Dc－dc轉換器的制作方法

專利名稱：Dc－dc轉換器的制作方法
技術領域：
本發明涉及同步整流方式的DC-DC轉換器。
背景技術：
圖1表示同步整流方式的DC-DC轉換器的兩種類型的電路。在此，圖1(a)表示降壓型DC-DC轉換器，圖1(b)表示升壓型DC-DC轉換器。為了表示動作的概念，任一個電路都進行簡單的表記。此外，關于平滑用電容器省略記載。
首先，如圖1(a)所示，在降壓型DC-DC轉換器中，開關元件Q1的一端與電壓輸入端子Vin連接，另一端經由扼流線圈(choke coil)L1與電壓輸出端子Vout連接。開關元件Q1與扼流線圈L1的連接點經由開關元件Q2接地。在該情況下，開關元件Q1為主開關元件，開關元件Q2為起到續流二極管作用的同步整流用開關元件。
在這樣構成的降壓型DC-DC轉換器中，將輸入電壓vi施加到電壓輸入側端子Vin，若將開關元件Q1接通時的占空比(duty)設為D(0＜D＜1)而使開關元件Q1、Q2交替地接通、斷開，則在電壓輸出端子Vout按照vo＝vi×D的關系式將輸出電壓vo輸出。另外，以下，將僅稱占空比的情況設為表示接通時的占空比的情況，關于斷開時的占空比將明確地表示其內容。
另一方面，如圖1(b)所示，在升壓型DC-DC轉換器中，扼流線圈L1的一端與電壓輸入端子Vin連接，另一端經由開關元件Q1與電壓輸出端子Vout連接。扼流線圈L1與開關元件Q1的連接點經由開關元件Q2接地。在該情況下，開關元件Q2成為主開關元件，開關元件Q1成為同步整流用開關元件。
在這樣構成的DC-DC轉換器中，向電壓輸入端子Vin施加輸入電壓vi，若將開關元件Q1的接通占空比(duty)設為D(0＜D＜1)而使開關元件Q1、Q2交替地接通、斷開，則在電壓輸出端子Vout按照vo＝vi÷D的關系式將輸出電壓vo輸出。
另外，假設上述的各電路的效率為100％。此外，實際上為了防止短路，需要兩個開關元件均斷開的期間(無效時間，dead time)，會有需要用于實現上述期間的機構的情況，但這一點并不是本發明的主要部分，所以在此省略說明。
從對圖1的兩種類型的DC-DC轉換器的電路結構進行比較而可明確，對降壓型電路從輸出側觀察輸入側，雖然主開關元件和同步整流用開關元件的作用交替，但與升壓型的電路相同。
另外，在采用二極管來代替同步整流用開關的二極管整流方式的情況下，由于二極管中不能流過反向的電流，因此在降壓型的電路中具備二極管而代替開關元件Q2，從輸出側觀察輸入側當然不會成為升壓型的電路。
然而，在DC-DC轉換器中，起動時按照用于對平滑用電容器(輸出電容)從零開始進行充電的大電流不流過各開關元件的方式，大多進行使輸出電壓的設定值緩慢上升的控制。將這種控制稱作軟起動(soft start)控制。例如在降壓型DC-DC轉換器中，進行軟起動控制時，進行使主開關元件(圖1的DC-DC轉換器時為開關元件Q1)的占空比從零開始緩緩增大到由輸入輸出電壓確定的值的控制。
近年來，在各種IC中，隨著其高性能化，需要多種電源電壓的IC逐漸增多，配合該狀況有將輸出電壓不同的多個DC-DC轉換器與一個IC連接而供給電源電壓的情況。在該情況下，根據各電源電壓的施加順序、即各DC-DC轉換器起動的順序，有如下情況在現在應該起動DC-DC轉換器來施加電源電壓的端子上，泄漏了來自其他電源(DC-DC轉換器)的漏電壓。這種情況意味著在想要起動的DC-DC轉換器的輸出端子預先產生直流電壓。將這種狀況稱作預偏置(pre bias)狀態。此外，將在DC-DC轉換器的輸出端子在起動前產生的電壓稱作預偏置電壓。
如上所述，在降壓型DC-DC轉換器中，在進行軟起動控制時，進行使主開關元件(開關元件Q1)的接通占空比從零開始緩緩增大的控制。在該情況下，如果從輸出側看輸入側，則在升壓型DC-DC轉換器中，相當于使同步整流用開關元件(開關元件Q1)的占空比從零開始緩緩增大(反過來主開關元件從占空比的較大狀態緩緩減小)，因此在剛剛起動之后電壓輸出端子的電壓的1/D的電壓被升壓，出現在輸入側。
