前所述，箝位管S2仍保持長期導通，箝位電容Cc和原邊勵磁電感開始諧振，在t4時刻，原邊繞組電壓Vp和輔助繞組電壓Vf諧振至正電平，此時因PWM1信號被關閉，Q1關斷，諧振信號Vres通過電阻R5向電容C3充電，計時信號Vsig開始上升；在t5時刻，原邊繞組電壓Vp和輔助繞組電壓Vf諧振至零電平，計時信號Vsig通過電阻R6放電，因R6阻值較大，所以放電比較緩慢，這樣放電電阻R6與充電電容C3構成的放電時間常數遠大于充電電阻R5與充電電容C3構成的充電時間常數，或者也可以說，充電電阻R5上的平均充電電流大于放電電阻R6上的放電電流，從而使充電電容C3在反復充電時其端電壓能夠不斷累積。如主電路中LC諧振繼續，則電容C3反復被充電，并在t6時刻高于參考電壓基準Vref，運放輸出端SHUT信號翻轉為低電平，PWM主控制電路處于“關斷”狀態，此后即使從副邊反饋到原邊的能量把Vin抬高到Vuv電平以上，直流/直流變換器也不會進入重啟動，保證輸出電壓波形關機后單調下降。在副邊輸出電容電壓下降接近零電平時，主電路中LC諧振也逐漸停止，輸入端電壓Vin逐漸回路至Vuv以下，同時，因主電路諧振停止后電容C3不再有充電，于是電容C3通過電阻R6逐漸放電至Vref電平以下，運放U1a輸出端SHUT信號翻轉為高電平，PWM主控制端處于可工作狀態。
實施例二如圖3a、3b、3c所示，本例是在實施例一的基礎上稍做改動將輔助繞阻的繞線方向反向，從而使其所感應的電壓與原邊繞阻上所產生的電壓正好相反，也同樣可以達到發明目的。此時需二極管D2的方向反向，屏蔽電路Q1之間加反相器，并且比較器的兩個輸入端對調。
如圖3a，繞組反向，二極管也反向，則諧振信號采樣電路采得的是一個負信號，則比較器的基準也必須是一個負基準，即負的越多表示諧振時間越長。屏蔽電路Q1要屏蔽一個負信號也比較復雜，需用一個P溝道MOS管。
如圖3b，因采樣信號有個充放電過程，Q1屏蔽時間不必要很精確，可用PWM2后面的信號。
如圖3c，如果輔助繞組反向，二極管不反向，則相當于采用諧振信號的另一波頭，只要屏蔽電路的控制信號反向就可以。
實施例三如圖4所示，本例與實施例一、二相比有較大不同它是把計時電路部分改成純計數器方式，以上升或下降沿有效，則D2可省去；以計數數值的大小決定翻轉，則比較器也可省去，以PWM1的有無決定計數是否有效，則Q1也可省去。可見，在本例中，所述有效信號累積電路和判斷電路這兩部分電路是由計數器電路單獨實現。
本發明專利公開的防止有源箝位電路關機后重啟動電路已為實驗所證實，所述電路被用在36～75V直流輸入，3.3V/20A直流輸出的DC/DC電源中，在任何輸入電壓波形下，在各種環境條件下，在各種外接輸出電容條件下，關機后輸出電壓均能實現單調下降，無重啟動。
以上通過實施例對本發明進行了說明，但本發明不并限定與此，凡在不違背本發明的精神和內容說作的改進或替換，應被視為屬于本發明的保護范圍。比如，雖然在實施例中，主電路工作狀態信號采樣電路由屏蔽電路實現，但并不限于此，而且屏蔽電路又有多種形式；在實施例一、二中，有效信號累積電路由計時電路實現，而在實施例三中，有效信號累積電路和判斷電路一體式地由計數器電路實現，但其實現方式仍不限于這兩種，如此等等。
權利要求
1.一種防止有源箝位直流/直流變換器關機后重啟動的電路，其特征是包括諧振信號檢測電路，用于采樣所述有源箝位直流/直流變換器原邊繞組電壓信號；主電路工作狀態信號采樣電路，用于采樣所述有源箝位直流/直流變換器的工作狀態；有效信號累積電路，用于在所述有源箝位直流/直流變換器處于異常工作狀態或不工作狀態時，累積諧振采樣電路所采樣的原邊繞組電壓信號，生成累積信號，并且，當在設定時間內沒有收到原邊繞組電壓信號時，使累積信號復位；判斷電路，用于在所述累積信號達到設定值時輸出一個控制信號，該控制信號用于關斷有源箝位直流/直流變換器的PWM主控制電路。
2.如權利要求1所述的防止有源箝位直流/直流變換器關機后重啟動的電路，其特征是所述諧振信號檢測電路包括感應于變換器原邊繞阻的輔助繞阻和串聯于輔助繞阻的單向導通器件(D2)；主電路工作狀態信號采樣電路包括晶體管(Q1)，其控制極接于變換器的PWM主控制電路，其主電流導通極接于單向導通器件(D2)的輸出端和地之間，有效信號累積電路包括充電電容(C3)和與其并聯的放電電阻(R6)，二者并聯后接于單向導通器件(D2)的輸出端和地之間；所述判斷電路包括比較器(U1A)，其兩個輸入端分別接參考電壓(Vref)和充電電容(C3)遠地端，其輸出端接變換器PWM主控制電路。
3.如權利要求2所述的防止有源箝位直流/直流變換器關機后重啟動的電路，其特征是所述放電電阻(R6)與充電電容(C3)構成的放電時間常數遠大于充電電阻(R5)與充電電容(C3)構成的充電時間常數，或者充電電阻(R5)上的平均充電電流大于放電電阻(R6)上的放電電流，從而使充電電容(C3)在反復充電時其端電壓能夠不斷累積。
全文摘要
本發明公開一種防止有源箝位直流/直流變換器關機后重啟動的電路，包括諧振信號檢測電路、主電路工作狀態信號采樣電路、有效信號累積電路、判斷電路。當關機后輸出電容上存儲的能量向原邊反饋的比較多，則主電路諧振時間比較長，輸入電源電壓和累積信號都升高比較多，而累積信號高到一定程度就會使變換器的PWM主控制電路關斷，因此因為諧振引起的輸入電源電壓的升高不會導致變換器進入重啟動，輸出電壓波形也就不會出現反彈。通過調整累積信號的及時復位，也能模擬輸入電源電壓在諧振停止后的回落情況，使所述比較器電路及時翻轉PWM主控制電路關斷信號，主控制電路處于可工作狀態。
文檔編號H02M1/00GK1725613SQ20051002128
公開日2006年1月25日 申請日期2005年7月13日 優先權日2005年7月13日
發明者是亞明, 王智勇 申請人:艾默生網絡能源有限公司