例如，在輸入電壓為5V、輸出電壓為2.5V的降壓型DC-DC轉換器中，在電壓輸出端子設為存在1V的預偏置電壓，考慮假設剛剛起動之后的D＝0.05的狀態，則通過升壓動作在輸入側產生1÷0.05＝20V的電壓。該電壓為此時刻的輸入電壓的四倍的電壓，因此會有DC-DC轉換器被破壞、或過電壓保護電路產生誤動作的可能性。
另外，將這種從輸出側向輸入側返回能量的動作稱作回生動作。回生動作本身是在同步整流型DC-DC轉換器中，通常動作時負載電流也較小(負載輕)時等通常進行的動作，但在通常動作時主開關元件的接通占空比成為與輸入輸出的電壓對應的值，因此不進行從輸出側向輸入側的極端的升壓動作。
成為對這種軟起動的起動時的回生動作的問題的解決對策的電路在專利文獻1中被公開。專利文獻1中公開的DC-DC轉換器中，監視流過扼流線圈的電流的流向，如果檢測到該電流變為反向，則斷開同步整流用開關元件。由此，在同步整流用開關元件中不會流過反向的電流。即完全禁止了回生動作。因此，該DC-DC轉換器雖為同步整流型，但實質上始終像二極管整流型DC-DC轉換器那樣發揮功能。在專利文獻1中，沒有直接作為問題而被提示，但通過該結構結果在起動時也不會有預偏置電壓被升壓后在輸入側出現的情況。
同樣成為對上述問題的解決對策的電路在非專利文獻1中被公開。在非專利文獻1中公開的DC-DC轉換器中，只在軟起動的起動時，進行與專利文獻1中所公開的DC-DC轉換器同樣的、阻止在同步整流用開關元件中流過反向的電流的控制，在經過該起動時間后，使同步整流用開關元件進行與通常的同步整流電路相同的動作。在該情況下，由于在起動時實質上也按照二極管整流型DC-DC轉換器那樣發揮作用，因此不會有預偏置電壓被升壓后在輸入側出現的情況。
專利文獻1特開2003-259627號公報非專利文獻1Texas instrument公司，TPS40001，數據手冊由于在專利文獻1中為了在通常動作時使規定的負載電流穩定地流動而假設不會引起回生動作的條件，因此認為專利文獻1所公開的DC-DC轉換器即使禁止回生動作也不會產生實質的問題。但是，如果在通常動作時負載電流有較大變動的條件下使用該DC-DC轉換器，則會產生問題。即具有在通常動作時負載電流有變動時會有輸出電壓變動較大的問題。
例如，考慮從負載電流較大的狀態急劇地向負載電流較小的狀態轉移的情況。此時，輸出電壓過渡性地上升。在該情況下，DC-DC轉換器，如果檢測到輸出電壓的上升，則減小主開關元件的接通占空比，增大同步整流用開關元件的接通占空比，來降低輸出電壓。如果為通常的同步整流型DC-DC轉換器，則此時電流沿反向流經扼流線圈、同步整流用開關元件、主開關元件，在輸入側可對電力進行回生，因此能以較短的時間抑制輸出電壓的上升并返回到規定的電壓。然而，在專利文獻1中所公開的DC-DC轉換器中，實質上使其作為二極管整流型DC-DC轉換器發揮功能，并始終禁止反向的電流流過扼流線圈，因此會有輸出電壓高的狀態長時間持續的問題。該問題是由于在通常工作時禁止回生動作而產生的。
另一方面，在非專利文獻1所公開的DC-DC轉換器中，由于在通常動作狀態下，作為同步整流型DC-DC轉換器發揮功能，因此可進行回生動作，不會產生專利文獻1的電路的問題。
但是，根據輸出電流的條件，從在軟起動的起動期間的二極管整流動作狀態(扼流線圈的反向電流禁止狀態)切換為通常的同步整流狀態(反向電流允許狀態、回生動作允許狀態)時，會有輸出電壓較大地下降的其他問題。
例如，考慮在起動期間負載電流處于非常小的狀態的情況。首先，如上所述，在起動期間由于回生動作被禁止，因此實質上作為二極管整流型DC-DC轉換器動作。此時的主開關元件的接通占空比，可以不是由可進行回生動作時的輸入輸出電壓的差所確定的占空比，而只要是能供給DC-DC轉換器為了維持自身的動作所消耗的電力的占空比即可。因此，主開關元件的接通占空比非常窄，主開關元件在一個周期內的極少時間處于接通的動作。例如輸入電壓為5V、輸出電壓為2.5V時的主開關元件的接通占空比，如果在通常的同步整流動作狀態下則應為D＝0.5，但在回生動作被禁止的情況下繼續D＝0.01的狀態。
如果從該狀態變為起動狀態結束而允許扼流線圈的反向電流的通常的同步整流狀態，則由于主開關元件的接通占空比從非常窄的狀態開始轉移到本來的占空比，因此輸出電壓會暫時較大地下降。控制系統檢測出輸出電壓的下降，來增大占空比直到輸出電壓達到規定的值，但在由此引起的響應時間的期間輸出電壓的下降會持續。該問題也由于僅在起動時禁止回生動作而產生的。

發明內容
本發明正是以解決上述問題點為目的，提供一種DC-DC轉換器，其能夠防止在有預偏置電壓時的起動時輸入側的電壓上升，而且能夠防止在負載電流急劇變化時的輸出電壓的變動、或負載電流小時的控制狀態切換時的輸出電壓降低。
為了達到上述目的，本發明的DC-DC轉換器具有主開關元件；同步整流用開關元件；扼流線圈；誤差放大器，其比較與輸出電壓相對應的電壓和基準電壓，輸出誤差成分；和振蕩器，其輸出在規定的電壓范圍內周期性變動的振蕩器信號，所述DC-DC轉換器對所述誤差放大器的輸出和所述振蕩器信號進行比較，根據比較結果使所述主開關元件和所述同步整流用開關元件交替地導通、截止，并將輸出電壓控制為恒定，所述DC-DC轉換器具備回生防止電路，在所述主開關元件的接通占空比變小的一側，當所述誤差放大器的輸出偏離了所述振蕩器信號的電壓范圍時，所述回生防止電路使所述同步整流用開關元件變為截止狀態。
此外，在本發明的DC-DC轉換器中，所述基準電壓被設定為在開始起動后，從零開始在一定時間內上升，并在達到與輸出設定電壓相對應的規定電壓后變為恒定。
此外，在本發明的DC-DC轉換器中，具備回生防止電路停止電路，其當所述基準電壓在起動后達到規定電壓之后，停止所述回生防止電路的動作。
(發明效果)本發明的DC-DC轉換器具備回生防止電路，在主開關元件的接通占空比變小一側，當誤差放大器的輸出偏離了振蕩器信號的電壓范圍時，使同步整流用開關元件變為截止狀態，因此即使軟起動時在輸出端子上產生預偏置電壓，也能防止預偏置電壓被較大地升壓而出現在輸入側。另一方面，在軟起動的起動時或通常動作時，在使主開關元件和同步整流用開關元件交替地導通、截止的動作狀態下，由于不禁止回生動作，因此能夠防止在通常動作時的負載電流變動時輸出電壓變動較大的問題。此外，也不會產生在從負載電流較小時的起動時的軟起動狀態向通常動作狀態轉移時輸出電壓較大的下降的問題。
此外，通過還具備當所述基準電壓在起動后達到規定電壓之后，停止所述回生防止電路的動作的回生防止電路停止電路，從而即使在通常動作時負載電流迅速變小、輸出電壓迅速上升、主開關元件的接通占空比變為零的情況下，由于未禁止回生動作，因此能夠使上升后的輸出電壓快速地降低。


圖1是同步整流型DC-DC轉換器的原理說明電路圖。
圖2是本發明的DC-DC轉換器的一實施例的電路圖。
圖3是用于說明本發明的DC-DC轉換器的動作的電路內各部的信號波形。
圖4是用于說明本發明的DC-DC轉換器的動作的電路內各部的信號波形。
圖5是本發明的DC-DC轉換器的其他實施例的電路圖。
圖中1，5-DC-DC轉換器；2-回生防止電路；6-回生防止電路停止電路；Q1-FET(主開關元件)；Q2-FET(同步整流用開關元件)；L1-扼流線圈；Co-平滑用電容器；IC1-誤差放大器；IC2，IC6，IC7-比較器；OSC1-三角波振蕩器。
具體實施例方式
(第一實施例)圖2表示本發明的DC-DC轉換器的一實施例的電路圖。在圖2中，DC-DC轉換器1，作為基本結構具有主開關元件即FETQ1、同步整流用開關元件即FETQ2、扼流線圈L1、平滑電容器Co、三輸入的誤差放大器IC1，作為PWM控制電路用的振蕩器具有一般的三角波振蕩器OSC1。
FETQ1的漏極與電壓輸入端子Vin連接，源極經由扼流線圈L1與電壓輸出端子Vout連接。FETQ2的漏極與FETQ1與扼流線圈L1的連接點連接，源極接地。平滑電容器Co被連接在電壓輸出端子Vout與接地之間。
誤差放大器IC1按照進行單電源動作的方式，在電壓輸入端子Vin與接地之間被供電。在誤差放大器IC1的輸出端子與反相輸入端子之間具備由電阻R3以及電容器C1的串聯電路構成的反饋電路。
作為輸出電壓檢測電路，具備被串聯連接設置在電壓輸出端子Vout與接地之間的電阻R1和電阻R2。電阻R1與電阻R2的連接點是得到與輸出電壓相對應的電壓的點，與誤差放大器IC1的反相輸入端子連接。
作為軟起動用基準電壓發生電路，具備串聯連接在電壓輸入端子Vin與接地之間的恒流源Ic和電容器C2。電容器C2的兩端與在DC-DC轉換器1非動作時對電容器C2進行放電的晶體管Tr1的集電極和發射極連接。恒流源Ic和電容器C2的連接點與誤差放大器IC1的第一同相輸入端子連接。
基準電壓源Vref與誤差放大器IC1的第二同相輸入端子連接。基準電壓源Vref輸出用于設定輸出電壓的基準電壓Vref。
誤差放大器IC1的輸出端子與比較器IC2的同相輸入端子連接。三角波振蕩器OSC1與比較器IC2的反相輸入端子連接。三角波振蕩器OSC1的輸出信號(振蕩器信號)被設定為在位于從電壓輸入端子Vin輸入的電位與接地電位之間的上限電位和下限電位之間變動。
比較器IC2的輸出端子經由緩沖電路IC3而與FETQ1的柵極連接，并且經由反相電路IC4和AND電路IC5的第一輸入端子以及輸出端子而與FETQ2的柵極連接。
DC-DC轉換器1還具備比較器IC6，其同相輸入端子與誤差放大器IC1的輸出端子連接，反相輸入端子與基準電壓源Va連接。基準電壓源Va所產生的基準電壓Va與三角波振蕩器OSC1的輸出信號的下限電位一致。而且，比較器IC6的輸出端子與AND電路IC5的第二輸入端子連接。由該比較器IC6、基準電壓源Va以及AND電路IC5構成回生防止電路2。
接下來，分為有無預偏壓的情況來對DC-DC轉換器1的動作進行說明。首先，作為前提條件，將對電壓輸入端子Vin施加的輸入電壓vi控制為5V，將從電壓輸出端子Vout輸出的輸出電壓vo控制為2.5V。由于將基準電壓源Vref的基準電壓vref設為輸出電壓vo的一半1.25V，為了與其一致使輸出電壓檢測電路的電阻R1和電阻R2確定的分壓值設為1.25V，而使電阻R1和電阻R2的值相等。三角波振蕩器OSC1的輸出信號(以下稱作三角波信號)被設定成下限電位為0.5V、上限電位為1.0V。因此，基準電壓源Va所產生的基準電壓va與三角波信號的下限電位相同，被設定為0.5V。另外，考慮到三角波信號的下限電位的偏差，基準電壓va也可比0.5V低一些。此外，在起動前的階段，通過使晶體管Tr1處于導通狀態，被充電到電容器C2的電荷放電，之后晶體管Tr1處于截止狀態。
首先，考慮沒有預偏置的情況下的動作。在沒有預偏置時，作為初始狀態，DC-DC轉換器1的電壓輸出端子Vout的輸出電壓vo為0V。因此，用電阻R1以及電阻R2對該電壓進行分壓后輸入到誤差放大器IC1的反相輸入端子的電壓也為0V。若在該狀態下開始起動，則以規定的時間常數開始由恒流源Ic引起的電容器C2的充電。該時間常數由恒流源Ic的電流值和電容器C2的電容確定，根據軟起動的條件而被確定。即使電容器C2被稍微充電，電容器C2的充電電壓(輸入到誤差放大器IC1的第一同相輸入端子的電壓)也比作為反相輸入端子的電壓0V高，因此誤差放大器IC1的輸出電壓開始上升。
但是，在該電壓比三角波信號的下限電位低的期間的較短期間，在比較器IC2中，反相輸入端子的電壓一方比同相輸入端子的電壓高，因此其輸出為L電平。因此，對FETQ1的柵極施加L電平的信號，FETQ1維持截止狀態。另一方面，誤差放大器IC1的輸出也比基準電壓va的0.5V低，因此比較器IC6的輸出也為L電平。因此，AND電路IC5的輸出也為L電平，對FETQ2的柵極施加L電平的信號后，FETQ2也維持截止狀態。即回生防止電路2發揮功能。因此，在該階段，兩個FETQ1、FETQ2均處于截止狀態。
誤差放大器IC1的輸出電壓迅速上升而超過三角波信號的下限電位0.5V。由此，誤差放大器IC1的輸出也超過基準電壓va的0.5V，因此比較器IC6的輸出變為H電平，AND電路IC5相對于反相電路IC4的輸出信號僅作為緩沖電路工作。即在該時刻回生防止電路2停止發揮功能。
并且，比較器IC2對三角波信號與位于三角波信號的電壓范圍內的誤差放大器IC1的輸出進行比較，設為在三角波信號一方較低時周期性地輸出H電平的信號，在三角波信號一方較高時周期性地輸出L電平的信號。比較器IC2的輸出為H電平時，將H電平的信號施加到FETQ1的柵極，FETQ1變為導通狀態，對FETQ2的柵極施加通過反相電路IC4而邏輯反相后的L電平的信號，FETQ2變為截止狀態。反過來，比較器IC2的輸出為L電平時，FETQ1變為截止，FETQ2變為導通。由此，進行FETQ1、FETQ2的開關動作。
即使誤差放大器IC1的輸出處于三角波信號的電壓范圍內，由于在誤差放大器IC1的輸出比較低時三角波信號一方比誤差放大器IC1的輸出大的期間長，因此比較器IC2的輸出為L電平的期間變長，主開關元件的占空比變小。反過來，在誤差放大器IC1的輸出比較高時，主開關元件的占空比變大。從而，上述的回生防止電路2發揮功能的狀態、即誤差放大器IC1的輸出電壓比三角波信號的下限電位低的狀態，相當于在主開關元件的接通占空比變小一側，誤差放大器的輸出偏離了振蕩器信號的電壓范圍。由此，可知回生防止電路2在下述情況、即主開關元件的接通占空比變小一側誤差放大器IC1的輸出偏離了振蕩器信號的電壓范圍情況下發揮功能，使同步整流用開關元件處于截止狀態。
若誤差放大器IC1的輸出電壓進入三角波信號的電壓范圍內，FETQ1、FETQ2開始開關動作，則輸出端子Vout的電壓vo開始上升。由于誤差放大器IC1的輸出從低電壓開始上升，因此FETQ1的接通占空比最初較小，但由于FETQ2進行同步整流動作，因此即使在負載電流暫時較小時也會迅速變為由輸入電壓和輸出電壓的關系確定的值。例如設某時刻施加到誤差放大器的第一同相輸入端子的電壓(電容器C2的充電電壓)是使輸出電壓為1V的電壓，則該電壓值變為使FETQ1的接通占空比為1V(輸出電壓)/5V(輸入電壓)＝0.2的值的0.6V。并且，輸出電壓vo變為1V。但是，由于電容器C2的充電電壓還繼續上升，因此輸出電壓vo也與其一致上升。由此實現軟起動。
并且，如果電容器C2的充電電壓超過1.25V，則在誤差放大器IC1中，成為與施加到反相輸入端子的電壓進行比較的對象被切換為施加在第二同相輸入端子的1.25V的基準電壓vref。因此，輸出電壓vo也被控制為穩定在為與基準電壓vref對應的值、即2.5V。
若總結上述動作，則首先在誤差放大器IC1的輸出電壓比三角波信號的下限電位低的期間FETQ1的接通占空比為零。在該情況下，如果為通常的同步整流電路，則FETQ2導通，但在DC-DC轉換器1中，通過回生防止電路2作為同步整流用開關元件的FETQ2也截止。即在該階段，任一個開關元件都不進行開關動作。并且，若誤差放大器IC1的輸出電壓超過三角波信號的下限電位而可進行FETQ1的開關動作時，由于回生防止電路2停止發揮功能，因此FETQ2也進行開關動作。從而，即使在軟起動的起動期間內，也進行同步整流動作。并且，即使起動期間結束，只是上升后的基準電壓變為恒定，同步整流動作繼續被維持。因此，DC-DC轉換器1中不進行二極管整流動作。
接下來，對有預偏置時的動作進行考慮。例如在輸出端子Vout施加1V的預偏置。該情況下，在起動前的階段對誤差放大器IC1的反相輸入端子施加由電阻R1、R2對1V進行分壓后得到的0.5V。
若在該狀態下開始起動，則通過恒流源Ic而電容器C2開始充電。其中，在電容器C2的充電電壓達到0.5V之前的較短的一段時間，誤差放大器IC1由于反相輸入端子的電壓一方比同相輸入端子的電壓高，因此其輸出仍為0V。因此，比較器IC2的輸出仍為L電平，FETQ1維持截止狀態。由于誤差放大器IC1的輸出比基準電壓va的0.5V低，因此比較器IC6的輸出當然也為L電平。因此，回生防止電路2發揮功能，FETQ2也維持截止狀態。從而，在該階段兩個FET都仍為截止狀態。
如果電容器C2的充電電壓超過0.5V，則輸入到誤差放大器IC1的第一同相輸入端子的電壓比施加到反相輸入端子的電壓高，因此其輸出端子的電壓與沒有預偏置時的起動時相同，開始上升。但是，在該電壓比三角波信號的下限電位低的期間的較短期間，比較器IC2的輸出為L電平，因此對FETQ1的柵極施加L電平的信號，FETQ1維持截止狀態。此外，回生防止電路2也發揮功能，因此FETQ2也維持截止狀態。
然后，如果誤差放大器IC1的輸出電壓超過0.5V，則比較器IC6的輸出變為H電平，AND電路IC5對反相電路IC4的輸出信號僅起到緩沖電路的作用。即回生防止電路2停止發揮作用。
并且，比較器IC2對三角波信號與誤差放大器IC1的輸出電壓進行比較，在三角波信號低時周期性地輸出H電平的信號，在三角波信號高時周期性地輸出L電平的信號，FETQ1、FETQ2開始開關動作。此時由于回生防止電路2停止發揮作用，因此FETQ2進行同步整流動作。
在該情況下，在開關動作剛剛開始之后的FETQ1的接通占空比小、FETQ2的接通占空比大，有可能進行伴隨從輸出側向輸入側的升壓的回生動作。其中，在該時刻電容器C2被充電到與預偏置電壓對應的電壓，因此輸出電壓的設定值與預偏置電壓一致。此外，可進行FETQ2的同步整流動作。因此，誤差放大器IC1的輸出電壓急速上升，FETQ1的接通占空比急速變大，使得DC-DC轉換器1的輸出電壓與預偏置電壓0.5V相同。在該例中，輸入電壓vi為5V，使此時的輸出電壓vo與預偏置電壓相同為0.5V，因此FETQ1的接通占空比迅速變為0.1。然后，輸出電壓vo與預偏置電壓相同變為0.5V。因此，伴隨著從輸出側向輸入側的升壓的回生動作在非常短的期間結束，實質上幾乎沒有進行升壓動作。
接著繼續電容器C2的充電，但由于輸出電壓超過了預偏置電壓，因此DC-DC轉換器1與沒有預偏置的情況同樣地動作。即輸出電壓vo上升直至電容器C2的充電電壓超過1.25V，在電容器C2的充電電壓超過1.25V的時刻達到2.5V，之后穩定在2.5V。
若總結上述的動作，則首先直到基準電壓變為與預偏置電壓對應的值，作為主開關元件的FETQ1截止，通過回生防止電路而作為同步整流用開關元件的FETQ2也截止。此外，即使基準電壓變為與預偏置電壓對應的值，在誤差放大器IC1的輸出達到三角波信號的下限電位之前的期間，不僅作為主開關元件的FETQ1而且作為同步整流用開關元件的FETQ2也通過回生防止電路而變為截止。即在該階段，任一個開關元件都不進行開關動作。然后，若誤差放大器IC1的輸出超過三角波信號的下限電位，可進行FETQ1的開關動作，則由于回生防止電路停止發揮作用，因此FETQ2也進行開關動作。即，即使在軟起動的起動期間內也進行同步整流動作。而且，按照輸出與預偏置電壓相同的電壓的方式，FETQ1的接通占空比急速地變大。因此，回生動作所引起的從輸出側向輸入側的升壓動作實質上幾乎沒有進行。并且，即使起動期間結束，只是上升后的基準電壓變為恒定，同步整流的動作繼續被維持。因此，DC-DC轉換器1中即使有預偏置，也不進行二極管整流動作。
在此，在圖3、圖4中，對DC-DC轉換器1，分為沒有預偏置的情況和有預偏置的情況，表示在沒有回生防止電路時和有回生防止電路時的起動時的輸入電壓vi、輸出電壓vo、誤差放大器輸出(在此由符號ve表示)以及作為同步整流用開關元件的FETQ2的開關狀態。圖3為沒有預偏置的情況，(a)為沒有回生防止電路的情況，(b)為有回生防止電路的情況。此外，圖4為有預偏置的情況，(a)為沒有回生防止電路的情況，(b)為有回生防止電路的情況。
在沒有預偏置的情況下，如圖3(a)、(b)所示，無論有無回生防止電路，在軟起動的起動期間，輸出電壓緩緩上述，在時刻t1達到規定的值，之后變為維持該狀態的通常動作期間。誤差放大器的輸出從剛剛起動之后急劇上升，達到規定的值(三角波信號的下限電位)附近，該輸出雖上下波動，但其平均值根據軟起動的輸出電壓而緩緩上升，一定時間后以三角波信號的上限和下限之間的規定的值(由輸入電壓和輸出電壓的關系確定的值)作為中心而上下波動。
在有預偏置而沒有回生防止電路的情況下，如圖4(a)所示，起動后由于基準電壓暫時比電壓輸出端子的電壓低，因此由誤差放大器輸出而FETQ1被控制為截止。其間FETQ2必然導通，所以因預偏置的電壓而反向的電流從電壓輸出端子經由扼流線圈L1流過FETQ2。通過該反向的電流流動，電壓輸出端子的電壓降低。如果電壓輸出端子的電壓降低，則由誤差放大器控制為FETQ1導通、FETQ2截止，因此通過前面的反向電流而在扼流線圈L1中蓄積電磁能，通過該電磁能進行從輸出側向輸入側的升壓動作，輸入側的電壓上升。而后，與沒有預偏置時同樣，輸出電壓上升。然后，因進行了升壓動作所引起的輸入電壓vi的較高狀態暫時被持續。
另一方面，在有預偏置還有回生防止電路的情況下，如圖4(b)所示，在起動開始后的一段時間，FETQ1不導通，FETQ2也不導通。然后，誤差放大器的基準電壓達到與預偏置的電壓對應的電壓之后，誤差放大器輸出急劇上升，達到三角波信號的下限電位，但其間由于有回生防止電路，因此FETQ1、FETQ2均不導通。所以，不會因預偏置的電壓而從輸出端子經由扼流線圈和FETQ2流動反向的電流。如果誤差放大器輸出超過三角波信號的下限電位，則通過定時而FETQ1截止，FETQ2變為導通的狀態，因預偏置的電壓而有反向的電流從輸出端子經由扼流線圈和FETQ2流動，但由于誤差放大器輸出迅速上升到輸出與預偏置電壓相同的電壓的程度，所以因預偏置電壓所產生的回生動作實質上不進行，輸入側的電壓也不上升。此后，輸出電壓比預偏置的電壓高，因此進行與沒有預偏置時相同的動作。由此，可知在有回生防止電路的情況下，即使有預偏置，也能防止回生動作所引起的輸入側的電壓的上升。
在此，考慮在DC-DC轉換器1中在通常動作時，從負載電流大的狀態急劇地轉移到負載電流小的狀態的情況。在該情況下，由于輸出電壓vo上升，因此與此對應誤差放大器IC1的輸出電壓降低，由此FETQ1的接通占空比變小。其中，此時只要誤差放大器IC1的輸出不低于基準電壓va，則比較器IC6的輸出仍為H電平，回生防止電路2停止發揮作用。由此，可進行回生動作，反向的電流可流過FETQ2。因此，可在短時間內抑制輸出電壓的上升，并能夠穩定地控制輸出電壓。因此，在DC-DC轉換器1中，不會產生如專利文獻1那樣的輸出電壓為高的狀態長時間持續的問題。
然后，考慮在負載電流較小的狀態下起動并從軟起動的狀態切換到通常動作狀態的情況。在DC-DC轉換器1中，如上所述，即使在軟起動的起動期間，也進行同步整流動作。因此，在負載電流較小時或為零時，進行回生動作，流經扼流線圈L1的電流其方向交替地重復正向和反向，在FETQ1和FETQ2中也不僅流過正向的電流還流過反向的電流。并且，FETQ1的接通占空比與負載電流無關，變為由輸入電壓和輸出電壓的關系確定的值。例如在該實施例中，由于輸出電壓的設定值為2.5V，因此FETQ1的接通占空比朝向2.5V(輸出電壓)/5V(輸入電壓)＝0.5而緩慢上升，在0.5變得恒定。即FETQ1的接通占空比不會達到如非專利文獻1那樣的非常小的狀態。并且，即使起動期間結束，在誤差放大器IC1中，作為比較對象的基準電壓只固定為vref的1.25V，FETQ2的動作也沒有任何變化。同步整流動作只會繼續。因此，在從起動狀態向通常動作狀態切換時，即使DC-DC轉換器1的負載電流處于較小的狀態，也不會產生輸出電壓下降較大的問題。
(第二實施例)對第一實施例的DC-DC轉換器1中在通常動作時從負載電流較大的狀態急劇地向負載電流較小的狀態轉移的情況再次進行考慮。在該情況下，輸出電壓vo上升，因此與此對應誤差放大器IC1的輸出電壓降低。雖然在第一實施例中沒有說明，但如果此時負載電流的變動過大，則會有誤差放大器IC1的輸出小于基準電壓va的情況。在該情況下，FETQ1的接通占空比為零，但在DC-DC轉換器1中，由于回生防止電路2發揮作用，因此FETQ2也截止。在該情況下，不會吸入由FETQ2所引起的來自輸出側的電流，有可能產生上升了的輸出電壓不易下降的問題。這是因為在通常動作狀態下，也構成為回生防止電路2根據條件來發揮作用。
圖5表示作為用于解決該問題的DC-DC轉換器的本發明的DC-DC轉換器的另一實施例的電路圖。圖5中，與圖2相同或同等的部分賦予相同標號，并省略其說明。
圖5所示的DC-DC轉換器5，相對于圖2所示的DC-DC轉換器1追加了回生防止電路停止電路6。在比較器IC6中設置有使能端子。回生防止電路停止電路6具備比較器IC7。比較器IC7的反相輸入端子與基準電壓源Vref連接，被施加基準電壓vref。比較器IC7的同相輸入端子與電容器C2的一端連接，被施加電容器C2的充電電壓。并且，比較器IC7的輸出與比較器IC6的使能端子連接。另外，比較器IC6在使能端子為L電平時進行通常動作，在使能端子變為H電平后停止動作，其輸出被固定為H電平。或者輸出端子成為漏極開路(open drain)或集電極開路(opencollector)結構，在與AND電路IC5之間設置有上拉電阻，如果使能端子變為H電平，則為了變為高阻抗輸出，實質上輸出也可固定為H電平。
在這樣構成的DC-DC轉換器5中，在起動時的軟起動狀態時，電容器C2的充電電壓比基準電壓vref低，因此比較器IC7的輸出變為L電平，比較器IC6進行通常動作。即，回生防止電路停止電路6不發揮作用，回生防止電路2發揮期望的功能。
另一方面，若軟起動結束而進入通常工作狀態，則電容器C2的充電電壓比基準電壓vref高，因此比較器IC7的輸出變為H電平，此后比較器IC6停止動作。由此，從比較器IC6向AND電路IC5輸入的信號被固定為H電平。即，回生防止電路停止電路6發揮作用，由此回生防止電路2停止發揮作用。
在通常動作時，回生防止電路2不發揮作用的情況是在FETQ1截止時FETQ2變為導通的情況。即，在通常動作時，誤差放大器IC1的輸出小于基準電壓va而FETQ1的接通占空比為零時，FETQ2處于導通狀態，可流過反向的電流。因此，在通常動作時，即使在從負載電流較大的狀態急劇地向負載電流較小的狀態轉移而輸出電壓上升的情況下，也能夠吸入由FETQ2引起的來自輸出側的電流，使已上升的電壓急速地降低而控制為原電壓。
另外，在DC-DC轉換器5中，回生防止電路停止電路6控制回生防止電路2的比較器6的動作和非動作，但只要是可使回生防止電路2的停止發揮功能，則也可采用其他結構。例如可采用將比較器IC6的輸出和比較器IC7的輸出進行與運算，施加到AND電路IC5的結構。此外，也可采用與軟起動的時間常數對應的計時電路來代替比較器IC7，從起動開始后經過一定時間使回生防止電路2發揮作用的結構。
此外，在上述的第一、第二實施例中，都以降壓型DC-DC轉換器為前提進行了說明，但本發明的DC-DC轉換器也可為升壓型DC-DC轉換器，因此可實現同樣的動作。
權利要求
1.一種DC-DC轉換器，其中具有主開關元件；同步整流用開關元件；扼流線圈；誤差放大器，其比較與輸出電壓相對應的電壓和基準電壓，輸出誤差成分；和振蕩器，其輸出在規定的電壓范圍內周期性變動的振蕩器信號，所述DC-DC轉換器對所述誤差放大器的輸出和所述振蕩器信號進行比較，根據比較結果使所述主開關元件和所述同步整流用開關元件交替地導通、截止，并將輸出電壓控制為恒定，所述DC-DC轉換器具備回生防止電路，在所述主開關元件的接通占空比變小的一側，當所述誤差放大器的輸出偏離了所述振蕩器信號的電壓范圍時，所述回生防止電路使所述同步整流用開關元件變為截止狀態。
2.根據權利要求1所述的DC-DC轉換器，其特征在于，所述基準電壓被設定為在開始起動后，從零開始在一定時間內上升，并在達到與輸出設定電壓相對應的規定電壓后變為恒定。
3.根據權利要求1或2所述的DC-DC轉換器，其特征在于，具備回生防止電路停止電路，其當所述基準電壓在起動后達到規定電壓之后，停止所述回生防止電路的動作。
全文摘要
在誤差放大器(IC1)的輸出低于三角波信號的下限電位(va)時，即在主開關元件(Q1)的接通占空比變小的一側誤差放大器的輸出偏離了三角波信號的電壓范圍的情況下，具備使同步整流用開關元件(Q2)變為截止狀態的回生防止電路(2)。根據該結構，防止有預偏置電壓時由起動時的回生動作所引起的輸入側的電壓上升。此外，防止在從負載電流迅速變化時的輸出電壓的變動、或負載電流較小時的從軟起動狀態向通常動作狀態的控制狀態切換時輸出電壓降低。
文檔編號H02M3/155GK1977443SQ20048004350
公開日2007年6月6日 申請日期2004年9月30日 優先權日2004年7月12日
發明者野間隆嗣 申請人:株式會社村田制作所